功率计范文

功率计篇1

摘要:本文总结了电子设计实验中常用的几种功率放大电路的设计方案,针对不同的设计要求和设计条件从电路搭建、注意事项及测试结果进行了说明,能满足大多数实验电路设计的需要。

关键词:功率放大;推挽输出;丙类功放

一.前言

在电子电路设计中,很多系统需要对输出信号进行放大,以提高其带负载能力,驱动后级电路,因此就要对信号进行功率放大。功率放大器的主要性能指标有输出功率及效率,其按照电流导通角的不同,可分为甲、乙、丙三类工作状态。甲类放大器电流的通角为180度,适用于小信号低频放大,效率最低;乙类放大器的通角约为90度,适于宽带大功率工作,大多数集成运放的末级输出都采用乙类推挽形式;丙类放大器的电流的通角则小于90度,电流波形失真太大,只适于以调谐回路为负载的窄带放大,但效率较甲、乙类高。【1】

二.电路设计

(一)大电流高摆幅运放

若不考虑成本限制,可直接采用大输出电流、高摆幅运算放大器作为输出级。设计重点在于运放的选择及电路连接。市面上有各种性能的buffer以及可用以驱动的运放,它们能满足大多数设计的要求。专门的驱动芯片如buf634,其输出电流达250ma,摆率为2000v/us。美国德州仪器公司也有许多相关产品,如ths3121,输出电流可达450ma,摆率达1500v/us。设计的关键在于芯片的正确使用,由于大多数为电流型运放,故反馈电阻的选取很重要,另外由于处理的是高频信号,所以电源去耦,电路布线方面也须十分注意。经实验测试,ths3121在反馈电阻取470ω、增益为2时在50ω负载时小信号-3db带宽达100mhz,-0.1db带宽达30mhz,并且在电压峰-峰值为10v的输出状态下,频率大于10mhz时仍无失真现象。

(二)互补对管推挽输出

若对功率放大要求不高,可采用分立元件搭建,以互补对管推挽电路作为输出级。设计的关键在于根据系统要求选择合适的互补对管。互补对管采用2sd667和2sb647,其特征频率为140mhz,集电极功率耗散为0.9w,适合低频功率放大。前级放大负反馈由输出引入,使得通频带更加平坦。

(三)直接功率合成

在手头没有合适的驱动芯片时,可以采用三极管直接搭建,虽在实际应用中较少,但在实验室条件下仍是不错的选择。直接功率合成的先决条件是各路参数要对称。要求vt1和vt2、vt3和vt4参数对称,r2=r3,r4=r5,r11=r12等。输入功率在a点一分为二,分两路分别进行放大,在c点合二为一。

(四)单管丙类功率放大

以上三种都是宽频带非谐振功率放大,效率较低,而在无线通信设计中,效率是发射机的主要性指标之一,丙类谐振功率放大较甲类、乙类相比具有更高的效率。三极管基极采用自给偏压电路,集电极采用rlc并联谐振回路,滤除谐波分量,采用π网络作为输出滤波匹配网络,实际参数值可根据所要求的谐振频率具体设计,在此不赘述。

结语

本文通过对不同条件下功率输出级设计提出相应的方案,并经过实际实验测试,效果良好。但在电子设计实验中,较少涉及电力系统,对信号的功率放大要求不是很高,本文仅对系统中常用的简单功率放大进行总结与实验验证,而实际应用中的功率放大电路远不止如此简单。

参考文献:

【1】董尚斌,等。电子线路(1)。北京:清华大学出版社,2006.

【2】黄根春,等。电子设计教程。北京:电子工业出版社,2007.8.

功率计篇2

关键词：有源电力滤波器；瞬时无功功率理论；谐波抑制；无功补偿

1 绪论

1.1 项目背景和意义

随着电力电子技术的飞速发展，各种电力电子装置在电力系统、工业、交通及家庭中应用日益广泛，电力电子装置产生的谐波、无功对电网的污染日趋严重，对电力系统和用户造成了一系列危害。

谐波和无功电流，从物理本质上看，都可以归结为波形的问题。谐波是工频正弦波畸变，无功是电压电流波形相位不同，由于物理本质的统一性，可以对电力系统中的谐波和无功进行综合补偿。

有源电力滤波器（APF）就是一种谐波、无功综合补偿系统。其基本原理是从补偿对象中检测出谐波电流，然后由逆变器产生一个与谐波电流相同的补偿电流，从而使电网电流只有与电网电压同相位的基波正序分量。它具有动态补偿、不易与电网阻抗发生谐振、所需贮能元件容量很小及补偿无功的大小可连续调节等优点。

1.1.1 谐波的产生及其危害

电力系统中的各种非线性元件是a生高次谐波的主要原因。按照非线性元件的类习惯，电力系统谐波源可以分为两大类。

一是含有半导体非线性元件的电力电子装置谐波源。

二是含有电弧和铁磁非线性设备的谐波源。

理想的公共用电网所提供的电压应该具有单一固定的频率以及规定的电压幅值。谐波电流和谐波电压的出现，对公共用电网络是一种污染，它使用电设备所处的环境恶化，也对周围的通信系统和公用用电网络以外的设备带来危害。

1.1.2 谐波抑制

谐波抑制是提高电能质量，保证供用电设备安全可靠运行的重要手段之一，基本思路主要有两条：一是安装滤波装置来补偿谐波，这适用于各种谐波源；二是对电力电子装置进行改造，使其功率因数为1并减少谐波的产生。

装设滤波装置的传统方法是采用无源滤波器，也称为LC滤波器。这种方法既可以补偿谐波，又可补偿无功功率，而且结构简单。这种方法的主要缺点是补偿特性受电网阻抗和运行特性影响，易和系统发生并联谐振。且只能补偿固定频率的谐波，补偿效果也不甚理想。

采用有源电力滤波器是目前谐波抑制的一个重要趋势，有源电力滤波器也是一种电力电子装置，其基本原理是从补偿对象中检测出谐波电流，与补偿装置产生一个与该谐波电流大小相等极性相反的补偿电流，从而使电网电流只含有基波分量。

1.1.3 无功补偿

无功补偿包括对基波无功功率的补偿和对谐波无功功率的补偿。对谐波无功功率的补偿实际上即是前面所述的谐波补偿。对基波无功功率的补偿可以采用并联电容器，具有成本低的优点，但只能补偿固定的无功功率。静止无功补偿装置（SVC）近年来获得了较大的发展，其典型代表是固定电容器+晶闸管控制电抗器（FC+TCR），晶闸管投切电容器（TSC）也获得广泛的应用。SVC的重要特性是能对补偿的无功功率连续调节。

1.2 项目技术要求

1.2.1 项目功能要求

本项目主要需要实现以下功能：

（1）单一指定次谐波补偿

（2）2至25次谐波全补偿

（3）无功补偿

（4）无功、谐波全补偿

1.2.2 项目技术指标（见下表）

2 系统设计

在设计主电路时，首先应确定主电路的形式。目前有源电力滤波器的主电路绝大多数采用电压型，采用电流型的极少。这里选择电压型、单个变流器的方式是具有代表性的。

2.1 并联有源电力滤波器的系统结构和工作原理

APF的系统框图如图1所示。表示交流电源，负载为谐波源，它产生谐波并消耗无功。有源电力滤波器系统由两大部分组成，即指令电流运算电路和补偿电流发生电路。其中指令电流运算电路的核心是检测出补偿对象电流中的谐波和无功等电流分量。补偿电流发生电路的作用是根据指令电流运算电路得出的补偿电流的指令信号，产生实际的补偿电流，它由电流跟踪控制电路、驱动电路和主电路三个部分构成。主电路目前均采用PWM变流器。

