功率器件范文

功率器件范文第1篇

全新OptiMOS 3系列可提供出优良的通态电阻，OptiMOS 3 40V系列采用SuperSO 8封装具备最低1.8mΩ的通态电阻，OptiMOS 3 60V采用SuperSO 8封装具备最低2.8mΩ的通态电阻，OptiMOS 3 80V采用SuperSO 8封装具备最低4.7mΩ的通态电阻，与最接近的竞争性产品相比，通态电阻降幅高达50％，为业界树立了新标杆。

OptiMOS 3 40V、60V和80V产品适用于需要高效率和功率密度的功率转换和管理应用，包括众多产品的SMPS(开关模式电源)、DC／DC转换器和直流电机驱动器等。这些产品包括计算机、家用电器、小型电动车、工业自动化系统、电信设备和电动工具、电动剪草机和风扇等消费类电子设备。

去年年底，英飞凌获得了IR公司的DirectFET封装技术授权，但是由于目前主要是IR提供封装，所以采用DirectFET封装(英飞凌称为CanPAK封装)的OptiMOS3器件还不多，随着英飞凌马来西亚新封装厂的落成，未来采用CanPAK封装的器件会大量面市，他透露目前也有其他厂商获得了IR公司的DirectFET封装授权，所以未来采用DirectFET。封装将会增多，将摆脱以前仅有一家公司供货的局面，因此，该类封装应用将走热。

Vishay于深圳推广新产品和新技术

5月27日，Vishay公司在深圳举行亚太区媒体交流会。会上，Vishay市场传讯部门全球网络市场总监Craig Hunter介绍了公司发展状况。Vishay亚太区钽电容器／MLCC部亚太区市场高级总监SongHee Lau，电阻／电感部门亚太市场高级总监Victor Goh，分别对Vishay钽电容器系列及其Tantamout器件在“消除无线调制解调器设计中的PCMCIA功率限制”上的应用，和MELF电阻器及超薄功率电感器进行了全面阐述。

Vishay功率器件部门亚太区市场资深经理Vincent Tan介绍了全球第一款200V TMBS(沟道式MOS势磊肖特基)整流器所采用的新技术是如何克服高正向电压和高开关损耗的弱点，并介绍了PowerBridge整流器。Siliconix部门高级应用工程师Sean Wu详解了功率MOSFET的产品组合、技术创新IC工艺以及IBC PWM控制器，指出为了满足电信和数据通信、路由器和服务器等领域电源扩容的需要，在IBC PWM控制器中集成高侧MOSFET驱动器可以进一步降低成本。

功率器件范文第2篇

【关键词】IGBT 损耗和温升 Fuji IGBT simulator

电压控制性元器件IGBT（Isolated Gate Bipolar Transistor）作为第三代功率器件，是单元串联高压变频器的功率单元逆变电路中非常关键的功率器件，IGTB的正确选取会直接影响到功率单元能否正常工作。

由于设备和器件长期处于一个大功率的工作状态，因此在选型过程中不仅仅需要考虑耐压，电流上限，最大工作频率以及安全工作区域（SOA）这些基本参数，还需要着重考虑功率器件IGTB的损耗和温升的因素。本文主要讲述对于富士IGBT进行快速设计和选型分析，对于损耗和温升计算仿真提供指导意义。

1 IGBT损耗和温升的基本原理

IGBT模块一般包括IGBT和二极管FWD组成。由于IGBT模块在逆变电路中会不断导通和关断，因此其损耗可以认为由IGBT和FWD损耗之和组成，而IGBT和FWD各自的损耗又由导通损耗和关断损耗组成，即

2 基于IGBT simulator仿真工具的损耗和温升分析

上面讲述了IGTB模块损耗和温升的计算方法，虽然根据上面公式可以计算出具体的损耗和温升，但是在实际的工程应用之后，对于工程设计需要追求更加便捷和快速的方法。根据工程的需要，有些功率器件IGBT厂商依据自己的产品特性设计出了针对自己产品的仿真计算软件，可以大大缩减工程设计的时间和工作量。下面主要运用富士的IGBT仿真工具Fuji IGBT simulator对于富士IGBT进行损耗和温升的仿真分析。

对于10kV高压变频器，设计的功率单元样机的额定直流母线电压为1000V，额定最大输出电流为850A的产品。查询富士IGBT产品手册，根据耐压和电流上限等基本参数选择型号为1MBI1600U4C-170的IGBT模块，其耐压为1700V，额定电流为1600A。

打开仿真软件Fuji IGBT simulator，输入相关参数，并且需要考虑一定的裕量。具体输入的参数如下

（a）直流母线电压VDC=1100V

（b）有效输出电流值Iout=1050A

（c）IGBT开关频率f=700Hz

（d）功率因数

（e）散热器温度Th=90℃

选择选定的富士IGBT的型号之后，设置好相关参数，点击仿真计算按钮，软件即显示出仿真的损耗和温升的曲线，图1为IGBT和FWD的损耗曲线，图2为温升结果曲线。

由此，经过仿真分析，由上图可知所选型号富士IGBT在运行工作时的最大结温接近112℃，查询参数手册可知允许的IGTB最大结温为150℃，因此根据仿真结果可以认为可以选用。

3 结论

采用Fuji IGBT simulator对富士IGBT进行仿真计算，可以减免复杂繁琐的计算，更加快速直观的得到IGTB的损耗和温升结果，排除不符合条件的功率器件，对于工程应用有着很大的指导意义。下一步就是进行实际的温升实验再次验证，即可最终确定功率器件选用。

参考文献

[1]王昌南，何凤有，田明.大功率三电平防爆变频器散热分析和计算[J].工矿自动，2013，39（1）：88-97.

[2]王群京，陈权，姜卫东等.中点钳位型三电平逆变器通态损耗分析[J].电工技术学，2007，22（3）：66-71.

[3]Leon M.Tolbert.Habetler.Multilevel Converters for Large Electric Drives.IEEE Transitions On Industry Applications，VOL.35 No.1 January 2011：8-12.

[4]仲华，风冷大功率高压变频器中的功率单元开发[D].上海交通大学（硕士学位论文），2012.

作者单位

功率器件范文第3篇

[关键词]功率半导体器件；高压直流输电；电力电子技术

中图分类号：TM72 文献标识码：A 文章编号：1009-914X（2014）17-0241-01

1 引言

功率半导体器件是用于电力设备的电能变换和控制电路方面的大功率电子器件。广泛应用于涉及电力系统的各个方面，涉及发电、输电、配电和用电的各个领域。

高电压、大容量的功率半导体器件的迅速发展，促使高压直流输电技术发生了重大变革，使得高压直流输电系统迅速发展。同时，随着高压直流输电系统的电压等级不断提高，使得各部分装置所承受的电压不断提高，对功率半导体器件的性能提出了更高的要求。本文从功率半导体器件在HVDC中的应用领域和对HVDC发展的影响两方面进行了阐述，从辨证的角度分析二者的关系，对功率器件的发展方向进行了展望。

2 功率半导体器件的发展状况

20世纪80年代中期，4.5kV的GTO得到广泛应用，并成为在接下来的十年内大功率变流器的首选器件，一直到IGBT的阻断电压达到3.3kV之后，才开始改变GTO独占市场的局面。至2005年，以晶闸管为代表的半控型器件已达到7×107W/9000V的水平，全控器件也发展到了十分高的水平。当前，功率半导体器件的水平基本稳定在109～1010WHz左右，已逼近了由于寄生二极管制约而能达到的材料极限。

