功率放大器范文

功率放大器篇1

关键词：功率放大器，集成TDA2030A，OCL

 

1引言

功率放大器简称功放，可以说是各类音响器材中最大的一个家族了，其作用主要是将音源器材输入的较微弱信号进行放大后，产生足够大的电流去推动扬声器进行声音的重放。

2功率放大器的基本要求

1）有足够大的输出功率

2）效率要高

3）非线性失真小

3.功率放大器电路图

由于考虑功率、阻抗、失真、动态以及不同的使用范围和控制调节功能，不同的功放在内部的信号处理、线路设计和生产工艺上也各不相同。下面是TDA2030A的应用电路图,如图1所示：

图1

4.电路板的制作工艺

1)下料 按实际设计尺寸裁剪覆铜板，四周去毛刺。

2)拓图 用复写纸把设计好的印制板布线草图（如图2）拓在干净的覆铜板的铜箔面上。

3)贴图 用透明胶带纸覆盖住铜箔面，用刻刀和尺子去除拓图后留在铜箔面的图形以外的胶带纸，同时压紧留下的胶带纸。

4)腐蚀 腐蚀液一般用三氯化铁水溶液，浓度为30%~40%，温度适当，全部腐蚀后用清水清洗。

5）揭膜 将留在印制导线和焊盘上的胶带纸揭去。

6）打孔

7）涂助焊剂 用已配好的松香酒精溶液对印制导线和焊盘涂助焊济，使板面得到保护，并提高可焊性。

5安装

1) 按明细表配齐元件

表一元器件明细表

 

功率放大器篇2

关键词：Class F；射频功率放大器；谐波抑制；阻抗匹配

Design of High Efficiency Class F Power Amplifier

ZHOU Yong1, HUANG Ji-wei1,2

（1.GuangZhou RunXin Information Technology Co.Ltd, Guangzhou 510663,China；

2.Institute of RF-&OE IC, Southeast University, Nanjing 210096,China）

Abstract: A high efficiency class F RF PA（power amplifier）is realized in an InGaP/GaAs HBT （heterojunction bipolar transistor） process. The characteristics and principle of class F power amplifier is described at first, and the bias circuit, the matching network and harmonic suppression technique are focused in this paper. The measurement results exhibit that the efficiency of the PA is 68% with 37-dBm output power, when the supply voltage is 5V.

Key Word: Class F; RF Power Amplifier; Harmonic Suppression; Impedance Matching

1 引言

射频功率放大器广泛应用于各种无线通信设备中，随着无线通讯服务的快速增长，对低功耗、高效率、小体积的要求也迅速增加。众所周知，射频功率放大器是射频传输中功率损耗最大的设计模块，因此，近年来高效射频功率放大器的发展迅速，典型的高效模式有D类、E类、F类、逆F类等。通过降低功率管的损耗，使得效率得到明显的提高，理论效率可以达到100%。其中，E类的输出晶体管要承受很高的电压，这与现代集成电路工艺技术的发展趋势不兼容；并且E类放大器要求驱动信号必须有很快的上升时间，否则会引入额外的损耗。F类功率放大器使用输出滤波器对晶体管集电极电压或是电流中的谐波成分进行控制，归整晶体管集电极的电压波形或者电流波形，使得它们没有重叠区，从而减少了开关的损耗，提高了功率放大器的效率[1]。

2 F类功率放大器的工作原理分析

在大多数的F类功率放大器设计中，器件都是偏置在B类或是深AB类，并控制谐波使得器件的输出电压成为矩形。在功率管的设计中，集电极看到的基频阻抗为RL，高阶奇次谐波阻抗为无穷大，高阶偶次谐波阻抗为0，因此集电极电压波形将包含有各阶奇次谐波成分，它是一个理想的方波。由于各高阶偶次谐波阻抗为0，流过开关的电流中仅包含基频频率成分和各高阶偶次谐波成分，其理想的波形如图1所示。流过开关的电流中的基频成分在负载RL上产生输出功率，而其他的高次谐波成分则由LC并联谐振网络短路到地。所以，负载上的电压波形和电流波形都是理想的正弦波，没有谐波损耗[2]。实现F类工作的电压和电流波形的信号，可使用奇次谐波来近似方波，偶次谐波来近似正弦电流波形：

式中，Vdd为电源电压，Vom为基频电压，V3m为三阶谐波点的电压， V5m为五阶谐波点的电压；Idc为直流电流，Iom为基频电流， I2m为二阶谐波点的电流，I4m为四阶谐波点的电流，θ=ω0t，ω0=2πf0，f0是基波频率。

电压表达式达到最大值和最小值的中间点的位置分别是在θ=π/2，3π/2。最小电压时的最大平坦度要求在θ= 3π/2偶阶导数为0.由于cos（nπ/2）=0，n为奇数时，奇阶导数等于0，因此必须定义由式（1）给出的电压波形的偶阶导数。同理，根据最大平坦度要求，电流达到最小值和最大值的点分别是在θ=π/2，3π/2。由于奇阶导数等于0，必须以式（2）来定义电流波形的偶阶导数，在最小电流的最大平坦度要求θ= π/2时的偶阶导数为0。