2.2 指令电流运算电路

指令电流运算电路的作用是根据有源电力滤波器的补偿目的得出补偿电流的指令信号，即期望由有源电力滤波器产生的补偿电流信号。指令电流运算电路的核心是谐波和无功电流实时检测方法。

若有源电力滤波器的补偿目的只是补偿谐波，则补偿电流信号应与检测的负载谐波极性相反。

当有源电力滤波器的补偿目的是同时补偿谐波和无功功率，补偿电流的指令信号应与负载电流的谐波及基波无功分量之和的大小相等、极性相反，此时补偿后的电源电流与负载电流的基波有功分量完全相同。

当有源电力滤波器只补偿无功功率时，补偿电流指令信号应与负载电流的瞬时无功分量大小相等、极性相反。

2.3 电流跟踪控制电路

本项目所采用的电流跟踪控制电路原理如图2所示。电流跟踪控制电路正式补偿电流发生电路中的第1个环节，其作用是根据补偿电流的指令信号和实际补偿电流之间的相互关系，得出控制补偿电流发生电路中主电路各个开关器件通断的PWM信号，控制的结果应保证补偿电流跟踪其指令信号的变化。由于并联型有源电力滤波器产生的补偿电流应实时跟随其指令电流信号的变化，要求补偿电流发生器有很好的实时性，因此电流控制采用跟踪型PWM控制方式。

3 主电路设计

3.1 主电路直流侧电容和电压等级

电压的选择按照经验选择应在相电压3倍以上，我们选则参考电压Ud=770V。

电容量的选择可按照如下经验公式计算

其中：I0-APF额定工作电流；w1-APF输出的电压基波的角频率；Udc-额定状态下直流侧电压；K-系统允许的直流电压波动系数，取值范围0.01～0.1；Cd-直流侧电容容量之和。

所以

此条件下求得Cd=4150μF，考虑到电容容量适度增大利于系统稳定，可取Cd=4550μF。

即每个电容容量C1=C2=9100μF。

3.2 LCL滤波工作原理与参数设计

为了滤除开关谐波，通常将L或LC滤波器引入APF中。其位置如图3所示。

由LCL参数计算：

系统的额定功率P=35kW；电网基波频率f=50Hz；电网线电压有效值U=220V

主电路直流侧电容电压Udc=770V；额定输出电流I=100A；主电路开关管的开关频率fsw=15KHz

（1）设计输出总电感值

根据补偿电流最大允许纹波条件决定逆变器总电感的取值为：

其中，imax为开关频率处谐波电流允许的最大脉动，一般取20%的额定输出电流i。

（2）确定逆变器侧电感L1和网侧电感L2的电感量

综合考虑滤波效果和纹波电流影响，我们取L1和L2的电感量分别为：

（3）确定滤波电容Cf和阻尼电阻Rd

我们选择谐振频率为7KHz，所以Rd×Cf=22.7，一般情况下Rd在5Ω左右，所以经过测验Rd=4.27Ω，Cf=5.31μF较为合适。

4 控制系统设计

4.1 控制系统总体设计

本设计仅建立了PSIM仿真模型，实际中的控制系统可以由FPGA+DSP作为控制器进行全数字控制器设计。因此，本章主要讨论APF的控制算法与软件设计，所涉及的控制算法均可由控制器编程实现。

4.2 无功检测算法设计

瞬时无功功率理论于1983年由赤木泰文首先提出，此后该理论经不断研究逐渐完善。该理论亦称pq理论，以瞬时实功率p和瞬时虚功率q的定义为基础。

设三相电路各相电压和电流的瞬时值分别为ea、eb、ec和ia、ib、ic。将它们，变换到α-β两相正交坐标系上。根据瞬时功率理论可以将负载电流解耦成各个分量，本文采用如图所示的算法，可以对基波无功电流进行检测。对图示方法中，将ip支路断开，并去掉电流前馈环节，即可获得三相基波无功。

将图中ip的通道断开，只需对iq所在的通道进行反变换，得

即为基波无功电流。这种控制方法适用于中小功率场合应用。基于瞬时无功功率理论的方法具有较好的实时性，在之检测无功电流时，可以完全无延时地得出检测结果。

4.3 谐波检测算法设计

常规p q法计算的时电流矢量i在三相电网基波正序电压合成矢量及其法线上的投影。在阿尔法-贝塔坐标系中，只有基波电流分量和基波电压分量合成矢量是同步旋转的，处于相对静止的状态，而其他所有的电流分量相对于基波正序电压合成矢量均是动态的。因此，只有基波正序电流分量在基波正序电压合成矢量及其法线上的投影才是常量，其他分量在基波正序电压合成矢量及其法线上的投影均是交变的。提取其中的直流分量，经反变换，即可求得电网基波正序电流分量。根据上述原则，若欲检测某次（如k次）谐波电流分量，参考电压矢量选为k次谐波正序电压合成矢量即可。

5 仿真结果

整体原理如图所示。

5.1 全谐波补偿

（补偿率88.2%）

5.2 无功补偿

5.3 全谐波与无功补偿

（补偿率78%）

6 结论与总结

本项目设计了一套基于瞬时无功功率法与指定次谐波提取的APF模块，并进行了PSIM仿真，在直流侧电压稳定的前提下其无功与谐波补偿均取得了良好效果。在仅采用电压闭环控制直流侧母线电压时也取得了良好效果。然而由于时间紧迫，加之前期与老师的沟通出现一些问题，进度略显迟缓，在进行电压外环与电流内环的联合控制时不能取得良好效果。幸好最后时刻获得老师指点，获得了较为理想的补偿效果。

⒖嘉南

[1]郭伟峰.三相四线制并联有源电力滤波器的研究[D].哈尔滨：哈尔滨工业大学电气工程系，2006：1-7.

[2]程汉湘.无功补偿理论及其应用[M]北京：机械工业出版社，2016：248-281.

[3]吉正华.基于dq换的三相软件锁相环设计[J].电力自动化设备，2011，31（4）：105-106.