高品质电能变换所内涵的高耐压、高速、高电流密度、高集成度和低导通电阻等给人们提出不少科学与技术问题，并不断推动着功率半导体的发展。为了使功率半导体器件适应便携式、绿色电源、节能减排的发展需要，功率器件正不断采用新技术，不断改进材料性能或开发新的应用材料、继续优化完善结构设计、制造工艺和封装技术等，提高器件功率集成密度，减少功率损耗。

2.2 功率半导体器件未来发展方向

现代大功率半导体器件正朝以下几个方向发展：[1]

（1）大电流、高耐压：现代电力电子器件正向大电流高压方向发展，以适应高压领域对电力电子器件快速需求的趋势，尤其在高压直流输电、高压电力无功补偿、高压电机、变频器等领域。

（2）高频化：从高压大电流的GTO到高频多功能的IGBT、MOSFET，其频率已从数千HZ到几十KHZ、MHZ。这标志着电力电子技术已进入高频化时代。

（3）集成化、智能化：几乎所有全控型器件都由许多的单元胞管子并联而成（IGBT、GTO）。

功率半导体器件的发展日新月异，HVDC 技术正在不断的进步和成熟，输电容量和电压等级逐渐提高，使其在输电系统中越来越具有竞争力。随着西电东送和全国联网的不断发展，电能质量和电网运行的灵活性和可靠性的要求越来越高，HVDC技术必将得到越来越广泛的应用。为了满足我国轨道交通、智能电网、新能源等国民经济发展重要领域对高压大电流晶闸管、高压大功率IGBT、IGCT等功率半导体器件的强大需求，提升国家电力电子产业的技术水平，2007年南车时代电气投资3.5亿，启动了大尺寸功率半导体器件研发及产业化基地建设。该线采用了世界顶尖级的工艺和测试设备，主要生产6英寸、5英寸高压大电流晶闸管和整流管，满足高压/特高压直流输电项目的需要。

2 功率半导体器件在HVDC中的应用

HVDC在电力系统的应用中，存在着一些固有的缺陷，如不能向无源系统供电、易发生换相失败、需要配置专门的滤波装置、设备投资高、占地面积大等[4]，这些问题一直限制着HVDC的发展。20世纪90年代以后，随着电力电子技术的发展，特别是具有可关断能力的新型半导体器件的出现，促进HVDC技术产生了重大变革。

功率半导体器件的发展促使高压直流输电技术不断进步，根据功率半导体器件的更新可将HVDC技术的不同发展阶段进行划分。HVDC发展的第一个25年，由汞弧阀换流技术支撑，到70年代中期为止；第二个25年到2000年为止，这个时期HVDC技术是由基于晶闸管阀的电网换相换流技术支撑；可以预计，在接下来的25年里，强迫换相换流器技术将占主导地位。随着大功率开关器件成本的不断降低，电容换相换流器将会被自换相换流器所取代。

2.1 功率器件的在换流器中的应用

HVDC系统的主要设备包括换流装置、换流变压器、平波电抗器、滤波器、电线路、接地极、无功补偿装置、控制保护系统。其中换流装置、换流变压器、有源滤波器、无功补偿装置、控制保护系统等都是以功率半导体器件为基础。早期的大功率换流器，几乎都是基于晶闸管的。换流器可以将电能进行交-直、直-交转换，分为两种基本结构类型：电流源型换流器CSC和电压源型换流器VSC。

2.3 轻型直流输电技术

随着大功率GTO和IGBT开关的商业化，在过去的10年里，VSC的应用范围也不断扩大。采用大功率IGBT开关，VSC的额定值在双极性结构下可以达到约±150kV、3000MW，且VSC可以与弱交流系统甚至无源网络连接。HVDC light采用基于脉宽调制技术的控制方法，能灵活独立的控制有功和无功功率，并能限制低次谐波，使滤波系统简化，保证高水平的电能质量，同时使换流站更加紧凑，投资减少。但是，需要看到技术的更新不可能十全十美，必然伴随着新问题。

功率半导体器件的使用必然会带来谐波问题，而且IGBT硅的有效面积利用率低、损坏后会造成开路等缺点局限了其在高压直流输电系统中的应用。

与其它应用领域相比，HVDC技术随着其电压等级的不断提高对功率半导体器件的性能提出了更高的要求，如大容量、高耐压、高可靠性、低损耗等。使得功率半导体器件不得不采用器件串、并联技术和复杂的电路拓扑来达到实际应用的要求，导致装置的故障率和成本大大增加。可以看出一方面功率半导体器件促进了HVDC技术的发展，另一方面HVDC系统的正常运行与功率半导体器件的某些特性密切相关。对于高输入电压器件的研制，国内外许多器件工艺厂商都投入了大量的人力物力，控制技术领域也在研究对单个器件进行串并联或进行模块化。虽然这两种方法可以大幅度提高功率半导体器件的耐压、容量等性能，但综合结果并不尽如人意，仍需要研究人员继续努力。

3 总结

功率半导体器件的发展促进了高压直流输电技术的发生了重大变革，同时随着高压直流系统电源等级的不断提高也对功率半导体器件的性能提出了更高的要求，指引功率半导体器件向着高耐压、大电流、大容量、低损耗的方向发展。功率器件在不断改进的过程中出现了许多新问题，这将是未来功率器件发展面临的挑战。随着科技的不断进步这些问题将会得到解决，这样会进一步促进高压直流输电技术的进步。

参考文献

[1] 袁立强，赵争鸣，宋高升，王正元.电力半导体器件原理与应用[M].机械工业出版社，2011.

[2] 钱照明，盛况.大功率半导体器件的发展与展望[J].大功率变流技术，2010，1：1～9.

[3] 孙伟锋，张波，肖胜安，苏巍，成建兵.功率半导体器件与功率集成技术的发展现状及展望.中国科学：信息科学，2012，42（12）：1616～1630.

[4] 韩民晓.高压直流输电原理与运行[M].电力电子新技术系列图书出版社，2009.

[5] 盛况，郭清，张军明，钱照明.碳化硅电力电子器件在电力系统的应用展望[J].中国电机工程学报，2012，32（32）：1～ 8.

功率器件范文第4篇

【关键词】宽带波导 器件 高功率 设计

为了实现微波毫米波功率合成技术下产生大功率容量，端口之间具有较高隔离度，工作频带宽的器件，本文对宽带波导器件进行了高功率设计。

1宽带波导器件的高功率设计方案

1.1 设计目标

在一定的设计要求下，针对某宽带波导器件的功率合成高效放大的需求，采用合成器的两个功率模块进行高功率设计，其功率效率大于86%。从相关定义可知，宽带波导器件的高功率合成其效率与幅度相位及插入的耗损程度有着一定的相关性。因此，必须实现功率波导器件具有良好的宽带特性、精准的幅度相位及低耗损插入度，从而实现与宽带的高效合成，据此，笔者提出宽带波导器件的设计目标：即合成两路频率在25-27吉赫工作范围内的相对宽带40%的合成器件，其相位平衡度小于5.001°，其插入的耗损在0.5分贝以下，其相位平衡度小于0.3分贝[1]。

1.2器件选择

波导相对于微带而言具有高功率和低损耗的特性，因此本文采用波导结构的高功率器件。由于当前技术的局限性，适合该设计的波导合路器主要有两种类型，一是四端口的自带隔离端口3分贝的波导电桥以及无耗损的合成波导其，其中根据不同的实现方式，可以四端口自带隔离端的波导合成器分为波导分支线电桥、波导H面耦合电桥、波导环形电桥和波导魔T等；根据实现形式的不同，无损耗三端口的波导合路器可分为波导H-T分支及波导E-T分支。