放大器的效率随着各种不同电压和电流谐波成分组合数目的增加而增加。由高阶谐波分量构成并提供的电压波形越平坦，由输出电流引起的功率耗散就越小。

3 电路设计及仿真结果

3.1 偏置电路

随着输入信号的增加，功率放大器会产生负的幅度失真和正的相位误差。为了有效的补偿这种失真，本文应用片上线性化技术，如图2所示，包括两个叠加的BE二极管，一个有源偏置的HBT2晶体管，一个电容Cb来短路RF泄漏信号。电容与HBT2晶体管的BE结二极管补偿了随着输入信号增大而下降的功率管HBT1的基极偏置电压[3]。线性化的过程为：由于并联电容Cb，P点在基频的阻抗变小，从而泄漏到P点的RF功率增加；增加的功率经过HBT2管的基射结整流后的直流电流变大，使得其BE结电压下降；而这个电压降正好补偿了HBT1管下降的基极偏置电压。

由于电阻R与串联连接的D1/D2管的并联阻抗，在基频时远大于Cb的阻抗，所以，在节点P，所有的RF信号通过Cb泄漏到地，稳定了P点的DC电压。随着输入功率的增加，HBT1管需要更多的集电极电流，因此，HBT1管的基极电流必须增加。在直流的意义上来说，由于D1/D2二极管的电流远远大于HBT2的基极电流，P点的直流电压恒定，所有HBT2的基射结的电压降补偿了HBT1的基极偏置电压的下降[4]。

3.2 输出匹配网络的设计

对于任何功率放大器，输出匹配电路的性能都是关键。同样，输出匹配网络是Class F 功率放大器的重点，直接关系到效率这一重要的参数。功率管的输出经过输出匹配网络之后，应整形成为如图1所示的理想波形[5]。

所设计的输出匹配电路如图3所示，前面四个谐振接地电路谐振在2阶谐波，后一个谐振电路谐振在3阶谐波。其谐波阻抗如图4所示，仿真图如实的反应了设计目标。功率管的输出电压和电流波形如图5所示，其中，电流波形出现负脉冲，可认为是余弦脉冲，负脉冲的高度和宽度都随频率的升高而增加。这是由少数载流子在基区渡越时间所引起的，或者说是由在基区内的空间电荷储存效应引起的。当发射极电压对于基极变成反向偏置时，在基区内储存的非平衡少数载流子来不及扩散到集电极，又被反向偏置所形成的电场重新推斥到发射极，从而形成负脉冲[6]。

3.3 PA电路的设计

功率放大器采用三级电路结构来实现较大的功率输出，如图6所示。第一级为小信号放大级，工作在A类。第二级为驱动级，工作在AB类。第三级为功率级，工作在深AB类或是B类。每一级放大器的偏置电路均采用图2所示的偏置电路。在片集成了各级间匹配电路。图7示出了仿真的功率放大器输出功率和效率。当输出功率为37.5dBm时，效率达到了70.6%。

4 测试结果

芯片采用InGaP/GaAs HBT工艺制作，图8为芯片照片，芯片面积为1mm×1.2mm。用安捷伦的信号发生器E4438C和频谱仪E4440搭建测试平台，测得PAE与输出功率的曲线如图9所示，当输出功率为37dBm时，芯片效率达到68%，测试结果与仿真结果较为吻合。

5 结论

本文为移动通信设计了一款基于InGaP/GaAs HBT的高效率Class F 射频功率放大器。当电源电压为5V，输出功率为37dBm时，此时放大器效率达到68%。本文设计的输出匹配电路，明显改善了输出匹

（下转第38页）

配电路的谐波阻抗，各谐波均小于-40dBm。经测试，仿真结果和测试结果吻合良好。即使在负载失配条件下，芯片仍正常工作。

参考文献

[1]. Ahmed Al Tanany, Ahmed Sayed, Georg Boeck. Design of Class F-1 Power Amplifier Using GaN pHEMT for Industrial Applications [A]. In: German Microwave Conference, 2009 [C]. München, Germany.

[2]. Young Yun Woo, Youngoo Yang, Ildu Kim, and Bumman Kim. Efficiency Comparison between Highly Efficient Class-F and Inverse Class-F Power Amplifiers [J]. IEEE Microwave Magazine, 2007, 8（3）:100-110.

[3]. S. F. Ooi, S. K. Lee, A. Sambell, E. Korolkiewicz, and P.Butterworth. Design of a High Efficiency Power Amplifier with Input and Output Harmonic Terminations [J]. Microwave and Optical Technology Letters, 2007（2）: 391-395.

[4]. Noh Youn Sub, Park Chul Soon. PCS/W-CDMA dual-band MMIC power amplifier with a newly proposed linearizing bias circuit [J]. IEEE Journal of Solid-State Circuit, 2002, 37（9）: 1096-1099.

[5]. P. Butterworth, S. Gao, S.F. Ooi, and A. Sambell. High-Efficiency Class-F Power Amplifier with Broadband Performance [J]. Microwave and Optical Technology Letters, 2005,.44（3）: 243-247.

[6]. Al Katz, J. Komiak. Student High-Efficiency Power Amplifier Design Competition [J]. IEEE Microwave Magazine, 2007, 8（5）: 92-100.