功率计篇3

【关键词】高效率音频功率放大器 FPGA 设计

1设计要求

设计并制作一个高效率音频功率放大器及其参数的测量、显示装置。功率放大器的电源电压为+5V（电路其他部分的电源电压不限），负载为8Ω电阻。

1.1功率放大器

（1） 3dB通频带为300Hz～3400Hz，输出正弦信号无明显失真。（2）最大不失真输出功率≥1W。（3）输入阻抗>10kΩ，电压放大倍数1～20连续可调。（4）低频噪声电压（20kHz以下）≤10mv，在电压放大倍数为10，输入端对地交流短路时测量。（5）在输出功率500mW时测量的功率放大器效率（输出功率/放大器总功耗）≥50%。

（2）设计并制作一个放大倍数为1的信号变换电路，将功率放大器双端输出的信号转换为单端输出，经RC滤波供外接测试仪表用，高效率音频功率放大器框图如图1.1所示。 图1.1中，高效率功率放大器组成框图可参见本题第4项“说明”。

图1.1 高效率音频功率放大器框图

（3）设计并制作一个测量放大器输出功率的装置，要求具有3位数字显示，精度优于5%。

（4）说明：采用开关方式实现低频功率放大（即D类放大）是提高效率的主要途径之一， D类放大器即高效率功率放大器组成框图如图1.2。本设计中要求采用D类放大方式，不允许使用D类功率放大集成电路；效率计算中的放大器总功耗是指功率放大器部分的总电流乘以供电电压（+5V），不包括第2、3项涉及的电路部分功耗。制作时要注意便于效率测试；在整个测试过程中，要求输出波形无明显失真。

图1.2 高效率功率放大器组成框图

1.2 D类放大器的工作原理

一般的脉宽调制D类功率放大的原理框图如图1.3所示。D类功率放大的波形图如图1.4所示。

图1.3 D类功率放大的原理框图

图1.4 D类功率放大的波形图

1.3高效率音频功率放大器硬件电路

1.3.1脉宽调制器

（1）三角波发生器。三角波发生器采用宽频带、低漂移、满幅运放TLV2464及高速精密电压比较器LM311来实现，电路如图1.5所示。运放TLV2464的满幅放大既保证能产生线性良好的三角波，而且可以保证低电压供电下输出较大幅度。

载波频率的选定既考虑抽样定理，又考虑电路实现。选择载波频率为150kHz，使用四阶LC滤波器，输出端对载波频率衰减大于60dB。

三角波发生器频率为150kHz，C为750pF。100kΩ电位器用于调节三角波发生器频率。（2）前置放大器。前置放大器如图1.6所示。用于音频信号放大，使功放电压放大倍数1～20倍可调，也保证比较器的比较精度。

（3）比较器。比较器如图1.7所示。输入音频信号和三角波输出PWM波形。

图1.5 三角波发生器

1.6 前置放大器

1.7 比较器

1.3.2驱动电路

驱动电路如图1.8所示。将PWM信号整形变换成互补对称的输出驱动信号。40106施密特触发器并联以获得较大的电流，送给由晶体三极管组成的互补对称射极跟随输出的电路。三极管选用8050和8550。40106供电电压VDD是3～15V，输入电压0～VDD。8050和8550是NPN、PNP对管，VCEO=25V，IC=1.5A。管脚图如图1.9所示。

图1.8 驱动电路

图1.9 40106、8050和8550管脚图

1.3.3 H桥互补对称输出电路

H桥互补对称输出电路如图1.10所示。IRFD9120、IRFD120是P沟道、N沟道MOS对管，VD=100V，ID=1.3A，导通电阻小、开关速度快、满足1W输出功率要求。管脚图如图1.11所示。两个四阶低通滤波器。

图1.10 H桥互补对称输出电路

图1.11 IRFD9120、IRFD120管脚图

1.3.4 信号变换电路

信号变换电路如图1.12所示。信号变换电路放大倍数为1，将功放的双端输出变为单端输出，经RC滤波供外接测试仪表用。

图1.12 信号变换电路

1.3.5 TLC0820模数转换电路

TLC0820模数转换电路如图1.13所示。图1.12信号变换电路的输出OUT接到图1.13经二极管检波电路TLC0820将模拟量变为数字量，TLC0820的数字量对应输出OUT的幅值。将TLC0820的数字量给高效率音频功率放大器的FPGA控制的总模块图1.15。数码显示电路如图1.14所示。图1.14用于显示高效率音频功率放大器的输出功率。

图1.13 TLC0820模数转换电路

图1.14 数码显示电路

1.4高效率音频功率放大器软件电路设计

高效率音频功率放大器的FPGA控制的总模块如图1.15所示。输入CLK接24MHz时钟，D_IN[7..0]、INT接TLC0820。输出WR接TLC0820，DISP_DATA[7..0]、DISP_SEL[2..0]接数码显示电路。

图1.15 高效率音频功率放大器的FPGA控制的总模块

分频器FEN模块，将CLK24MHZ时钟分频为600Hz、40kHz、1kHz、60Hz经O1、O2、O3、O4输出。

TIME3模块，用于控制图1.13 TLC0820模数转换电路数据的写读。

VCT模块，测试输入信号的最大值。

DDDF模块，将VCT模块输出的二进制数转换四位二―十进制数结果输出。

DISPLAY_H模块，使数据传送速度变慢，数码管显示稳定。CLK是60Hz时钟，经分频变为CLK2=3Hz，用此时钟传送数据。

DISPLAY模块，用于数码管显示。

2结语

高效率音频功率放大器硬件电路设计和软件电路设计可以实现高效率音频功率放大器的设计要求。

功率计篇4

1　概述

功率是表征射频信号特性的一个重要参数，随着移动通信技术的发展，对射频信号功率的精确测量已成为无线通信测量中的重要一环。射频功率计通常由功率传感器（或称功率探头）和功率指示器两部分组成，根据功率计测量电路的连接方式，功率计可分为吸收式（又称终端式）和通过式两种，吸收式功率计以功率探头作为被测系统的终端负载。它吸收全部待测功率，并由指示器显示测得的功率值。本文介绍一种基于AD8362芯片的吸收式小功率计的设计方法。该设计利用AD公司的真有效值功率检测器AD8362制作功率探头，因此，电路简单，一致性好。该功率计的工作频率为20kHz～250MHz，功率测量范围为－48dBm～＋12dBm。

2　AD8362的原理及性能

2．1 性能参数

AD8362是美国AD公司生产的真有效值功率检测器，工作频率高达3GHz，它采用双平方电路比较转换技术和激光修整技术，因而测量线性度较高，其测量结果基本上与信号波形无关。尤其是在大峰值因数时，能够胜任GSM、CDMA和W－CDMA等复杂信号对测量精度的要求，可广泛用于对信号功率需要准确测量的高频通信和仪器仪表系统中。