自带隔离端口的四端口波导电桥具有一定的缺点，主要由其需要一定的外接波导负载，或是进行一定吸波材料的填充，以此确保良好的散热效果，以此对功率放大器的体积和成本进行有效地增加，波导的散热负载能力对波导电桥功率容量有着一定的直接决定性作用，因此，在选用自带自带隔离端口的四端口波导电桥进行宽带波导器件的设计上存在一定的不足；另外，可谓成也“自带隔”，败也“自带隔离”，隔离端口的存在会破坏宽带波导器件的对称结构，导致功率合成端口在一定程度上出现相位差和幅度差。隔离端口也给机械加工及电路布局工作带来一定的困难，而且，其使用的带宽较为狭窄[2]。

然而相对于四端口自带隔离端口的波导电桥，无损耗三端口3分贝电桥具有电路布局设计简单，加工方便、功率容量大，输入和输出端口在去掉隔离端口之后，形成一组单纯的平面的结构，大大简化了加工及电路设计难度。而且其在端口的分配上具有较为理想的对称性质，能够有效地与幅度相位保持一定的一致性。采用无损耗三端口3分贝电桥其具有较宽的带宽，因此，可以在对带宽设计时，完成标准的波导带宽，而且不需要特别及复杂的工艺配置处理便可以实现设计性能的最大化，不需要进行任何的调整和试验。另外，由于无损耗三端口3分贝电桥没有隔离端口，有效地提高了散热功能，也就是其技术下的功率合成器在功率容量上不会受到负载散热能力的限制。

综上所述，无耗损3分贝波导电桥相对于四端口自带隔离端口的3分贝波导合路器，其具有与幅度相位高度一致，大带宽的优点，因此，本设计采用无耗损3分贝波导电桥与四端口自带隔离端口的3分贝波导合路器的综合处理方式，实现高功率宽带波导器件的低宽带消耗。在设计过程中，改进传统的E-T和H-T结构的匹配形式，采用宽带的结构匹配，对宽带的性能进行改进和完善。

2宽带波导器件的高功率设计建模

2.1 H-T波导分支

对T型H面的容抗及电抗结影响的综合考虑，加入感性柱或圆锥结构到波导中，采用H-T匹配方式。但是该结构需要采用匹配形式对加工椎体结构进行单独方式，然后与T型波导结构进行良好的配合。从工程的实际情况出发，为简化加工的难度系数，本设计通过以直代曲的方法，将锥形体结构转变为方台的结构体系，以此实现了在铣床上整个功率分配结构额一次成型[3]。在电磁场仿真软件该H-T两路结构的俯视效果如图一所示。

2.2 E-T波导分支

主波导宽边面上的分支为E-T波导分支，主波导TE 10模电场方向与其轴线平行，此分支属于串联分支的一种。传统色设计是采取缓变圆锥的匹配方式，在宽带范围实现宽带匹配能够对电抗元件的变化进行补偿。由于E-T波导分支的导腔体与圆锥结构无法达成加工的一体成型。但是在实际加工过程中，单独对匹配的圆锥体进行单独加工。加工完成后采用螺钉固定或焊接的方式对腔体与匹配的圆锥体进行综合，但是，这就在很大程度上出现二次装配误差。采用圆锥体的匹配结构，其对加工和装配工艺的要求较高。所以，本设计通过对加工工艺的综合考量，为了降低加工难度，实现匹配达到良好的带宽性能，采用了将三角锥型的波导渐变和感性柱加入到T型结中间，其中波导渐变则有效地展宽了带宽，实现了波导实阻抗的宽带匹配，而感性柱有效地对串联分支所带来的一定电抗分量进行了抵消。在电磁场仿真软件该E-T两路结构的俯视效果如图二所示。

3高功率宽带波导器件的仿真设计

3.1高功率宽带波导器件仿真

对H-T和E-T波导结构中的匹配结构具体参数采用电磁场仿真软件方式进行确定。选择三维电磁仿真软件，采用有限元方法，对其进行设计。三维电磁仿真软件具有高真精准度与可靠性，能够快捷地进行仿真操作，其速度非常快，而且拥有易用方便的操作界面。当前此技术自适应网格剖分技术具有一定的稳定成熟性，该方法已经成为高频结构设计的行业标准及首选设计工具。

从H-T两路分支波导合路器的输出端口反射系数的仿真曲线上可看出，在频率范围25-27 吉赫内H-T结构两路合成端口的输出反射系数小于21分贝。从E-T两路分支合波导路器输出端口的反射系数仿真曲线能够看出在频率范围25-27 吉赫内E-T两路结构的合成端口反射均小于25分贝。因此，本设计手段下实现的E-T和H-T波导合路器均具有一定的标准的相对宽带40%的波导带宽，所运用的展宽带宽手段达到了良好的设计效果。

3.2器件性能测试

通过矢量网络分析仪对实际制作的宽带波导E-T合路器的体积约为80 mm×40 mm×22 mm，宽带波导H-T合路器体积约为65 mm×50 mm×22 mm。对加工出来的体积约为80 mm×40 mm×22 mm的波导E-T合路器和体积约为65 mm×50 mm×22 mm的波导H-T合路器组合而成的采用BJ 320波导端口的7.12 mm×3.56 mm高功率宽带波导器件进行了测试，测试结果显示，单个E-T波导合路器其存在0.3和0.4分贝之间插入损耗，最大两路幅度一致性达0.16 分贝，具有40吉赫的相位不一致性最大为4.6，符合相关指标要求。H-T波导合路器在测试中，其插入的损耗程度在0.1分贝和0.25分贝之间，存在最大为0.17分贝的幅度一致性，在38吉赫的不一致性相位不一致性最大为4.2°，符合一定的指标要求，所设计的宽带波导器件具有高功率效能。

4结语

本设计对器件进行了较为严密的仿真测试，但是仍然具有一定的不真实性，因此，应加入实际应用测试，来对其进行更高的判定。本设计对宽带波导器件进行了仿真设计和机构建模，设计出了具有高功率、低损耗及相位幅度高度一致的宽带波导器件，具有一定的应用前景，值得推广使用，具有一定的实践工程价值。

参考文献：

[1]崔焱，田兵.毫米波宽带波导功率合成器设计[J].无线电工程，2011，06：54-57.

[2]李磊，李兵，邱林茂.一种新型W波段宽带波导功率合成器[J].火控雷达技术，2013，02：64-66.

功率器件范文第5篇

关键词：结温；散热器；散热；热阻

中图分类号：TU832文献标识码： A

Abstrct: This paper mainly expounds the necessity and principle of power devices with heat radiator, introduces how to choose the right radiator.