作者简介

功率放大器篇3

【关键词】E类功放 2.4GHz 伪差分 饱和输出功率

1 引言

S着无线通信系统的发展，比如WCDMA、TD-SACDMA、CDMA2000等，大大加速了射频功率放大器的研究和设计。射频功率放大器是无线通信系统发射机的核心组成部分，功率放大器的性能指标直接影响整个通信系统的好坏，因此设计性能良好的功率放大器是当前无线通信系统亟待解决的问题。

射频功率放大器用来输出大功率给外部负载。功率放大器通常是无线发射机中功耗最大的模块，为了降低功耗，延长电池寿命，要求它具有较高的效率。射频功率放大器可分为传统功率放大器和开关模式功率放大器，传统功率放大器拥有良好的线性度，开关模式功率放大器则具有很高的效率。E类功率放大器是一种开关模式的功率放大器，拥有较高的效率，其可应用于手机蓝牙系统、物联网系统以及未来的可穿戴系统等，E类射频功率放大器的效率理论上可达到100%。

2 E类功率放大器的原理和理论设计方程推倒

功率放大器实质上是一个能量转换器，把电源供给的直流能量转化为交流能量。其转换能量的能力通常用漏极效率

，其中Pout为输出功率，Pc为漏级耗散功率。该式表明，要增加漏级效率，就必须减少漏级耗散功率的消耗。当晶体管工作在开关状态时，可以有效的减少漏级耗散功率的消耗。因为开关状态的晶体管相当于一个开关，当开关闭合时，有电流通过；由于此时的导通电阻极小，晶体管的电压很小，并且趋向于零。当晶体管断开时，晶体管电压虽然有点高，但无电流通过晶体管，从而达到减小耗散功率的目的。E类功率放大器就是按照电压与电流不重叠出现而设计出来的，使得在任意时刻，电压与电流的乘积为零，即耗散功率为零。图1为E类功率放大器的拓扑结构图。该拓扑机构由Grebennikov在2002年提出，经过10余年的发展，该放大器以其效率高，可设计性强等优点而被广泛应用。

在该E类拓扑结构图中，电感L1为电路提供直流偏置，电容C1为外加电容和晶体管寄生电容之和，电感L2和电容C2构成滤波谐振网络，该谐振网络谐振频率为2.4GHz。RL为从晶体管获得最大功率的最佳匹配负载。E类射频功率放大器由单个晶体管和负载匹配网络组成，在激励信号的作用下，晶体管工作在开关状态，当晶体管闭合时，晶体管漏端的电压由晶体管本身决定，即由其自身的导通电阻决定，当晶体管断开时，晶体管漏端的电压波形由其后端的负载网络的瞬态响应所决定。图2为理想E类功率放大器两端电压、电流的波形图。

为了使该功率放大器的效率达到100%，该功率放大器的瞬态响应网络应该满足以下三个条件：

（1）晶体管导通时，晶体管两端的电压必须为零，即晶体管的瞬态响应网络应在晶体管导通之前，完成电荷的释放；

（2）当晶体管截止时，晶体管两端的电压必须等晶体管完全截止后才开始上升；

（3）晶体管导通时，晶体管两端电压的导数为零。只有这样，流过晶体管的电压和电流才不会发生重叠，从而保证其100%的效率。根据以上三点，可以列出微分方程。通过对微分方程进行解析，可以得出E类功率放大器负载网络各元器件的具体参数，具体的推倒过程文献[1]已经列出。其各元器件参数的方程为：

其中，Pout为电路设计者需要功率放大器输出的功率，QL为串联谐振网络的品质因子。

3 存在的问题和解决的方法

由于功率放大器输出的是功率，且开关类的功率放大器和一般线性类功率放大器相比，晶体管的状态完全不一样，开关管工作在开关状态，所以对于驱动开关管的信号幅度必须足够大，这样才能使晶体管充分的开启和关闭。如图1所示，开关管一般都是通过一个电感直接接电源，所以为了保证可以充分驱动开关管，前级电路必须可以提供一个从0V到电源电压的驱动信号。其次，为了使该功率放大器的饱和输出功率尽量的高，以提高其漏极效率和功率附加效率，本设计采用了伪差分电路设计，使得饱和输出功率比单端增加了3dB，由于最佳负载是根据理论公式计算出来的，应该用负载牵引法，获得最佳负载，从而获得最大输出功率。

3.1 反相器驱动电路设计

由于驱动电路必须可以提供从0伏到电源电压的满摆幅信号，因为在射频前端中，功率放大器的前级电路是一个上变频电路，上变频电路的输出信号幅度非常微弱，所以必须加驱动电路才能驱动开关管，如果采用一般的放大器电路，很难输出一个满摆幅的信号，综合考虑本设计决定采用反相器级联输出方波信号的方式来解决该题。

图3为反相器驱动的电路图，该驱动电路由六个晶体管、两个电阻、一个电容组成；其中电阻R1、R2用于为第一、第二个反相器提供直流偏置，第三级反相器的输出端直接接需要驱动的开关管，C1为交流耦合电容。首先调整第一级反相器的参数，使得第一级反相器的静态输出为低电平，然后依次调整第二、第三级反向器的参数，使第二级静态输出为高电平，第三级静态输出为低电平，从而使后端的开关管静态偏置在截止状态。第一、第二、第三级反相器晶体管的尺寸按一定的比例增加，每一级反相器中PMOS管的宽长比应是NMOS管宽长比的倍数。使得级联反相器能够很好的输出方波波形，驱动后面的晶体管。

3.2 差分电路设设计

本设计采用了如图4所示的差分结构电路图，在该差分结构电路中，各名称相同的器件均为参数相同的器件，该差分结构电路由两个参数完全相同的单端电路组成。输入为差模电压，任意时刻总是一个管子导通，一个管子截止。所以每一个周期电流两次释放到衬底，由此引起的耦合电流的频率变为信号频率的2倍，有利于减小衬底耦合给电路的干扰，其次在相同的电源电压和输出功率条件下，每个晶体管在差分结构中比在单端结构中承受的最大电流要小，如果在相同的电源电压和电流下，差分结构比单端的输出功率要高。

4 电路仿真结果与分析

5 结束语

E类射频功率放大器是高效率的功率放大器，一直以来备受关注。本文对E类放大器的原理进行了简单的介绍，对相关器件参数方程进行了推倒，设计出了功率放大器的驱动电路，采用伪差分的电路结构，提高了功放的饱和输出功率的功率附加效率。榘E类功率放大器运用于高效率的平台提供了参考。

参考文献

[1]Andrei.Grebennikov and Herbert Jaeger.Class E with parallel circuit-a new challenger for high-efficiency RF and microwave power amplifiers.IEEE MTT-S Digest.2002：1627-1630.