AD8362采用16脚TSSOP封装，可在－40℃～＋85℃的温度范围内工作。其特点如下：

可进行真有效值功率测量；

具有以dB为单位的线性响应，而且具有优良的温度稳定性；

输入动态范围达60dB，对于50Ω阻抗的系统而言，其信号输入可从－45dBm～＋15dBm；

具有从低频到2．7GHz的平坦输入／输出响应；

精度、线性度高，典型线性斜率为50mV／dB；

单电源工作，范围为＋4．5V～＋5．5V；

电源休眠power down功能可降低功耗，休眠时功耗小于100μW。

AD8362的极限参数如下：

电源电压：＋5．5V；

内部功耗：500μW；

工作温度范围：－40～＋85℃；

存储温度范围：－65～＋150℃；

焊接温度（焊接时间≤60s）：300℃。

2．2 引脚功能

AD8362的引脚排列见图1。各引脚功能如下：

COMM：公共接地端；

CHPF：高通滤波器输入端，该脚与地这间的电容大小决定着输入高通滤波器的3dB频率；

INHI：信号差分输入端口的“＋”端；

INLO：信号差分输入端口的“－”端；

DECL：“INHI”和“INLO”的去耦端，应通过一个大电容连接到地，以构成完整的输入电路；

PWDN：休眠控制端，高电平时器件关断；

CLPF：环路滤波器积分电容连接端；

ACOM：输出放大器的公共接地端；

VSET：设置电压输入端，使RF的输入功率与输出的dB数相对应；

VOUT：误差放大器电压输出，在测量方式时，通常直接与“VSET”端相连；

VPOS：＋5V电源输入端；

VTGT：基准电压端，该脚的电压将影响对数截止点的位置；

VREF：1．25V通用参考电压输出，可直接提供给“VTGT”。

3　基本工作原理

AD8362是一种真有效值响应的功率检测器，其测量结果与信号波形无关，从而为复杂调制信号的射频功率测量提供了一种有效的方法。AD8362的内部电路框图如图2所示。

输入的RF信号首先被送入一个可变的梯形电阻衰减器进行衰减，该衰减器每隔5dB有一个抽头，共有12个抽头，它采用一种平滑的内插专利技术，使衰减值可以连续准确变化，衰减值的设定由“VSET”脚的电压控制。衰减后的信号送到一个高性能的宽带放大器进行放大，再由一个宽带的平方律检波器检波，检波输出的脉动信号经滤波后与另一个平方电路的输出进行比较。这个平方电路的输入由“VTGT”脚提供，它是一个固定的直流电压，通常在片外与可提供准确1．25V参考电压的VREF脚相连。两个平方电路的输出信号差分输入到高增益误差放大器后，将从“VOUT”脚输出一个电压信号，该电压值可随输入RF信号的功率而变，最高可以达到（Vs－0．1）V。

AD8362可以设置成功率测量和控制器两种工作方式。用功率测量方式时，“VOUT”与“VSET”脚直接相连，此时输出电压与输入功率有效值的对数成正比，因而读数可以直接用dB表示。在控制器方式时，对RF 信号功率的实际取样电压值将从“VSET”脚输入，可用来改变主系统放大器的增益，以使之保持在一个设置的水平上。

AD8362的“PWDN”脚在逻辑高电压信号控制时可进入休眠状态，此时，消耗电流将减少到2μA以下。芯片被低电平“唤醒”可在1μs内完成。AD8362的正常工作电流在＋25℃条件下为18mA。

图3 射频功率计电路

4　实用功率计设计

根据实际需要，笔者以AD8362为中心设计了一个简单实用的吸收式射频小功率计，图3是其电路连接图。该功率计输入端采用HP公司的肖特基势垒二极管HSMS－8101作过载保护，AD8362的信号输入端设计成双端差分输入模式，并用Mini－Cir-cuits公司的射频变压器T4－6T进行耦合，T4－6T的传输比为12，这样，既便于阻抗匹配，又可以使AD8362输入端的信号功率提高3dB。

该功率计的显示驱动电路由单片机PIC16C71及其电路组成，可驱动4只共阴极的LED数码管，以指示被测信号功率的dB数值（最高位显示符号在低于0dBm时显示负号，大于等于0dBm时不显示）。PIC16C71是Microchip公司出品的8位低价微控制器，片内有A、B两个8位双向I／O口，其中A口的低4位可作为4个通道A／D转换器的输入口。设计中，笔者用PIC16C71的RA0作为A／D输入端以采样AD8362的“VOUT”输出电压。该单片机的工作时钟为4MHz，A／D转换的时钟源采用片内RC振荡器，基准为芯片的＋5V电源电压。由于PIC16C71单片机I／O口的单端驱动电流最大为25mA，而一位数码管的8只LED同时发光的最大“位”电流约需48mA，所以应将RA4～RA7进行扩展。可由4只三极管来完成LED的“位”驱动。而LED的7段显示、小数点的显示

则可以直接由B口的RB0～RB7完成。显示采用动态扫描方式进行每20ms扫描一次，每个数码管轮流显示5ms。这样，由于人眼的“视觉暂留”效应，显示效果还是比较稳定的。

功率计篇5

【关键词】低压；无功功率；补偿柜；节能设计选型

在我国社会主义现代化建设不断推进的今天，农业、工业及服务业的电力负荷量呈现出明显的上升，大幅度增量电源，这样不仅导致整个电力供应系统的网络结构出现改变，同时也使得整个系统的电源分布产生改变，这样导致整个电网系统的无功分布出现明显的不合理现象。如果在配电网中出现明显的感性负荷时，则会降低电网的功率因数，其原因在于感性负荷吸收了电网中的无功功率。在配电网的经济指标中，功率因数作为一项重要的技术经济指标之一，如果能够通过安装无功补偿装置来提高电网的功率因数，则可能极大的改进电网的电能质量，降低配电网的线损值，最终起到节能效果。

1 概述

1.1 系统中安装无功补偿装置的必要性

客观地讲，无功补偿可提高功率因数、增加用电设备的出力，消除力率电费。减少线路及变压器的电能损耗，减少相应电费。改善电压质量和电动机运行状况，降低动力设备的使用电流。减轻电器、开关和供电线路负荷，减少维修量延长使用寿命，提高电力系统的可靠性。降低变压器负荷，释放变压器容量，使变频调速系统的节能效果提高。

1.2系统中安装无功补偿装置的作用

随着我国现代化建设进程的不断推进，居民、商业和工业的用电量越来越大，由于线路的负荷功率因数较低以及无功消耗较大，从而对整个配电网的供电质量与效益产生严重影响。因此，在配电网中采取无功补偿，可有效提升配电网系统运行的可靠性、安全性及经济性。在设置配电网无功补偿时可以通过计算获取最佳方案，同时用户也可以自愿选择使用无功补偿装置，这样不仅有利于改善整个配电网及用户的电压质量，有效降低线路的损耗，减少配电网的运行成本，提高配电网的经济效益，还为广大用户节约了大量的经济支出。

2 无功补偿的种类

静态补偿：静止无功补偿器SVC（Static Var Compensator）是由晶闸管所控制投切电抗器和电容器组成，由于晶闸管对于控制信号反应极为迅速，而且通断次数也可以不受限制[2]。当电压变化时静止补偿器能快速、平滑地调节，以满足动态无功补偿的需要，同时还能做到分相补偿；对于三相不平衡负荷及冲击负荷有较强的适应性，该方法既可补偿谐波，又可补偿无功功率。

动态补偿：动态无功补偿是从补偿效果来进行描述定义的，一般的补偿是有级的，也就是常用的补偿装置如电容，是按组来进行投切的，也就用电系统里产生的无功不会是你补偿的一样多，但是由于这种补偿已经将功率因数达到0.95。用行业内的话就是动态补偿装置能够产生的无功是呈线性的。总体来说，动态无功补偿就是能够根据实际的无功需求快速进行补偿，也就是能够跟上网内需求的变化节奏，所以称之为动态无功补偿。