Keyword: junction temperature radiator coolingthermal resistance

引言

半导体功率器件是多数电子设备中的关键器件，其工作状态的好坏直接影响整机可靠性。相关实验已经证明，器件工作温度直接影响其自身的可靠性，但是在功率转换电路中，器件自身会消耗一部分能量，这部分能量会转换为热量，使器件的管芯发热、结温升高，当结温超过器件自身规定的允许值时，电流会急剧增大而使晶体管烧毁。要保证结温不超过允许值，就必须将产生的热量有效的散发出去。

要解决散热问题可以从如下两方面入手，一是通过优化设计方式来减少发热量，如采用通态压降低的器件；另一方面是利用传导、对流、辐射的传热原理，将热量快速释放到周围环境中去，以减少热积累，使器件工作温度降低，如采用合适的散热器。

本文主要针对上述第二个方面进行探讨，分别从热设计相关概念、散热过程、正确选用散热器方法以上三个方面进行分析，以实例介绍方法的有效性。

散热过程是一个非常复杂的过程，影响因素较多，本文仅针对关键参数进行介绍，所有计算均为理想计算，与实际情况会存在一定的偏差。

一、热设计相关参数

1.耗散功率

在电路中功率器件自身消耗的功率。

2.热阻

热量在热流路径上遇到的阻力，反映介质或介质间的传热能力，即 1W的热量所引起的温升大小，单位为℃/W或K/W。

3.元件最高结温

元件允许的最高工作温度极限，可参考本文提供的数据手册。

4.散热器

用于加速发热体散热，防止元件热积累的装置，一般分为型材散热器和叉指散热器。

5.散热器规格实例

YCZ8-25-6-H

表面处理: H---黑色; Y---银色

加工孔样

切断长度(mm)

散热器型号

二、散热过程

根据热传导特点，两点之间有温度差时，热能总会从高温点流向低温点。通常器件最主要的发热部分在半导体芯片内部，热传导过程可以参照图1，其热量通过管芯传到外壳、外壳传至散热器、散热器传至环境，各部分热阻可分别表示为：

管芯至管壳热阻Rthj；管壳至散热器热阻Rthcs；散热器至空气的热阻Rthsca

总热阻= Rth=Rthj+Rthc+Rthsca

当芯片单位时间内消耗的功率所产生的热量与单位时间内散发出去的热量相等时，芯片的温度就能达到稳定状态，结温也就不再升高了。

热回路与电路图很相似，它可用电学模拟方法描述热量传输。也就是可将温差T看成电压，单位时间内器件功耗P看成电流，而热阻R则与电阻相似,这样功耗、温差和热阻之间的关系就和欧姆定律相似，参照画电路图的方法可以给出热传导网络图（图2），该热路图可以表示为：

图 1 图2 热路图

按照上述热传导关系，可以计算出散热器的热阻，根据散热器热阻可以进一步寻找到满足条件的散热器。一般散热器厂商会根据使用环境会给出自然冷却热阻、温升曲线（图3）和风冷冷却热阻、温升曲线（图4），但对于没有上述曲线的型材散热器，其自然冷却热阻、温升曲线可以计算得出。

图3 自然冷却热阻、温升曲线图冷冷却温升曲线

三、散热选型设计

在热设计中，散热器选型应满足以下原则：“散热器热阻小于热路中计算出的散热器热阻；散热器的散热功率大于热源损耗功率”。

根据以上原则，自然冷却及强迫风冷两种使用环境下，散热器选型设计可按照以下步骤进行。

1、自然冷却散热器选择步骤

（1）计算总热阻

其中; Tjmax为晶体管允许最高结温

Ta 为环境温度

Pc为热源最大损耗功率

（2）计算散热器热阻

其中：Rthj结壳热阻，可以通过晶体管器件手册热阻曲线查出

Pthcs 壳到散热器的热阻，根据接触面的处理方式，查找相关文件得出，可参照本文后面附图1。

（3）确定散热器型号

叉指形散热器或型材散热器

（4）根据热阻、温升曲线选择合适的散热器

根据厂商提供的散热器热阻、温升曲线，结合散热器选定原则，可以直接找到合适的散热器；

对于没有给出相应曲线的型材散热器可按照以下步骤求出：

a)求出散热器综合散热系数

式中:

ρ1―描写散热器L/b 对μ的影响，附图2查得（L 为散热器的长度，b 为两肋间距）；

ρ2―描写散热器h/b 对μ的影响，附图3查得（h 为散热器肋片的高度）；

ρ3―描写散热器宽度尺寸W 增加时对μ的影响，附图4查得；

， 描写散热器表面最高温度及周围环境温度对μ的影响，附图5查得；

b)计算两肋片间的表面所散发的功率

c)计算散热器散热功率pc

单面肋片：

双面肋片：

若时则能满足要求。

d)验算

先计算已知散热器面积s:

式中：――散热器基板厚度。

计算散热器的热阻则选择合理，若不满足则需要重新选择散热器重复a~d步骤，直到满足为止。

2、强迫风冷散热器的选择步骤

（1）计算总热阻

其中：Tjmax为晶体管允许最高结温

pc 为热源最大损耗功率

（2）计算散热器热阻

其中：Rthj结壳热阻，可以通过晶体管器件手册热阻曲线查出

Rthcs 壳到散热器的热阻，根据接触面的处理方式，查找相关文件得出，可参照本文后面附表。

（3）确定散热器型号

叉指形散热器或型材散热器

（4）根据散热器的风冷热阻、温升曲线，选择合适的散热器和风速。

五、实例分析

已知某电路使用三极管MJ11032，其耗散功率为52.5W，环境温度为40℃，自然冷却条件下，论证选用下图5中散热器，是否能满足要求。

图5 散热器示意图

首先根据MJ11032数据手册中“损耗功率-温度”曲线（图6），可知最高结温为200℃，根据上述曲线，可知要保证器件耗散功率为52.5W，其最高结温不能超过169℃。

图6 损耗功率-温度曲线

按照自然冷却散热器计算步骤：

（1）计算总热阻

（2）计算电路要求的散热器热阻

(3)按照型材散热器热阻计算方法，计算实际散热器热阻和功率pc

首先计算综合散热系数：

(4)验算

(5)结论

根据计算结果和散热器应满足的原则，认为该散热器能够满足设计要求。以上计算结果为理想计算，与实际情况可能存在偏差，并且在实际应用中为了满足可靠性要求一般晶体管需要降额使用，具体降额标准可以参照《中华人民共和国国家军用标准元器件降额准则》要求进行考虑。

附图1

管壳与散热器之间材料与热阻关系表

附图2

散热器的深度与肋片间距之比对综合散热系数的影响

附图3

肋片高度与肋片间距之比对综合散热系数的影响

附图4

散热器最大外形尺寸对综合散热系数的影响

附图5

散热器表面最高温度相对环境温度对综合散热系数的形象

参考文献

【1】 《半导体器件散热器图册》

功率器件范文第6篇

关键词: P型扩散区耗尽层;方块电阻;CT解剖测量法

0 前言

目前,国内生产大电流﹑高反压的硅半导体功率器件产品,多采用N型硅单晶片为原材料,使用P型杂质深扩散的方法形成耐高压的PN结。产品的耐压理论计算,普遍采用N基区单边突变结“耗尽层近似理论”,忽略了P区的耐压,致使产品的设计参数与实际参数相差较大。

作者利用正负电荷等量相存的“电中性原理”,推导出了P型深扩散区耗尽界面的位置;利用所谓“CT解剖测量”方法,确定P型耗尽层宽度;进而计算出P型扩散区的耐压。

1 P型扩散区耗尽层的理论推导

1.1 在反向雪崩电压下,N区耗尽层的方块电阻

式4中,Wn﹑Wp分别是N区和P区耗尽层厚度坐标,x是厚度的自变量。

既然N区耗尽层中的正电荷量与P型耗尽层中的负电荷量是相等的,而N区耗尽层的方块电阻近似为3KΩ/,P区耗尽层的方块电阻是否也近似为3KΩ/呢?答案是否定的。因为半导体的方块电阻,既决定于半导体内载流子的可动电荷量,还决定于载流子的迁移率。在高纯硅中,电子的迁移率为1360C㎡/(V·S),而空穴为495C㎡/(V·S)[3]。载流子的迁移率与半导体硅的电阻率成反比关系,故国内硅半导体功率器件在反向雪崩电压时,P区耗尽层的方块电阻近似为:Rp = 8KΩ/,其值可以根据实用硅片的电阻率参照表1进行修正。这是本文的结论之一。