[2]罗世聪.CMOS伪差分E类射频功率放大器设计[J].电子电路.2010，10（23）：49-52.

[3]王燕.CMOS射频集成电路功率放大器设计[D].哈尔滨：哈尔滨工业大学，2006.

[4]Ockgoo Lee，Kyu Hwan An.Analysis and design of fully integrated high-power parallel-circuit class E CMOS power amplifiers.IEEE transactions on circuits and system.vol.57，NO.3，2010.

[5]YuKi Yamashita，Daisuke Kanemoto.A 5GHz fully integrated CMOS class E power amplifier using self-basing technique with cascaded class-D drivers.IEEE international symposium on radio-frequency integration technology，2012.

[6]C.C.Ho，C.W.Kuo.A Fully Integrated 2.4GHz Class-E Amplifier With a 63% PAE by 0.18 CMOS Technologies.Solid-State Electronics.2004（48）：99-102.

[7]T.C.Kuo，B.Lusignan.A 1.5w Class-F RF Power Amplifier with Parallel Amplification for Efficient Power Control.IEEE Journal of Solid-State Circuits.2002，37（06）：684-693.

[8]V.Saari，J.Pasi，R.Ryynanen.Integrated 2.4GHz Class-E CMOS Power Amplifier.IEEE Radio Frequency Integrated Circuits Symposium，California，2005：645-648.

[9]李亮，李文渊，王志功.2.4GHz CMOS功率放大器设计[J].电子器件.2006，29（02）：348-350.

[10]郝允群，庄奕棋，李小明.高效率E类射频功率放大器.半导体技术.2004，29（02）：74-79.

作者简介

朱启文（1990-），男，贵州省贵阳市人。现为贵州大学大数据学院在读硕士研究生。主要研究方向为射频集成电路方向。

作者单位

贵州大学贵州省微纳电子与软件技术重点实验室 贵州省贵阳市 550025

1.贵州大学大数据与信息工程学院 贵州省贵阳市 550025

功率放大器篇4

关键词：Ku波段 脉冲 功率放大器

中图分类号：TN722.11 文献标识码：A 文章编号：1007-9416（2015）04-0132-01

1 引言

目前，微波固态功率放大器被广泛应用于各种雷达、卫星等各种民用和军用领域，是整个无线通信系统中不可缺少的一个组成部分。随着微波电路的广泛应用和不断发展，人们所能涉及到的频率正不断向更高的范围延伸，所以对Ku波段中大功率固态功率放大器的设计和研制具有重大的意义。

2 设计过程

2.1 主要技术指标

（1）输入连续波信号功率：大于13dBm；（2）频率范围：12.XX±0.1GHz；（3） 微波信号为脉冲调制方式；（4）峰值输出功率不小于20W；（5）提供电源为14.8V±0.6V直流。

2.2 方案设计

根据给定的技术指标，先把微波功率放大器的框图画出，如图1所示。微波功率放大器由四部分组成：微波开关、脉冲功放、脉冲形成电路以及电源模块组成。

微波开关：将输入的连续波信号进行脉冲调制。

脉冲形成电路：输出所需要的TTL脉冲。

电源模块：为微波功放以及微波开关分别供电。其中还包括漏控电路，电压调整电路和正负电保护电路。

脉冲功放：将频率源送来的13dBm的信号放大到脉冲功率大于等于20W输出。

经过搜索多个公司的产品，决定末级使用15W的微波功率砷化镓场效应管。增益为6dB，1dB压缩点输出功率为42dBm。因为在所使用的频段内，15W的输出已经是目前砷化镓产品中输出功率最大的了。要达到技术要求的峰值功率20W，我们需要引入功率分配/合成网络，通过2个15W功放管功率合成来达到目标值。具体的电路增益分配图如图2所示。

2.3 功率分配/合成器的设计

微带功率分配/合成器选用了威尔金森功率分配器作为功分与合成网络，可以根据理论公式算出R=2Z0=100Ω，Z02= Z03=Z0=70.7Ω。在ADS软件中先建立电路模型，进行仿真优化。随后在momentum二维场中再进行优化，得到如图3所示的结构。仿真结果：S21、S31

3 实测结果

整个放大器联调时，在未做任何调试时，中心频率的输出功率只有10W左右，未达到输出20W的要求。经过对偏置电路、功分合成网络、放大器输入输出匹配等调试后，达到需要的指标。用峰值功率计的探头以及30分贝衰减器测试 “信号输出” 端口的功率。

4 结语

本课题设计了一个Ku波段20W脉冲功率放大器，选用了威尔金森功率分配器作为功率分配/合成网络，仿真和实际测试结果相吻合，满足技术指标要求。

参考文献

[1]雷振亚.射频/微波电路导论[M].西安：西安电子科技大学出版社，2005.

[2]DvidM.Pozar. 张肇仪，周乐柱等译.微波工程[M].北京：电子工业出版社，2006.