3无功补偿方式选择

3.1 自动补偿

无功功率自动补偿控制器是低压配电系统补偿无功功率的专用控制器，可以与多种等级电压在400V以下型号的静电容屏配套使用。产品具备RS485通讯接口，其所采样得到的电压、电流、频率、有功功率、无功功率、有功谐波百分量、功率因数、温度可通过通讯接口传送到其它外部设备。

3.2 分相补偿

分相补偿是在补偿装置中使用一定数量单相电力电容器，通过检测三相电流来进行分别计算并控制各相电容器的投入数量来达到补偿目的，因此可以使各相的无功电流均获得良好的补偿。这种补偿方式适用于对办公楼、居民小区等单相负荷为主的负荷进行补偿。单相电容器分相投切型补偿装置只能补偿不平衡的无功电流，对不平衡有功电流没有调整能力。

3.3 混合补偿

所谓的混合补偿是针对三相还是单相补偿来说的。混合补偿就是大部分补偿为共补，少部分采用分补。其补偿一般分为：低压侧，高压侧，集中补偿，分散补偿。其原理是通过调节无功功率参数的信号取自三相中的每一相，根据每一相感性负载的大小和功率因数的高低进行相应的平衡补齐，然后再进行三相补偿。

4 无功功率补偿柜配置方案及元器件设计选择

4.1 改进无功功率补偿柜设计的探讨

4.1.1 电容器的选择

（1）选择至少可以承受 100/n的浪涌电流和电压高一个等级的电容（比如用 440V 电容取代 400V 电容），像 FRAKO 电容，可以承受 200-300/n的浪涌电流。较高的电压等级和耐浪涌电流的能力，可以使电容在谐波存在的情况下，寿命更长。

（2）选择节能（能耗在 0.2～0.5W/Kvar）环保型的干式电容，由于采用了自愈式和分段薄膜技术，电容器带有预充电电阻，内置保险，可以使把电容的灾难性的损坏变成渐进式的或自愈式的。不能选择油浸式的电容，不利于环保并有火灾的风险。

4.1.2 电容器的保护

（1）检查供电侧的用电质量，确认是否在可接受的范围之内（V-THD

（2）选择熔断器隔离开关代替空气开关，电容投切可以采用可控硅与交流接触器相结合的复合开关，可以有效的降低电容投入时的涌流和电容断开时接触器的拉弧。

（3）无功功率补偿组应该留出 30%～40%的余量，内部电缆应适当放大，并且必须是 A 级阻燃电缆，控制电线也必须是阻燃的。

（4）在控制线路设计中，应采用以单片机为基础的控制器，按负荷侧有功、无功的值取样，进行分析计算，自动识别工作电容器和备用电容器，发出指令，自动循环选择不同的电容器进行投切，使每个电容的运行时间大致相同，延长电容器的使用寿命。控制器同时还具有电容回路过压，过流等保护功能。

4.2 无功功率补偿柜柜体的设计

（1）电容器要与电抗器要相互隔离，两者都要与接触器，熔断器隔离开关，电缆，母排等隔离，同时每个柜之间也要隔离，把故障限制在每个柜子里。下图1是一个很好的例子（其中的进线开关不建议安装，应由电缆供电）

（2）使用强制通风系统

根据电容器的经验法则，电容器的工作温度，每降低 10℃，寿命会增加一倍。一般电容器规定的最高工作温度为 55℃，所以期望电容器工作温度在40～45℃左右。

目前很多 PFC 柜都是自然通风方式，强烈建议安装强制通风系统。PFC 柜前后都有进风口，顶部安装至少两个抽风扇（下面装有防止风扇意外跌落下来的装置），带自动恒温调节器和超温报警装置，如果 PFC 柜的通风系统出现风机跳闸或进风口堵死等情况，可以立即知道。

（3）电容器的装配方法对于通风和散热也起到很重要的作用，电容器不应该安装在水平封闭的底板上，底板板上应该有通风孔。

（4）柜子的设计还要体现安全的原则，不允许有的母排和手指可能触摸到的带电体。若有，必须用阻燃隔板加以隔离，并贴有“当心触电”的标识。PFC 柜的顶部应该安装防护板，距离柜顶约 200mm，防止垂直滴下来的液体直接进入配电盘，也利于散热；防护板的尺寸应略大于电柜柜顶尺寸，四周有折边，略微倾斜，留一面小开口，让液体可以从柜体旁落到地面，使柜体的防护等级达到应为 IPX1。

5 总结性论述

综上所述， 无功电流在系统中大量流动， 使线损增加、电能质量降低， 对发电、供电、用户三方都产生不良影响。因此必须对系统进行无功补偿， 以消除这些不良影响。在配电网中利用无功功率补偿的办法， 可使系统中的用电设备所需的无功功率就地平衡， 使配电网的功率因数得以调节， 对改善配电网电能质量， 降损节能具有重要意义。在补偿技术和装置不断发展和完善的趋势下， 无功补偿技术和无功补偿装置会在电网和广大的城乡领域得到广泛应用。

参考文献：

[1]琚志强.论配电网无功功率的补偿[J].宁夏电力，2006（4）.

[2]李葆申，叶淑珍.关于无功补偿分类术语和定义的探讨[J].电力电容器与无功补偿.2011（32）..

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[4]伍正阳.智能低压配变监测与无功补偿箱设计探索[J].云南大学学报（自然科学版），2009（S2）.

功率计篇6

关键词:宽禁带半导体; 功率放大器; 附加效率; GaN

中图分类号:TN95 文献标识码:A

文章编号:1004-373X(2010)13-0045-03

Design of GaN Wide-bandgap Power Amplifier with High Efficiency

ZHANG Fang-di1, ZHANG Min1, YE Pei-da2

(1. East China Research Institute of Electronic Engineering, Heifei 230031, China;

2. Key Lab of Information Photonics and Optical Communications, Ministry of Education, School of Telecommunication Engineering,

Beijing University of Posts and Telecommunications, Beijing 100876, China)

Abstract: GaN as one typical representative of the third generation semiconductor materials is considered to be a perfect candidate for high-frequency semiconductor power devices due to its features such as wide bandgap and high critical electric field. By using a loadpull/sourepull method, a S-band GaN wide-bandgap power amplifier (10 W) is designed and fabricated based on the Agilent ADS software to investigate the properties of GaN power amplifier. The design procedure for the power amplifier is illustrated in detail. The power amplifier was tested. The test results show that the output power over 15W and power added efficiency (PAE) above 67% can be realized by the designed amplifier at the range of 2.3～2.4 GHz, and prove that the GaN wide-bandgap power device has the characteristics of high gain and high efficiency.