上述由P型杂质深扩散模型导出的结论,亦可用于PiN型结构的硅半导体功率器件产品。在PiN型结构中,“耗尽层近似理论”“电中性原理”仍然有效,而这二点理论是导出本结论的理论依据。

1.3 在反向雪崩电压下,P型扩散区耗尽层

从PN结向P区方向取一薄层,随着几何宽厚度的增加,薄层内所含杂质原子数逐渐增多,薄层的方块电阻逐渐减小。当方块电阻数值等于8KΩ/时,该薄层就是:在反向雪崩电压下,P区的耗尽层;该薄层处于P区的界面就是:在反向雪崩电压下,P型深扩散区耗尽层界面;该薄层的厚度就是:在反向雪崩电压下,P型深扩散区耗尽层的厚度。

Wp越大。国内硅半导体功率器件产品中的普通整流管,其Wp值约为5-10um;普通晶闸管的Wp值,约为20-40um。

上述方块电阻的测量工艺方法,系笔者发明,由于所用精密仪器少,方法简便直观,可多次测量求平均值等优点,被国内硅半导体功率器件行业誉为“C T解剖测量法”。

3 P型扩散区耗尽层的耐压

参考文献:

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[2]徐传骧,《高压硅半导体器件耐压与表面绝缘技术》,1985.

[3](美)B.J巴利伽,《硅功率场控器件和功率集成电路》,1987.

功率器件范文第7篇

半导体器件和集成电路的制造过程非常复杂，设备非常昂贵，开发周期长，生产成本大。例如：一个基本热氧化过程一般需要几小时或更多的时间，而用软件模拟一次仅需要几分钟。因此现在很多公司在产品研发之初就采用TCAD技术进行设计并仿真。SILVACO-TCAD软件是由SILVACO公司开发的，公司于1984年成立于美国硅谷。它是一款非常好的EDA工具，现在已经风靡全球。

1 SILVACO-TCAD的功能

SILVACO-TCAD软件主要包括工艺仿真（ATHENA）和器件仿真（ATLAS）。特别是SPICE 模型的生成，互连寄生参数的的精确描述，基于物理的可靠性建模以及传统的CAD技术，这些都为工程师进行完整地IC设计提供强大的动力和支持。

工艺仿真模块（ATHENA）包括半导体器件和集成电路制造工艺中前道工序几乎所有工艺过程的仿真，例如氧化、扩散、淀积、光刻、刻蚀、离子注入、退火等。当然还必须进行网格结构设计、衬底初始化以及电极引出。特别加入了对各项工艺的优化功能，可以设定目标值，可调参数，使系统自动优化分析。

器件仿真模块（ATLAS）主要是对特定半导体器件结构的电学特性以及器件工作时相关的内部物理机理进行仿真，预测工艺参数对电路特性的影响。例如：晶体管和MOS管的转移特性、输出特性、阈值电压、击穿电压等等。

2 基于SILVACO的VDMOS工艺仿真

在进行VDMOS工艺仿真之前，先要确定基本的工艺流程。本次实验，我们确定的VDMOS工艺流程如图1所示。

确定流程之后，根据设计要求对各道工序的参数进行计算分析。例如：本实验要求达到600V的击穿电压，通过理论计算分析得出：至少需要38μm厚度的外延层，掺杂浓度为2.5*1014cm-3。为保证设计的VDMOS击穿电压能达到要求，我们设计时采用55μm厚度的外延层，掺杂浓度为2*1014cm-3。

栅氧厚度设计为750?，采用干氧氧化，掺杂HCl。初始设计氧化温度1050℃，时间为55分钟，经过仿真提取栅氧厚度约为740?。这时可以采用优化方案，将750?作为目标值，可以调节氧化时间、氧化温度或者氧化剂压力来达到预期效果。

离子注入时必须选择合适的注入杂质、注入的杂质浓度、注入能量以及注入角度。本实验中沟道注入采用的杂质是硼，掺杂浓度为5*1013cm-3，注入能量为80keV，注入角度为0°。

SILVACO软件进行仿真时，可随时输出文件保存，系统会生成临时文件。选中文件，输入TONYPLOT命令显示，这样了解每一步工艺的结构。选择某个区域或者位置可显示杂质浓度的分布情况，如图2、3、4、5。

3 基于SILVACO的VDMOS器件仿真

设计的结构是否符合要求，还需要通过器件参数的仿真进行验证。如果仿真结果达不到预期的效果，就需要重新设计工艺流程、工艺参数或者调整器件仿真参数。本次实验的主要仿真参数是VDMOS的阈值电压和输出特性曲线，如图7、8。

由图7可以看出，我们设计的VDMOS单个元胞的阈值电压大约2.8V，电流值非常小，这是因为VDMOS器件是由若干个元胞并联构成的，少则几百，多则几万个。若干个元胞一起形成较大的输出电流。而图8则是一个不太准确的输出伏安特性曲线，显示出来的只有非饱和区部分，如果要将全部区域显示出来，则需要调整仿真的参数或者工艺结构。

4 注意事项

在VDMOS工艺和器件参数的仿真过程我们遇到了很多问题，需要注意。例如：

（1）工艺结构仿真之前，必须先研究每道工序的工艺参数，并了解这些工艺参数与器件性能之间的关系，工艺参数尽可能详细，对预期结果有做到心中有数，否则仿真结果容易出现偏差，再来修改就比较麻烦。

（2）仿真过程注意光标所在的位置，工艺次序不能出现错乱。有时候不经意，鼠标点错位置，工艺顺序错误，运行出现故障。

（3）器件参数仿真时，需要确定X方向和Y方向的参数及其范围。例如VDMOS的转移特性曲线是VGS-ID之间的关系，输出特性曲线是VDS-ID之间的关系；前者需要确定VDS的数值，后者需要选择不同的VGS数值，最后叠加出现曲线，反应出电压控制器件的特性。VDS或者VGS数值选择不合适，会直接影响到最后曲线的正确与否。

（4）器件仿真时注意选择合适的数值计算模型。例如普通的MOS器件，一般选择CVT和SRH模型，前者是Lombardia的反型层模型，后者是一个复合模型。数值计算时也要选择合适的迭代方法，MOS器件一般选择Newton和Gummel迭代法。前者将每一次迭代将非线性的问题线性化处理，后者则每一步都迭代都需要解一系列的子问题，收敛比较慢。

（5）仿真过程中重要文件要在命令中输出并保存，方便回来查错，重要的图片也要技术保存。

5 结束语

本次实验主要是利用SILVACO TCAD软件对VDMOS 功率器件进行工艺设计仿真。通过仿真，不仅学会了软件的使用，掌握了仿真技巧，更学会利用SILVACO TCAD软件对半导体器件进行设计仿真，也对半导体的工艺参数和性能参数有了更深的理解。

参考文献

[1]崔丰.基于SILVACO-TCAD的热氧化工艺实验教学探讨[J].科技视界，2013（36）：268.

[2]朱筠.利用SILVACO TCAD软件改进集成电路实践教学的研究[J].数字技术与应用，2012（07）：115.