功率放大器篇5

关键词：L频段 GaN 功率放大器

中图分类号：TN622 文献标识码 ： A 文章编号：1007-9416（2016）04-0000-00

射频或微波功率放大器是很重要的电路部件，广泛应用于无绳电话和移动电话，基站设备，宇宙、空中和地面（固定或移动）的卫星通信系统，点对点无线电，卫星通信地球站宽带卫星通信，空中飞机系统，全球定位系统，相控阵雷达，电子战，以及智能武器系统[1]。

由于半导体功率器件工艺的进步和成本的降低，特别地，随着以GaN为代表的第三代半导体功率管的高速发展，使得固态功放向着宽带、高效、大功率和小型化方向大步前进，越来越多的射频微波系统采用固态功率放大器，因此研究宽带固态功率放大器具有重要的现实意义。

为此，本文研制了一款基于GaN功率管工作于L频段的宽带功率放大器。

1设计目标

根据某项目要求，设计了一个L频段功率放大器：

频率范围：L频段；

输出功率：>150W。

2 Bode-Fano极限

宽带匹配电路的带宽指标与匹配网络的阶数是一对相互矛盾的需求，从另外的角度来分析，也可看做是匹配网络最小反射系数和带宽之间的矛盾：带宽越大，最小反射系数越大；带宽越小，最小反射系数越小。它们之间存在着一定的数学关系，即为Bode-Fano极限[2]。

（1）

为端口反射系数， 为角频率， 为时间常数，公式1明确指出，对于给定的 和 ，最大带宽不能超过Bode-Fano极限约束的值，而不管匹配网络用了多少个元件[3]。

3设计方法

用ADS源牵引和负载载牵模板找到功率管的最佳源阻抗和负载阻抗，见图1，这个过程需要反复迭代多次，才能找到比较理想的结果。另外，无论是源牵引还是负载牵引都是对点频来说的，所以设计宽带功放需要折中考虑功率管全频带内的输出功率和效率，总的选择原则是，最佳源阻抗或负载阻抗尽量靠近Smith圆图的实轴部分，即阻抗的虚部尽可能的小，同时要兼顾到所需频段内所有频点的输出功率。

根据选择的最佳源阻抗和负载阻抗设计匹配网络，宽带匹配电路的设计有多种方法：多级匹配电路、低通滤波器匹配电路、实频技术匹配电路等，各有优缺点。本文采用多节四分之一波长线结合ADS仿真软件中Smith圆图工具来设计匹配网络。Smith圆图工具见图2，图3为输入和输出匹配网络的仿真曲线。

根据优化好的输入输出匹配网路，搭建谐波平衡仿真电路并进行仿真优化，再进行Momentum版图仿真，然后进行版图和电路图的联合仿真，待优化仿真结果达到设计要求后就可以制板了。版图和电路图联合仿真原理图见图4，仿真结果见图5，从仿真结果来看，可以满足L频段的使用要求，单个功率管在设计频段内输出功率>100W。

4实物及测试结果

图6是实测输出功率和效率曲线，由实测结果来看，仿真结果和测试结果还是比较接近的。二合路测试电路在L频段内饱和输出功率>150W，饱和效率>40%，达到了预期的结果。

5结语

本文介绍了一种简单有效的宽带匹配网络设计方法，采用某GaN功率管制作了一款L频段的宽带功率放大器，测试结果和仿真结果吻合度比较好，证明了该方法的正确性和有效性。该设计方法也可以推广到其他类型或频段的功率放大器设计中，具有很强的实用性和适用性。

参考文献

[1][美]Inder J.Bahl 著，鲍景富，孙玲玲等译.《射频与微波晶体管放大器基础》.电子工业出版社.

[2]丁炫. 高效率功率放大器的带宽延展方法研究[J].成都：电子科技大学硕士论文.2013：14.

[3][意]Franco Sechi Marina Bujatti著.董士伟等译.《微波固态高功率放大器》.国防工业出版社.

收稿日期：2016-01-26

功率放大器篇6

1　概述

NCP2890是安森美半导体(On Semi)公司推出的经济高效、功能齐备的音频系列产品中的第一款音频功率放大器，它是专为手机和PDA等电池供电的无线设备而设计生产的，是一种质量非常优秀的无线应用A－B类音频功率放大器，可为客户提供卓越的音频性能。该器件在具有出众的电源抑制比(PSRR)和总谐波失真加噪声(THD＋N)特性的同时，综合了外部控制增益特征和可调式开机与关机延时功能，并具有“开机和关机”控制电路，能消除开启和关闭此类音频功率放大器时产生的可听噪声，可灵活应用于便携式音频设备的设计中。NCP2890允许锂离子或锂聚合物电池直接供电，因而省却了额外的低压降稳压器(LDO)，同时减少了电路板的占用空间并降低了整体成本。

2　芯片结构与性能参数

为满足特定市场的需求，NCP2890目前有Mi-crobump－9(2．25mm2)和Micro－8(14．7mm2)两种不同的封装形式，图1所示为其引脚排列图，各引脚的功能如表1列。

Microbump -9Micro8名 称功 能A14INM音频信号反输入端，外接Rf与RinA25OUTA反相输出端，外接负载A33INP同相输入端B1NAVM_P接地端B27VM接地端B36Vp电源输入端，电压范围为2.2V-5.5VC12BYPASS外接旁路电容端C28OUTB同相输出端，外接负载C31SHUTDOWN关断控制端，低电平有效NCP2890内部包括671个晶体管、1899个MOS门电路，因而具有极佳的音频性能，表2给出了NCP2890的主要性能参数。

表2 NC2890主要性能参数

参 数最 小标 准最 大单 位电源电压（Vp）2.6　5.5V输出功（Po)0.28　1.08W效率（η）　63　%静态电流（Idd)1.51.74.0mA总高次谐波加噪声（THD+N）　0.02　%电源抑制比（PSRR V+）　-74　dB信噪比（SNR）　84　dB启动电压V（SDIH）　1.2　V关闭电压（VSDIL）　0.4　V启动时间（TWU）　285　ms关闭时间（TSD）　385　ms3　应用电路设计