Keywords: wide-bandgap semiconductor; power amplifier; power added efficiency; GaN

0 引 言

半导体功率器件按材料划分大体经历了三个阶段。第一代半导体功率器件以Si双极型功率晶体管为主要代表,主要应用在S波段及以下波段中[1]。Si双极型功率晶体管在L波段脉冲输出功率可以达到数百瓦量级,而在S波段脉冲功率则接近200 W。第二代半导体功率器件以GaAs场效晶体管为代表,其最高工作频率可以达到30~100 GHz。GaAs场效应晶体管在C波段最高可输出功率接近100 W,而在X波段则可达到25 W。第三代半导体功率器件以SiC场效应晶体管和GaN高电子迁移率晶体管为主要代表。同第一代、┑诙代半导体材料相比,SiC和GaN半导体材料具有宽禁带、高击穿场强、高饱和电子漂移速率以及抗辐射能力强等优点,特别适合应用于高频、高功率、抗辐射的功率器件,并且可以在高温恶劣环境下工作[2-5]。由于具备这些优点,宽禁带半导体功率器件可以明显提高电子信息系统的性能,广泛应用于人造卫星、火箭、雷达、通讯、战斗机、海洋勘探等重要领域[6-10]。

本文基于Agilent ADS仿真软件设计实现一款高效GaN宽禁带功率放大器,详细说明设计步骤并对放大器进行了测试,结果表明放大器可以在2.3~2.4 GHz内实现功率15 W以上,附加效率超过67%的输出。

1 GaN宽禁带功率放大器的设计

1.1 放大器设计指标

在2.3~2.4 GHz工作频段内,要求放大器连续波工作,输出功率大于10 W,附加效率超过60%。

1.2 功率管的选择

根据放大器要求的设计指标,设计选用的是某进口公司提供的SiC基GaN宽禁带功率管,其主要性能参数见表1。

1.3 放大器电路设计

图1为功率放大器原理框图。图1中,IMN&Bias和OMN&Bias分别为输入匹配网络及输入偏置电路和输出匹配网络及偏置电路,VGS和VDS分别为栅极-源极工作电压和漏极-源极工作电压。采取的设计思路是:对功率管进行直流分析确定放大器静态工作电压;进行稳定性分析和设计;利用源牵引(Source Pull)和负载牵引(Load Pull)方法确定功率管匹配电路的最佳源阻抗ZS和最佳负载阻抗ZL(ZS和ZL的定义见图1);根据获得的源阻抗与负载阻抗进行输入、输出匹配电路设计以及偏置电路设计;加工、调试及改版。

表1 GaN功率器件性能参数

频率范围Up to 4 GHz小信号增益(最小)14 dB

P3dB输出功率(最小)13 W效率(P3dB)65%

工作电压28 V击穿电压VBR(最小)84 V

器件结温(最大)175 ℃热阻5 ℃/W

图1 功率放大器原理框图

1.3.1 直流分析

对功率放大器进行直流分析的目的是通过功率管的电流-电压(I-V)曲线确定功率管的静态工作电压。由于厂家提供了功率管的ADS模型,因此设计中直接利用该模型进行仿真设计(下同)。

图2为在Agilent ADS软件中对器件模型进行直流分析的结果。根据厂家给出的器件规格参数以及┩2中的I-V曲线,选用VDS=28 V,VGS=-2.5 V作为放大器的工作电压。为使放大器能够实现较高的效率,这里选取静态电压让放大器在C类条件下工作。

图2 基于ADS模型的功率管I-V曲线

1.3.2 稳定性分析

稳定性是放大器设计中需要考虑的关键因素之一,它取决于晶体管的S参数和置端条件。功率放大器的不稳性将产生不希望出现的寄生振荡,导致结果失真,甚至设计失败。因此,在进行放大器阻抗匹配电路设计之前,必须进行稳定性分析与设计。

图3给出了功率管稳定系数随频率的变化曲线。图3中,稳定系数K与D分别定义为:

K=1-S11-S22+D22S12S21 (1)

D=S11S22-S12S21 (2)

从图3可以看出,在设计频段内稳定系数K和D分别满足大于1和小于1的条件,所以功率管为无条件稳定[11]。

图3 功率管稳定系数随频率的变化曲线

1.3.3 源牵引与负载牵引分析

源牵引/负载牵引分析方法原理:放大器在大信号电平激励下,通过连续变换源阻抗/负载阻抗对功率管进行分析,然后在Smith阻抗圆图上画出等功率曲线和等增益曲线,并根据设计要求选择出最佳源阻抗/最佳负载阻抗准确设计出满足要求的功率放大器。

分析中选取中心频率f=2.35 GHz。为准确获取功率管的最佳源阻抗ZS和最佳输出阻抗ZL,分析过程中遵循效率优先的策略,并采取如下步骤:

首先,假定ZS(0)=10 Ω进行负载牵引分析获得ZL(1);然后,根据ZL(1)进行源牵引分析获得ZS(1);再根据ZS(1)进行负载牵引分析得到ZL(2),…。重复进行源牵引分析与负载牵引分析,直至前后两次得到的负载阻抗ZL相等或者相差很小为止。

图4为进行源牵引分析和负载牵引分析得到的功率管输出功率、附加效率(Power Added Efficiency,PAE)等高线图。图4中,功率管的附加效率定义为:

ηPAE=(POUT-PIN)/PDC (3)

式中:POUT,PIN和PDC分别为放大器输出功率、输入功率和电源消耗功率;ηPAE代表功率附加效率。

从图4中可以读出功率放大器的最佳源阻抗与最佳负载阻抗分别为ZS=2.1-j6.5 Ω与ZL=13+j7.8 Ω。

1.3.4 匹配网络、偏置电路设计

匹配电路主要用来进行阻抗变换,其最终的目的是为了实现最大的功率传输。在仿真设计过程中,首先假设是在理想偏置电路的情况下利用取得的最佳源阻抗和最佳负载阻抗进行输入、输出匹配网络设计,然后根据1/4λ准则进行偏置电路设计,并通过微调电路部分参数使偏置电路满足射频扼流的要求。在Agilent ADS软件中,为使设计能够准确模拟真实情况,一般需要在电路设计(基于模型的)之后进行RF Momentum优化仿真。┩5为Agilent ADS软件设计的放大器匹配网络与偏置电路。图5中,微波电路基板材料选用的是Rogers公司的RT/duroid 6002板材,介电常数为2.94,厚度为0.254 mm。优化仿真过程中发现:放大器的效率和带宽是一对矛盾,当效率提高时,带宽变窄,反之亦然。

图4 功率管功率、附加效率等高线图

图5 匹配网络与偏置电路

2 指标测试

放大器实物如图6所示。

图6 放大器实物图

对设计的宽禁带功率放大器进行了测试。测试条件是:连续波工作,漏极电压VDS=28 V,栅极电压VGS=-2.5 V。图7为频率为2.35 GHz时,放大器输出功率、附加效率随输入功率的变化曲线。由测试结果可知:随着输入功率的增大,放大器的输出功率近似呈线性增大,在26 dBm开始出现饱和;随着输入功率的增大,放大器附加效率增大,在27 dBm时达到最大附加效率68.5%。实验还在2.2~2.6 GHz频率范围内(0.5 GHz为步长)测试了放大器的输出功率和附加效率参数,测试结果如图8所示。在2.25~2.5 GHz频率范围内,放大器输出功率在10 W以上,附加效率也超过60%。在2.3~2.4 GHz频率范围内,输出功率超过15 W,附加效率超过67%,放大器满足设计指标。

图7 输出功率、附加效率随输入功率的变化曲线

图8 输出功率、附加效率随频率的变化曲线

3 结 语

利用SiC基GaN宽禁带功率器件设计制作了S波段10 W功率放大器。试验测试结果表明所设计的放大器在2.3~2.4 GHz内附加效率在67%以上,也证实了宽禁带器件高效率、高增益的特点。