功率器件范文第8篇

【关键词】逆变系统；功率器件；开关频率；开关损耗

在大容量逆变系统中，效率是系统中极为关键的考核项目，以500kW额定功率为例，若系统效率为95%，则约有25kW的热损耗，其中很大一部分是功率器件的开关损耗引起的。大量的热损耗将使得开关器件的工作温度升高、系统可靠性和使用寿命降低，并导致多种故障衍生，因此降低开关损耗一直是逆变系统中研究的热点。

一般来说，降低开关频率可以有效降低开关损耗，但开关频率的降低将牺牲系统的控制性能，带来电流THD增大、动态响应变差等问题。因此，如何降低开关频率而不损失系统的动态响应和控制性能，成为了一个关键问题。

1.功率器件开关动作模型的建立

3.仿真分析及实验验证

作者根据本文中建立的模块状态，依据前文所推导的研究算法（主要公式9），首先求得活动面积矢量之后根据等价性，对活动面积矢量进行修正和优化算法处理。然后以TI公司的TMS320F28335为仿真平台，采用C语言在搭载的硬件电路平台上进行了仿真对比试验，试验得到的对比波形结果如下。

图8是在不进行脉冲优化时开关器件的驱动脉冲，可以看出，其开关频率即为系统设定的频率。而经过脉冲优化处理后，其驱动脉冲变为图9所示。此时有1/3的时间器件是不进行开关动作的，由此达到了节省开关损耗，提高系统可靠性的目的。

图10为进行脉冲优化后同一个桥臂上下管的驱动脉冲波形，可以看出上下管脉冲保持互补状态，其开关动作次数均节省了1/3，在保持系统动态特性不变的情况下，起到了降低开关损耗的目的。图11为进行综合优化的三相驱动脉冲波形，可以看出三者互差120°，且均有1/3的时间开关状态保持不变，较原有方案相比，降低了开关损耗。

4.结束语

本文通过建立逆变系统开关模型的方法，通过矩阵的手段处理各开关状态，最终推导出根据活动面积矢量的多样性，对参考电压作一定的变化，使活动面积矢量保持等价，当活动面积矢量的某项为0时，相应的开关不动作，节省此时开关动作。并以DSP288335作为仿真平台，根据此原则采用C语言编写程序进行了仿真验证，可以看出，利用该算法可以在保持系统的控制性能、动态特性以及电流THD不变的情况下，节约33%的开关损耗。

参考文献

[1]王兆安，刘进军.电力电子技术[M].北京：机械工业出版社，2009.

[2]孙孝峰，王立乔.三相变流器调制与控制技术[M].北京：国防工业出版社，2010.

[3]王兆安，刘进军.电力电子技术[M].北京：机械工业出版社，2009.

[4]张志强，夏立，马丰民.基于最小开关损耗RPWM逆变器的仿真研究[J].电气传动，2006.

[5]徐德鸿.电力电子系统建模及控制[M].北京：机械工业出版社，2006.

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[7]Ye Z. MODELING AND CONTROL OF PARALLEL THREE-PHASE PWM CONVERTERS[D]. Blacksburg， Virginia：Virginia Polytechnic Institute and State University，2000.

功率器件范文第9篇

关键词： 漏极持续电流； 三维集成； 自加热效应； 导通偏置条件

中图分类号： TN722.7+3?34； TN104.2?34 文献标识码： A 文章编号： 1004?373X（2016）24?0137?04

Analysis method of drain sustained current of 3D power MOSFET

LIN Jiexin， YANG Fashun， MA Kui， TANG Zhaohuan， FU Xinghua

（College of Big Data and Information Engineering， Guizhou University， Guiyang 550025， China）

Abstract： The drain sustained current of 2D power MOSFET is an absolute parameter limited by encapsulation mode and chip design， and is evaluated by the traditional analysis method via the maximum dissipation power of devices. It is difficult to determine the accurate thermal dissipation resistance of the power MOSFET based on 3D integration technology， so a drain sustained current analysis method based on the lattice self?heating effect is proposed for the 3D integration power MOSFET. A 100 V power VDMOS working at switching state is taken as the research object to analyze the breakover bias conditions of the drain sustained current of the power VDMOS in forward design phase. The feasibility of the method was verified by stream chip results.

Keywords： drain sustained current； 3D integration； self?heating effect； breakover bias condition

功率MOSFET器件作为电力电子设备中的主要元件之一，广泛地应用于各种高速开关电路、开关电源、高功率放大电路、电力转换电路、电机变频调速、控制电路与功率负载之间的开关电路等[1]。目前，高可靠功率MOSFET器件的制作工艺仍然以平面集成工艺为主，器件面积将随着电流容量的增大而增大，而且随着集成度的提高，信号延迟时间及互连线功耗也将越来越大。2007年，国际半导体技术蓝图（ITRS）提出三维集成将成为克服信号延迟导致“布线危机”的关键技术[2]。将多层平面功率MOSFET芯片堆叠起来，通过硅通孔（Through Silicon Via，TSV）来实现各层之间的互连，在保证芯片面积不变的前提下提高芯片上的电流容量，但由于堆叠层间介质材料的热导率很低，成为了散热的瓶颈，而且功率MOSFET器件在给负载提供尽可能大的输出功率的同时自身也消耗了很大的电能，消耗的电能将转变为热量，如果这些热量不能及时、有效地散发出去，器件有源区温度将急剧上升甚至超过最高结温。根据Arrhenius法则，元器件的管芯温度每升高10 ℃，其失效率将增大1倍左右[3]。因此为了降低散热路径的热阻，在芯片中嵌入一定数量的硅通孔作为散热通道，可有效解决器件发热造成的可靠性问题。本文针对三维集成功率MOSFET的散热问题，提出了一种针对封装形式及散热路径热阻未知情况下，能有效地评估功率MOSFET器件漏极持续电流的分析方法，根据漏极持续电流的工作偏置条件评估器件的最大功率损耗，从而确定散热路径的热阻，最后以一款100 V功率VDMOS器件为研究对象，在正向设计阶段对功率VDMOS器件的漏极持续电流进行分析和确定，并通过流片测试结果验证了该方法的可行性。

1 功率MOSFET器件漏极持续电流分析

1.1 二维功率MOSFET漏极持续电流的分析方法

由于功率器件在工作时自身也会消耗一定的电能，把单位时间内器件消耗的电能称为器件的功率损耗，这部分损耗主要转换为热量，导致器件有源区的温度升高，从而产生了散热的需求。把单位时间内通过散热路径散发出去的热量称为耗散功率，当器件的功率损耗和耗散功率达到平衡时，器件有源区的温度保持恒定不再上升，器件达到热平衡状态[4]。功率MOSFET器件漏极持续电流的传统分析方法步骤如下：

（1） 根据器件的封装形式得到器件节点到底座的热阻Rth，例如：常用的封装形式TO220，Rth等于1.52 ℃/W，然后根据公式（1）计算器件的最大直流耗散功率Pmax：

式中：Tj是器件的最大工作结温，由器件本身的晶体材料决定，通常硅材料取175 ℃；Tmb是环境温度，一般取25 ℃。

（2） 由于功率MOSFET器件的安全工作区（SOA）按照信号占空比可分为直流SOA、重复脉冲SOA以及单脉冲SOA，且直流时的安全工作区域最窄，故器件能在直流条件下正常工作则在其他条件下也能正常工作[5]。直流SOA的工作条件相当于信号占空比为1，故此时的功率损耗可用下式计算：