图2所示为NCP2890音频功放的典型应用电路，由图2可见，NCP2890只有用来调节增益的两个电阻、一个输入耦合电容、一个旁路电容等少数几个元件，因此所需器件极其简单。

3．1 电路工作原理

NCP2890内含两个完全一样的功率放大器，输入的音频信号经第一个功率放大器放大后从OUTA输出。电压增益由外接电阻Rf与Rin的比值决定。放大后的音频信号再经增益为1的第二个功率放大器进行反相放大，并从OUTB输出。由于OUTA端与OUTB端输出的音频功率信号大小相等、相位相反，且两个输出端(OUTA和OUTB)的直流静态电位相同（Vp／2），所以，扬声器可以直接连接到OUTA与OUTB端，而不用增加输出耦合电路。两个功率放大器的输出级均采用PMOS和NMOS晶体管特殊设计而成。正常导通时，其沟道电阻小于0．6Ω，因而其输出波形失真非常小。

一般的功率放大器在开启和关闭过程中会产生人耳可听到的噪声，为了消除这种可听噪声，在NCP2890内部专门设计了消噪声电路。开机时，逻辑高电平加到开关控制端，旁路电容Cby上的直流电压值开始按指数规律增加，当电压值达到共模电压值（Vp／2）时，开始输出功率（此过程大约50ms）；而关机时，控制端接低电平，负载被连接到接地端，输出功率为零，此时电路的直流静态电流小于100nA。

3．2 电路元件参数设置

Rin与Rf用来设置放大器的闭环增益，为了优化NCP2890的性能，放大器的闭环增益应该设置在较低的水平，此时THD最小，信噪比最大，频率响应范围最宽。所以在多数情况下，放大器的闭环增益一般设置在2～5之间，因此，输入电阻(Rin)的取值D在20kΩ比较合适，而Rf则用来调节闭环增益以控制输出功率。

输入耦合电容Cin用来隔离放大器输入端的直流电压，同时可与Rin组成一个高通滤波器，但它会影响滤波器的下限截止频率。为了使低频信号不至于衰减过大，理论上，Cin应该取较大的值，而较大容量电容的充放电时间较长，因此，需要较长的时间才能使输入端的静态电位达到Vp／2，而这易使输出端产生开机噪声。所以，在多数情况下，Cin的取值一般在0．1～0．39μF之间比较合适（Rin＝20kΩ时）。

旁路电容Cby是共模电压（Vp／2）的滤波器，是决定开机时间的长短、减少开机噪声的一个关键元件，在多数情况下，旁路电容Cby取1．0μF比较合适。

R1和R2组成的分压电路用于产生芯片的启动电压，一般R1取值100kΩ，设计时可根据电压值来选择R2的阻值，只要使分压值约大于1．2V即可。

3．3 使用注意事项

当电路达到最大输出功率Porms＝1．0W，Vp＝5．0V，RL＝8．0Ω时，负载上的峰值电流为500mA。为了防止输出负载断路时产生过大的输出电流，芯片内设置了输出电流检测电路，它可将最大输出电路限定为800mA。这样，一旦输出电流超过800mA时，输出端的四个MOS晶体管将被门控电压关断而不再输出电流。

当芯片温度超过160℃时，内部放大器将被关闭而停止工作，直到温度低于140℃时，内部放大器才重新启动开始工作。

功率放大器篇7

Hi-Fi功放与AV功放是目前家用功放中的两个主要类别。这两类功放用于不同的用途，设计的侧重也不同。Hi-Fi功放用于欣赏音乐，使用者追求的是尽可能的“原汁原味”。而AV功放的使用者追求的是与画面相配合的“现场”效果，甚至是夸张了的“现场”效果。这两类功放不宜直接比较孰优孰劣，比如价位同为三千多元的Hi-Fi功放与AV功放，Hi-Fi功放的成本投入只在两个声道上，而AV功放的成本投入则要兼顾5-6个声道，还要具有一定的效果处理功能，如果仅看其两个主声道的投入，肯定低于Hi-Fi功放两个声道的投入，其放音效果的差异是显而易见的。但是无论是Hi-Fi功放还是AV功放，都有高档精品型与超值普及型之分，比如天龙的AVC-A1型AV功放，当其用于音乐放音时，其音效不会比一台四、五千元的Hi-Fi功放逊色。

一般来说，很难能有一台可以对Hi-Fi、AV全兼容的AV功放，AV功放兼顾Hi-Fi音乐欣赏是有条件的，这一条件就是使用者欣赏音乐时的要求与标准，如果使用者仅是用来欣赏一些休闲音乐或是只要求能够听到乐曲的旋律，AV功放是比较容易满足的，但如果对音乐欣赏有较高的要求，一般的AV功放就难于满足了。

Hi-Fi欣赏的功放可以分作晶体管功放和电子管功放两大类，以前还有用集成电路或是模块电路的Hi-Fi功放，但是现在已经不多见了。晶体管功放和电子管功放并不存在着优劣的差异，只不过应用的器件不同（一是晶体管，另一是电子管），其物理基理与电路特点也不相同。电子管的电流是电子在真空中受电场力的吸引，运动形成的。而晶体管的电流是半导体元素的外层电子在电场力的作用下转移位置形成的。这种物理基理的不同，造成在实际应用中电路特点也不同。相对来说，电子管功放的工作电压较高，但工作电流比较小，而晶体管功放的工作电压较低，工作电流比较大。电子管功放与晶体管功放的音色确是有一定的差异，两者对瞬态信号的响应也不相同。这种不同都又分别适应了不同类别的音乐和不同的音乐欣赏者，所以目前的Hi-Fi功放中形成了晶体管功放和电子管功放并存的情况。不过，若是就品牌、型号、数量而言，晶体管功放所占的份额仍是绝对大于电子管功放。