参考文献

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功率计篇7

【关键词】E类功放 2.4GHz 伪差分 饱和输出功率

1 引言

S着无线通信系统的发展，比如WCDMA、TD-SACDMA、CDMA2000等，大大加速了射频功率放大器的研究和设计。射频功率放大器是无线通信系统发射机的核心组成部分，功率放大器的性能指标直接影响整个通信系统的好坏，因此设计性能良好的功率放大器是当前无线通信系统亟待解决的问题。

射频功率放大器用来输出大功率给外部负载。功率放大器通常是无线发射机中功耗最大的模块，为了降低功耗，延长电池寿命，要求它具有较高的效率。射频功率放大器可分为传统功率放大器和开关模式功率放大器，传统功率放大器拥有良好的线性度，开关模式功率放大器则具有很高的效率。E类功率放大器是一种开关模式的功率放大器，拥有较高的效率，其可应用于手机蓝牙系统、物联网系统以及未来的可穿戴系统等，E类射频功率放大器的效率理论上可达到100%。

2 E类功率放大器的原理和理论设计方程推倒

功率放大器实质上是一个能量转换器，把电源供给的直流能量转化为交流能量。其转换能量的能力通常用漏极效率

，其中Pout为输出功率，Pc为漏级耗散功率。该式表明，要增加漏级效率，就必须减少漏级耗散功率的消耗。当晶体管工作在开关状态时，可以有效的减少漏级耗散功率的消耗。因为开关状态的晶体管相当于一个开关，当开关闭合时，有电流通过；由于此时的导通电阻极小，晶体管的电压很小，并且趋向于零。当晶体管断开时，晶体管电压虽然有点高，但无电流通过晶体管，从而达到减小耗散功率的目的。E类功率放大器就是按照电压与电流不重叠出现而设计出来的，使得在任意时刻，电压与电流的乘积为零，即耗散功率为零。图1为E类功率放大器的拓扑结构图。该拓扑机构由Grebennikov在2002年提出，经过10余年的发展，该放大器以其效率高，可设计性强等优点而被广泛应用。

在该E类拓扑结构图中，电感L1为电路提供直流偏置，电容C1为外加电容和晶体管寄生电容之和，电感L2和电容C2构成滤波谐振网络，该谐振网络谐振频率为2.4GHz。RL为从晶体管获得最大功率的最佳匹配负载。E类射频功率放大器由单个晶体管和负载匹配网络组成，在激励信号的作用下，晶体管工作在开关状态，当晶体管闭合时，晶体管漏端的电压由晶体管本身决定，即由其自身的导通电阻决定，当晶体管断开时，晶体管漏端的电压波形由其后端的负载网络的瞬态响应所决定。图2为理想E类功率放大器两端电压、电流的波形图。

为了使该功率放大器的效率达到100%，该功率放大器的瞬态响应网络应该满足以下三个条件：

（1）晶体管导通时，晶体管两端的电压必须为零，即晶体管的瞬态响应网络应在晶体管导通之前，完成电荷的释放；

（2）当晶体管截止时，晶体管两端的电压必须等晶体管完全截止后才开始上升；

（3）晶体管导通时，晶体管两端电压的导数为零。只有这样，流过晶体管的电压和电流才不会发生重叠，从而保证其100%的效率。根据以上三点，可以列出微分方程。通过对微分方程进行解析，可以得出E类功率放大器负载网络各元器件的具体参数，具体的推倒过程文献[1]已经列出。其各元器件参数的方程为：

其中，Pout为电路设计者需要功率放大器输出的功率，QL为串联谐振网络的品质因子。

3 存在的问题和解决的方法

由于功率放大器输出的是功率，且开关类的功率放大器和一般线性类功率放大器相比，晶体管的状态完全不一样，开关管工作在开关状态，所以对于驱动开关管的信号幅度必须足够大，这样才能使晶体管充分的开启和关闭。如图1所示，开关管一般都是通过一个电感直接接电源，所以为了保证可以充分驱动开关管，前级电路必须可以提供一个从0V到电源电压的驱动信号。其次，为了使该功率放大器的饱和输出功率尽量的高，以提高其漏极效率和功率附加效率，本设计采用了伪差分电路设计，使得饱和输出功率比单端增加了3dB，由于最佳负载是根据理论公式计算出来的，应该用负载牵引法，获得最佳负载，从而获得最大输出功率。

3.1 反相器驱动电路设计

由于驱动电路必须可以提供从0伏到电源电压的满摆幅信号，因为在射频前端中，功率放大器的前级电路是一个上变频电路，上变频电路的输出信号幅度非常微弱，所以必须加驱动电路才能驱动开关管，如果采用一般的放大器电路，很难输出一个满摆幅的信号，综合考虑本设计决定采用反相器级联输出方波信号的方式来解决该题。

图3为反相器驱动的电路图，该驱动电路由六个晶体管、两个电阻、一个电容组成；其中电阻R1、R2用于为第一、第二个反相器提供直流偏置，第三级反相器的输出端直接接需要驱动的开关管，C1为交流耦合电容。首先调整第一级反相器的参数，使得第一级反相器的静态输出为低电平，然后依次调整第二、第三级反向器的参数，使第二级静态输出为高电平，第三级静态输出为低电平，从而使后端的开关管静态偏置在截止状态。第一、第二、第三级反相器晶体管的尺寸按一定的比例增加，每一级反相器中PMOS管的宽长比应是NMOS管宽长比的倍数。使得级联反相器能够很好的输出方波波形，驱动后面的晶体管。

3.2 差分电路设设计

本设计采用了如图4所示的差分结构电路图，在该差分结构电路中，各名称相同的器件均为参数相同的器件，该差分结构电路由两个参数完全相同的单端电路组成。输入为差模电压，任意时刻总是一个管子导通，一个管子截止。所以每一个周期电流两次释放到衬底，由此引起的耦合电流的频率变为信号频率的2倍，有利于减小衬底耦合给电路的干扰，其次在相同的电源电压和输出功率条件下，每个晶体管在差分结构中比在单端结构中承受的最大电流要小，如果在相同的电源电压和电流下，差分结构比单端的输出功率要高。

4 电路仿真结果与分析

5 结束语

E类射频功率放大器是高效率的功率放大器，一直以来备受关注。本文对E类放大器的原理进行了简单的介绍，对相关器件参数方程进行了推倒，设计出了功率放大器的驱动电路，采用伪差分的电路结构，提高了功放的饱和输出功率的功率附加效率。榘E类功率放大器运用于高效率的平台提供了参考。

参考文献

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作者简介

朱启文（1990-），男，贵州省贵阳市人。现为贵州大学大数据学院在读硕士研究生。主要研究方向为射频集成电路方向。

作者单位

贵州大学贵州省微纳电子与软件技术重点实验室 贵州省贵阳市 550025

1.贵州大学大数据与信息工程学院 贵州省贵阳市 550025

功率计篇8

关键词：大功率LED；路灯；散热；设计

Abstract: the new high power LED to its high efficiency, energy saving, the long life, the green environmental protection, and other characteristics, becoming the world's most popular, the most outstanding new light source. The heat is LED to conquer high-power lighting lamps key, in high power LED performance and lamp design key technology, thermal design is very important link, the stand or fall of cooling design will be directly related to the LED the actual application of the street lamp.