式中，IDS为漏极持续电流，则直流功率损耗P最大，导通电阻Ron由器件流片测试结果所得，它是一个关于器件结温的函数，温度越高，导通电阻越大。

（3） 当器件有源区的温度达到最大工作结温Tj，且达到热平衡状态时，器件的最大功率损耗P等于最大直流耗散功率Pmax。则MOSFET器件的漏极持续电流可用式（3）计算：

由传统方法分析所得的漏极持续电流是一个基于封装形式限制的最大结温电流，仅适用于二维功率MOSFET器件。

1.2 三维功率MOSFET漏极持续电流的分析方法

基于三维集成技术的功率MOSFET器件，每一个堆叠层仍是平面工艺制作的器件层，但堆叠层间存在热传导率较低的绝缘介质层，所以三维功率MOSFET器件的散热不仅要通过外部的强制散热，还要通过内部嵌入的散热通孔进行内部热疏导，故芯片内部散热路径热阻会与堆叠层数、散热通孔的个数、散热通孔的尺寸等因素相关，不能通过传统的分析方法评估功率MOSFET器件的漏极持续电流，故提出了一种在晶格自加热效应条件下对漏极持续电流进行评估的分析方法。由于功率MOS器件通常工作在大电流下，且堆叠层间绝缘介质层的存在，器件内部热积聚严重，产生了自加热效应。高温工作条件下，晶格自加热效应对MOSFET器件的电学参数影响是十分严重的。 当MOSFET器件的栅源电压一定时，漏极电流将引起有源区温度升高，晶格散射增强，载流子迁移率下降，漏极电流会随着结温的升高而减小；同时结温升高会导致导通电阻增大，在-50～150 ℃的范围下，Ron与温度成线性关系[6]如下：

式中，α是一个与工艺相关的参数，一般当功率MOSFET的BVDS小于200 V时，α取1.5，当功率MOSFET的BVDS大于300 V时，α取2.5。因此，功率MOSFET器件的功率损耗是一个关于温度的复杂函数，无法确定器件的最大功率损耗。

基于晶格自加热效应漏极持续电流的分析步骤如下：

（1） 找出功率MOSFET器件的零温度系数（ZTC）点[7]。功率MOSFET器件都有一个ZTC点，当漏极电流低于ZTC点对应的漏极电流时，漏极电流具有正温度系数，存在热逃逸风险；当漏极电流高于ZTC点对应的漏极电流时，漏极电流具有负温度系数，热稳定性好；在大电流应用中，一定要保证功率MOS器件正常工作时输出的漏极电流存在负温度系数区。

（2） 找出功率MOSFET器件得到漏极持续电流的导通偏置条件。首先设置栅源偏置电压，该电压要大于ZTC点对应的栅源电压，保证MOSFET器件的漏极电流在负温度系数区域，但该电压又不能太大，否则器件易发生准饱和效应[8]；然后在自加热模型下设置漏源偏置电压，采用逐步增加漏源电压的方式，随着漏极电流的增大，器件有源区温度升高，当结温达到0.8Tj左右时，所加漏源电压即为最大漏源偏置电压。根据业界工程经验，硅基MOS器件选择150 ℃比较保险，用结温为150 ℃时的漏源电压来确定硅基MOS器件的漏极持续电流比较合理[9]。

（3） 验证步骤（2）中设置的导通偏置条件的合理性，在自加热模型下逐步增加栅源电压的持续导通时间，直到导通时间略高于100 ms。通常认为导通时间大于100 ms后，栅源电压为直流应用，即信号占空比[10]相当于为1。随着栅源电压导通持续时间的增加，器件结温继续升高，当导通时间为100 ms时，器件结温必须低于最大工作结温Tj，否则降低步骤（2）中所得到的最大漏源偏置电压。通常业界设定硅基MOS器件的最大工作结温为175 ℃，即器件失效温度，保证持续导通时间略高于100 ms后，器件结温低于失效温度。

（4） 选择漏极持续电流最大时的导通偏置条件。在Tmb=25 ℃条件下，对步骤（2）得到的多组导通偏置条件下的器件漏极电流进行评估，找出漏极持续电流最大时的导通偏置条件。

2 功率VDMOS器件漏极持续电流的分析

2.1 实验分析

由于三维功率VDMOS器件的堆叠层也是平面工艺制作，故使用TCAD工具建立了VDMOS仿真元胞，元胞大小为24 μm×1 μm，其中多晶硅栅间距为12 μm，多晶硅栅长12 μm，使用Silvaco软件进行二维仿真，默认元胞宽度为1 μm。根据功率VDMOS器件的ZTC和发生准饱和效应的最小栅源电压，如图1、图2所示。

图1中ZTC点对应的栅源电压是6.3 V，图2中开始发生准饱和效应的最小栅源电压约为12 V，在6.3～12 V间选择栅源偏置电压，实验中分别设置栅源偏置电压为7 V，8 V，9 V，10 V，11 V，12 V，然后漏源电压以步长0.1 V逐渐增到4 V，当器件温度升到150 ℃时对应的漏源电压分别为2.1 V，1.92 V，1.89 V，2.0 V，1.9 V，1.96 V；然后在对应的导通偏置条件下改变栅源电压的持续导通时间分别为10 ns，100 ns，1 μs，10 μs，100 μs，1 ms，10 ms，100 ms时元胞内的温度未超过失效温度；最后在温度为25 ℃条件下对上述6组导通偏置条件的漏极电流进行了仿真，结果见表1，可见在导通偏置条件为VGS=10 V，VDS=2 V时，单位面积的漏极持续电流最大。

图3是VGS=10 V时，漏源电压以步长0.1 V逐渐增到4 V时元胞内的温度变化情况，图3中当VDS=2 V时，结温达到423 K。然后根据VDMOS器件的截止频率，当器件的导通偏置条件为VGS=10 V，VDS=2 V时，图4是改变栅源电压的持续导通时间分别为10 ns，100 ns，

1 μs，10 μs，100 μs，1 ms，10 ms，100 ms时元胞内的温度变化情况，图4中最高温度为438 K，未超过失效温度。

根据基于晶格自加热效应漏极持续电流的分析方法所得到的导通偏置条件VGS=10 V，VDS=2 V，分别在温度为298 K，348 K，398 K，423 K下对漏极电流、导通电阻、开关断时间进行了仿真分析，结果见表2。从表2可知，一般功率MOS器件的开关断时间很短，开关损耗在功率损耗中的比重很小，采用信号占空比为1的方式评估最大功率损耗是可行的。

由于VDMOS器件是由数以万计的元胞并联组成，若设计的VDMOS器件的目标导通电阻为140 mΩ，则器件有效面积S=Ron・sp（150 ℃）÷目标导通电阻≈0.094 9 cm2，则VDMOS器件包含395 238个仿真元胞。于是得到最大的漏极持续电流IDS≈30.8 A，由式（2）得最大功率损耗P≈133 W，有效散热路径热阻Rth≤1.13 ℃/W，则在设计三维功率MOS器件的内部散热时，必须保证离热沉最远的堆叠层到热沉的散热路径热阻小于1.13 ℃/W，从而当堆叠层厚度、散热通孔深宽比一定时可确定散热通孔的个数。

2.2 流片测试分析

根据仿真元胞尺寸设计的100 V功率VDMOS器件进行了3批次的工艺流片。并随机抽取了10个圆片在VGS=10 V，VDS=2 V条件下对漏极持续电流及导通电阻进行了测试，测试数据见图5、图6。

从图5、图6中的数据可以看出，流片测试结果与仿真数据在工艺容差允许范围内，因此实验中提出的漏极持续电流分析方法是可行的。

3 结 语

本文针对基于三维集成技术的功率MOS器件在封装形式未知及散热路径热阻不确定情况下，提出了一种以晶格自加热效应为基础的功率MOS器件漏极持续电流的分析方法，并以功率VDMOS器件为研究对象，在正向设计阶段，基于晶格自加热效应对漏极持续电流进行了分析。结果表明，仿真结果能很好地反映测试结果，以晶格自加热效应为基础的功率MOS器件漏极持续电流的分析方法对功率MOS器件及三维功率MOS器件的热可靠性管理都具有一定的指导意义。

注：本文通讯作者为傅兴华。

参考文献

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[9] 王守武.VDMOS场效应晶体管应用手册[M].北京：科学出版社，1990：5.