晶体管功放输出级晶体管的工作状态，可以分为甲类功放与乙类功放。所谓甲类，是指使输出级晶体管在正弦交流信号的正负半周时均工作在线性区，而乙类则是仅使输出级的晶体管在正弦交流信号的正半周（或是负半周）工作在线性区。由于输出级晶体管的工作状态不同，输出级的电源利用效率（即输出功放与耗电功率之比）也不同。在实用的输出电路中，乙类的效率要比甲类的效率高2-3倍。比如马兰士PM80晶体管功放，在确定的供电电源条件下，工作在乙类时输出功率有100W，而在甲类时只有20W。甲类功放不存在交越失真，而且不论实际输出功率大小，输出级晶体的内阻均为恒定。而乙类功放总会有一定的交越失真（尽管这种失真可能极小），另外在大输出时输出级晶体管的内阻较小，但在小输出时输出级晶体管的内阻却比较大。这些不同，造成听感上也有不同，甲类功放的声音相对乙类功放而言比较柔和，另外对音箱的低频控制力也比乙类功放强，尤其是在小音量时低音的质感要好一些。甲类功放的这些特点，使得甲类功放在实际应用中不需要很大的输出功率余量，一台20-30W的甲类功放已经能够把大多数的音箱推动得很不错了。

前面提到了甲类功放的电源效率低，这一原因造成甲类功放工作时要散发大量的热量。为了使晶体管的工作温度不超过一定限度，需要较大体积和面积的散热器，这使得甲类功放的体积、重量都比较大。比如KRELL的KSD-50S甲类功放，输出为50W+50W，重量却有近30Kg，马兰士PM-80在工作状态下输出为20W+20W，重量也有13Kg。

常见的功放都是把放大小信号的前置放大器（前级）与功率放大器（后级）做在一个机壳中，这种功放常被称为“合并功放”。合并功放使用方便，又有比较好的性价比。但这种合并功放有一些固有的缺点，其中最不好克服的就是前级与后级之间的相互干扰问题了。为了解决这一问题，便把前级与后级分别做在两个机壳中，这样就有了纯后级功放。大多的纯后级功放都是双声道的结构形式，但这种结构形式使得两个声道相互干扰，问题又不太好解决，为了解决两个声道相互间的干扰便又出现了把两个声道分开的单声道纯后级功放。

把功率放大器分割开来，最主要的目的是要提高功放的素质，而不是追求这种形式。如果仅仅在形式上实现了相互分开，尽管可以解决相互干扰问题，但其他参数并未明显改善，那么这种分开对功放提高整体素质来说还是有限的。对于大多数的纯后级功放和单声道功放来说，都需要配接一台前级，因为纯后级功放与单声道功放是为了提高功放素质出现的，所以对前级的素质要求也应与其相适应。

功率放大器有晶体管与电子管之分，前级同样也有晶体管和电子管之分。对于音响爱好者与音乐爱好者而言，在选用前级与后级上有多种的组合形式，而不同的组合形式又有不同的音效特点，这使得用户又多了一些选配组合，与纯后级功放配接的前级对整个音响系统的优劣影响比较大。首先它必须具有一定的素质，否则纯后级或是单声道的优点便发挥不出来，甚至有可能把一台劣质前级的“毛病”突现出来，使整体音效反而更差了。其次，不同的前级后级配合其音色特点不同，使用者可以根据个人的偏爱选择不同的组合配接形式，比如，很多音响与音乐爱好者就喜欢用“胆前、石后”（即电子管前级，晶体管后级）的组合方式，觉得这样组合既发挥了晶体管后级功率输出大，瞬态响应好的特点，又领略了电子管前级音色甜美、醇厚的“韵味”。不过这种搭配也并不是“金科玉律”，因为具体的前级与后级都有各自的特点，而对音色的偏爱又因人而异，使用者可以依据具体的情况找出自己所喜爱的组合方式。

Hi-Fi功放应有的输出功率受很多因素影响。首先这一输出功率与所配接的音箱关系较大，其次还与功放的自身素质有关，最后与所使用的环境空间体积、吸音物体有关。

音箱有一项参数叫做灵敏度，它的单位是dB/m・W，所代表的意义是当音箱得到1W的电功率时距离音箱1m处产生的声压（dB）。某款音箱的灵敏度是90dB，在1m处得到90dB的声压需有1W的功率来推动；要得到100dB的声压，则需要10W的功率。但如果音箱的灵敏度是80dB（如ATC的SCM-10）,它要想达到100dB的声压,就需要100W的功率放大器来推动了。现实生活中,大多数音箱的灵敏度约为85-90dB，对这些音箱来说，10-30W的不失真功率就能够提供足够的声压了。

功放自身的素质，与功放应有的输出功率关系较大。功放的参数中有一项称为阻尼系数，这是表示对音箱控制能力的一项参数，但这一参数有一个适度范围，而且又和具体的音箱有直接关系。一般，如果一台功放的素质很好，在30W输出时仍能保持其性能参数在一定的水准。那么就没有必要去要求功放有更大的功率输出。可是如果功放的素质不很理想，当输出功率增加时会引起其性能参数的劣化，那么就应当使功放的输出功率有一定的余量，以保证在实用的输出功率下仍有一定的良好参数。通常情况下，当功放为甲类输出或是电子管功放，则不需要有过多的输出功率余量，20-30W的输出功率已经够用了。但如果是乙类功放或是素质较差的功放，这时应使功放的输出功率有较大的余量。另外，如果配接的音箱是大型倒相式，也应使功放有较大的输出功率余量。在从功放自身的素质考虑功放应有的输出功率时，将功率余量选得大些确实能改善功放与音箱的适配情况。