Keywords: high power LED; Street lamps; Heat; design

中图分类号：S611文献标识码：A 文章编号：

一、引言

随着国内外产业发展迅猛，LED作为新一代绿色环保型固体照明光源，已经成为人们关注的焦点。但其成本和散热问题始终是困扰LED发展和普及的两大难题。其中大功率LED 路灯的寿命除了电源和灯的本身质量以外，散热问题是最为重点。众所周知道路使用LED 灯具实现有效地照明，必须有较高的照度，然而达到较高的照度，就必须增大产品的功率，增加功率必定增加热能，热量如果不能及时导散出去就必然导致光衰。相对来说，散热问题如果没有解决好，LED 灯具本身质量再好，最终也因光衰造成死灯。因为LED 的光衰和寿命与LED 的工作温度高低有直接决定性的关系，LED 路灯功率大、发热高、工作时间长，光衰问题在使用中就会显得十分突出。要做好大功率LED 路灯，首先要做好灯具的散热设计，只有解决散热问题，才能实现LED长寿命的优势。从实质意义方面看来，控制光衰和保障长寿命比节能更重要。所以，做好大功率LED 灯具的核心问题就是解决好散热和控制光衰，散热问题是大功率LED 路灯必须解决的重点问题。

二、LED 路灯散热器

目前应用在LED 道路照明灯具中的散热方式主要有两种：第一种是被动式散热，即通过安装散热片来散热。第二种是主动式散热，即通过外加风扇或者水冷等方式来散热。

1 被动散热

被动式散热就是通过灯具自身的外表面与空气的自然对流，将LED 产生的热量散出。这种散热方式设计简单,并且容易和灯具的机械结构设计结合起来,这样比较容易达到灯具的防护等级要求,并且成本较低,因此这种散热方式是目前采用最广泛的一种。热量先是经过焊接层传给固定LED 的铝基板，通过铝基板导热胶传给灯具外壳,然后通过灯具外壳传导给各个散热片,最后靠散热片与空气间的对流将热量散出。这种方式结构简单，但散热效率比较低。

2 主动散热

主动式散热主要是通过水冷、风扇等手段增加散热器表面的空气流动速度,快速带走散热片上的热量，从而提高散热效率。这种方法散热效率比较高，但是需要额外的功耗,会降低系统效率,并且设计难度很大。

三、大功率LED路灯的散热设计

LED为电致发光器件，其工作过程中只有15％～25％的电能转换成光能，其余的电能几乎都转换成热能，使得LED的温度升高。一般功率器件（如电源IC）的散热计算中，只要结温小于最大允许结温（一般是125℃）就可以了。但在大功率LED散热设计中，其结温TJ要求比125℃低得多。其原因是TJ对LED 的出光率及寿命有较大影响：TJ越高会使LED的出光率越低，寿命越短。

图1为某品牌LED结与相对光通量的关系曲线。

图1LED结温与相对光通量的关系

1．大功率LED的散热路径

热是从高温度处向低温度处散热，大功率LED主要的散热路径是：管芯散热垫铝基板散热片环境空气。若LED的结温为Tj，散热片的温度为TQ，散热垫底部的温度为Tc，则TJ＞Tc＞TQ。

假设路灯整灯功率为100W，光源功率为80W，则约12W 电能转化为了光能，其余68W转化为热能了。散热设计的目标就是要将64W的热能及时导出并散发掉，使得结温TJ控制在75℃以下，从而保证灯芯在使用寿命39000小时。

2．散热措施

目前，行业内主要有热管散热和散热器散热两种措施，我们利用散热片，通过空气对流，自然散热。

3．散热设计

设计原则：使芯片、器件、灯具结构具有低热阻，同时采用高效的散热器能使芯片上产生的热量通畅地传到散热器上，并有效地散发到空气中去。具体设计原则有：

（1）结构层越少越好；

（2）层的厚度越薄越好；

（3）层的面积越大越好；

（4）面积一定时，长方形和环形较好；

（5）材料的热导系数越大越好。相关材料的导热系数见图2。

图2相关材料的导热系数

考虑到加工工艺成熟度和原材料的成本，我们选择铝压铸散热器。

设计目标：LED灯具正常工作状态下，灯芯结温低于75℃。

根据外形尺寸和压铸铝合金的工艺要求，初步确定肋片宽度b为350mm，厚度δ为5mm，高度h为50mm。则一个肋片的散热量为：

Ф0 ＝λACm(t0－tf)tanh（mh）

λ-散热器材料的导热系数，W/(m•K)

α-散热器换热表面传导系数，W/(m2•K）

AC＝bδm2

m＝

t0 -肋基温度，℃

tf -肋周围的流体温度，℃

将以上各参数代入上式，经过计算得：

Ф0 ≈6.14W

效率计算公式为：ηf＝

经过计算，得效率：ηf ＝0.9796

所以，需要的肋片数量N 应该为：

N ＝ ≈11.3

结论：最少需要12块肋片才能满足散热要求。

肋片间距 L≥1.54

其中，b-肋片高度，mm

V-运动粘度，m2／S

β-流体膨胀系数，1／℃

Δt -类比温度与环境温度之差，

Pr -普朗特数，0.7085

将以上各参数代入上式，经过计算得：L≥15mm，取30mm。

此外，散热片在设计时应该考虑到散热片的方向，应该朝向利于空气对流的方向，利于雨水的冲洗，防止灯具上堆积灰尘，保证散热片的导热效率. 综上，路灯散热片外形见图2：

四、QLed软件仿真和分析

QLED是用于固态照明行业的散热设计软件。通过一步设计向导来指导用户去选择和模拟大功率LED安装在FR－4板或金属芯印制板上的散热效果。此外，用户可以无缝通过散热片和风扇来集成散热来达到最精确短暂或稳态散热模拟。用户使用QLED可以几分钟内开发、模拟和优化散热设计。

五、大功率LED路灯的温度测试

按照前述设计的各项参数，生产样灯，装配完成之后，先对其加电2小时，待其状态稳定后，用热偶电阻测得灯芯焊点温度为62.3℃，故灯芯结温可由下式推算：

Tj＝Th＋（P＋θ）

＝62.3＋1.25×7

＝71.05℃

其中，P＝1.25W，θ＝7℃／W 结论，散热设计符合散热要求。

六、结论

本文主要从大功率LED 的热特性着手，通过分析大功率LED的常见的散热方式及散热设计流程，总结出了大功率LED路灯的热设计理论计算方法，选取合适的简化模型，再利用QLed软件进行建模、仿真，模拟芯片工作时的温度分布，得出结论。为大功率LED路灯散热设计提供参考数据。

参考文献：

[1]杨世明，陶文铨.传热学[M].北京：高等教育出版社,2006:25-28.

[2]杨军鹏，LED道路灯具设计探讨．中国照明电器，2009，4．

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[4] 戴炜锋，王珺，李越生.大功率LED封装的温度场和热应力分布的分析[J].半导体光电，2008，29（3）:324-328.