功率器件范文第10篇

【关键词】功率器件；散热

1.散热器基础

作为散热器的铝合金型材，通常采用的是6000系列镁硅铝合金，其供应状态包括T4、T5、T6。模块的散热器选配，其散热器主要选用6063铝合金型材。在众多的铝合金材料中，6063的导热系数是较高的，达到209 W/mK，与纯铝的导热系数237 W/mK比较接近。其抗拉强度适中，厚度可小于6 mm。供应状态T5系由高温成型过程冷却后，不经过冷加工（可进行矫直、矫平，但不影响力学性能极限），型材变形系数小，硬度一般，适宜作为功率器件的散热器。

平板器件作为大电流的半导体器件，散热器是作为电极导电的，表面不宜进行氧化处理。

2.选配散热器的原则

散热器的选取原则，应使模块芯片的实际工作结温低于芯片的最高允许结温。无论是连续工作制还是短时工作制，都不允许器件超结温。晶闸管结温不超过125℃（398.15K），整流管结温不超过150℃（423.15K）。

模块在使用时，必须配备适当的散热器。为保证功率半导体器件正常工作，散热条件至关重要，主要涉及环境温度、空气流动、环境污染程度等情况。随着环境温度的升高，器件P-N结到散热器的温差变小，严重影响散热效果。空气流动越通畅，散热器向环境散热就越快，反之则散热变慢。环境污染越严重，散热器上覆盖的灰尘就会越多，不仅为散热器向环境散热增加了一个阻挡层，也使得散热风机的叶片结垢而影响转速，会严重影响散热效果。器件工作的空间大小也与散热有关，狭小的空间会造成热量聚积，减小模块到散热器的温度梯度，影响散热。因此，要注意保持环境的清洁，设备上的灰尘也应及时清理。

晶闸管模块的热阻与功耗计算，按以下经验公式：

Rja= （Tj-Ta）/ PT（AV）=Rjc+Rch+Rha （1）

PT（AV）=VTOITAV+rTIeq RMS （2）

或 PT（AV）=（0.785VTM+0.215VTO）ITAV （3）

式中：

PT（AV）――模块芯片耗散功率

IRMS――通态电流交流有效值

ITAV /IFAV――晶闸管/整流管通态平均电流

rT /rF――晶闸管/整流管斜率电阻

VTM /VFM――晶闸管/整流管通态峰值电压

VTO /VFO――晶闸管/整流管阈电压（门槛电压）

Rch――模块基板与散热器的接触热阻

Rja――芯片与环境间热阻（总热阻）

Rjc――模块结壳热阻

Rha――散热器热阻

Ta――模块使用环境温度

Tc――模块基板温度（壳温）

Tj――P-N结温度

3.连续工作制的散热器选配

连续工作制的半导体器件，选配散热器要充分考虑影响热传导的各种因素。散热器的选配只能是半定量计算，环境温度、散热空间、灰尘、空气流速等环境因素对散热条件均有影响，选配散热器时要多方考虑。

散热器的散热效果主要取决于散热器的表面积，其表面积越大，散热效果就越好。计算散热器表面积时，其端面可忽略。要增大散热器表面积可增加其长度，但散热器的长度又不能无限制，而且，散热器的热阻与其长度非线性关系！模块热量的传导以垂直方向为主，横向传导则要慢很多，因此，单纯依靠加长散热器是不可取的，而且在散热器长度增加的同时也增大了风阻，从而降低了散热效率。而7m/s以内的空气流速对散热器的热阻影响却很明显。

若利用公式（2）或公式（3），通过计算，得到某模块的耗散功率为240W，模块的结壳热阻Rjc=0.08K/W， 模块与散热器的接触热阻Rch=0.05K/W，环境温度按最高温度40℃，则按公式（1），有

Rja= （Tj-Ta）/ PT（AV）=（125-40）/240=0.35（K/W）

又Rja=Rjc+Rch+Rha，则

Rha=Rja-Rjc-Rch=0.35-0.08-0.05=0.22（K/W）

据此，可选择DXC-616散热器长度为100 mm、风速4 m/s的散热条件即可，或者DXC-616散热器长度为50 mm、风速不低于7 m/s（对风机要求较高）的散热条件也可。在实际工作环境下，模块的通态平均电流不会达到额定值，可根据实际情况酌情考虑。

如果梳状散热器没有相关试验曲线，我们也可按下面的公式选配散热器：

式中：

H――散热器齿高

K――散热器导热系数（6063铝合金的导热系数209 W/mK）

l――散热器长度

L――散热器截面周长

v――风速

w――散热器齿宽

n――散热器齿数

最后得到的结果，Rha单位为K/W

4.短时工作制的散热器选配

短时工作制，指的是功率半导体器件的持续工作时间不足以使散热系统达到热平衡，而其空载（或不工作）时间足以使系统恢复到环境温度。按国家标准，短时工作标准时间分为7种（30 s～90 min）。

短时工作制下，散热器的主要作用不是散热，而是吸收热量，这就要求散热器要有足够的热容量，在理想状态下，可把功率半导体模块的功耗发热全部吸收。实际工作中，虽然散热器在吸收热量的同时也向环境中释放热能，但因热阻的存在会使热量传递过程受到一定的阻碍，而且这种阻碍的效果远大于散热器的放热效果，致使散热器的温度远远低于芯片结温。因此，在计算过程中，我们会忽略散热器向环境释放的热能。

按GB/T3190-2008《变形铝及铝合金化学成分》的要求，作为散热器的铝合金型材，其铝的含量一般在98%～99%，我们可按纯铝的比热容0.88kJ/（kg・K）来计算。

以某厂家的KP2500-16平板硅为例，VTM=1.80V，VTO=0.75V，负载电机的每相工作电流有效值为1455A，短时工作环境为4倍电流、时间为30s。则

每路反并联平板硅通流的有效值为1455×4=5820A

每支平板硅通流的平均值为5820/2.2=2645A，略大于平板硅的额定值。

PT（AV）=（0.785VTM+0.215VTO）ITAV=（0.785×1.80+0.215×0.75）×2645=4164（W）

短时工作发热量Q=PT（AV）tw=4164×30=124920J=124.92kJ

设定环境最高温度为40℃，允许最高壳温85℃，则有

124.92/（0.88×45）=3.15kg

每一组反并联的平板硅需铝合金散热器3.15×2=6.3kg

如将上例中的散热器改为铜材，铜的比热容为0.39 kJ/（kg・K），则有

124.92/（0.39×45）=7.12kg

每一组反并联的平板硅需铜材散热器7.12×2=14.24kg

5.结语