但这里还是要明确一下，选择输出功率较大的功放主要的意义，不是因为我们需要那样大的声压，而是要改善功放对音箱的适配状态。如果一台输出功率适度的功放已经能够把音箱控制得得心应手，那么就没有必要对这台功放提出更高的输出功率要求。

使用环境，也就是房间的空间体积与功放应输出的功率也有一定的关系，以上所谈及的输出功率大小，是以房间的空间体积40平方米以下而言，如果房间的空间体积较大，那么功放的输出功率则应加大一些。

吸音物体是指建筑物墙面装饰材料、墙面形状体、人数以及空气中的干湿度都会对音媒产生影响，这就是人们通常说的“声音吸收”。

电子管功放输出级的特点。电子管功放的功率输出级有三种电路类型，第一类是有输出变压器的推挽输出电路。这类输出电路类型在电子管功放中占了绝大多数。在推挽电路中的输出变压器中直流成分很少，二次谐波失真也很小，这类电路的输出功率可以做得比较大，所以适用范围也比较大。一般说对胆机音色有兴趣的音响爱好者来说，这类输出级的胆机很合适。不过这类功放的输出变压器的设计与工艺至关重要，如果输出变压器的设计与工艺上有不足之处，往往这类功放的频率响应、瞬态响应就不太理想。另外由于输出变压器的制约，所以配接音箱的适应范围较小。

第二类功率输出级的电路类型是单端甲类电路。这类电路也有变压器，但这类电路的输出变压器中有很大的直流成分，对输出变压器的要求比推挽输出电路中输出变压的要求要高。另外对供电电源的要求也比较高。这类输出电路的特点是二次谐波成分比较多，尽管这是一种谐波失真，但对音乐信号来说二次谐波是高度的谐合音，所以听起来很入耳。这一特点使得这种输出电路的功放在声音的音色上很有特点，尤其是当功放级采用三极管时人声听起来很甜美，室内乐中的弦乐听起来也很细腻，或者说这类功放的声音很有味道。但是这类功放的输出功率不容易做得大，所以如果配用的音箱灵敏度较低，在放送大型管弦乐曲时就比较勉强了。这类电子管功放都很受一些音响玩家的欢迎，往往在备有一台大功率晶体管功放之外，又备有一台此类功放，想来是在音色上互有所补，不过这也说明此类功放的音色特点确有动人之处。第三类电子管功放的输出级电路是OTL电路。所谓OTL电路就是无输出变压器电路。现代的晶体管功放输出级几乎全是OTL电路或是OTL电路的改进型。电子管和晶体管的特性参数与工作状态不同，晶体管功放很容易适合配阻抗为4-8欧姆的音箱，而电子管功放要想不需要输出变压器去适配4-8欧姆的音箱就要费些周折了。电子管OTL功放由于去掉了输出变压器，所以在技术参数上比前面提到的那两类电路有很大的提高，这类输出电路的功放声音极有特色，和前面两类输出电路相比，它有宏伟的气势和宽阔的声场，和晶体管功放相比它的音色又温暖、细腻。这类功放由于没有输出变压器，所以能够适应较宽范围的音箱阻抗。但是这类输出级的功放电源效率低，设计、工艺、调试都比较复杂，目前这类输出电路的功放仅见于一些高档机种，很难见到低价位的普及型机种。

参考文献：

1、王以真.实用扩声技术[M].国防工业出版社,2004.

2、黄继昌.无线电爱好者实用资料图表集[M].人民邮电出版社,1990.

功率放大器篇8

    随着3G(第三代通信系统)时代的到来,在无线接入层,对信号质量的要求越来越高。传统的用在GSM通信网络中的射频直放站已经不能用在WCDMA制式的通信系统中。针对更高的射频频率,更宽的带宽,本文提出了采用数字信号处理方法的来设计直放站,在基带对信号进行放大,并且有效抑制临信道功率泄漏。 首先对直放站的原理进行了分析,在传统的GSM直放站的基础上提出了适用于WCDMA制式的直放站的构造及原理。借鉴了传统直放站的原理,采用基带处理的手段,将信号下变频到基带,再对信号进行预失真及放大等处理。接下来对系统中的关键模块——预失真放大器模块进行了研究设计。这也是本文的重点和创新点。本文首次提出了采用LMS算法,对输入信号和反馈信号的值进行运算,从而得到对信号进行预失真处理的值。同时该系统也是一个闭环系统,实现了自适应的功能。在设计过程中,改进了LMS算法,使设计效果更为明显,并不断的用计算机仿真的手段进行对理论设计进行验证。信号处理部分采用了预失真芯片ISL5239和DSP芯片TMS320C3X配合来实现LMS算法和对信号的预失真处理。在搭建整个系统前,分别对各个模块的指标进行了测量,并且用计算机模拟了系统的模型,对系统的性能进行了仿真之后,又进行了实验室的调测。相比传统的功率放大器,工作效率提高了14%,降低临信道功率抑制13dB,三阶互调减小9dB,各个指标都能满足3GPP对的要求。 总之,本文将基带数字信号处理的方法引入到射频信号处理中,结合了LMS算法,运用自适应预失真的原理,对传统功率放大器进行了改进。对于国内研究功率放大器的线性度问题有着深远的意义。