功率放大电路范文

功率放大电路范文第1篇

摘要:本文总结了电子设计实验中常用的几种功率放大电路的设计方案,针对不同的设计要求和设计条件从电路搭建、注意事项及测试结果进行了说明,能满足大多数实验电路设计的需要。

关键词:功率放大;推挽输出;丙类功放

一.前言

在电子电路设计中,很多系统需要对输出信号进行放大,以提高其带负载能力,驱动后级电路,因此就要对信号进行功率放大。功率放大器的主要性能指标有输出功率及效率,其按照电流导通角的不同,可分为甲、乙、丙三类工作状态。甲类放大器电流的通角为180度,适用于小信号低频放大,效率最低;乙类放大器的通角约为90度,适于宽带大功率工作,大多数集成运放的末级输出都采用乙类推挽形式;丙类放大器的电流的通角则小于90度,电流波形失真太大,只适于以调谐回路为负载的窄带放大,但效率较甲、乙类高。【1】

二.电路设计

(一)大电流高摆幅运放

若不考虑成本限制,可直接采用大输出电流、高摆幅运算放大器作为输出级。设计重点在于运放的选择及电路连接。市面上有各种性能的buffer以及可用以驱动的运放,它们能满足大多数设计的要求。专门的驱动芯片如buf634,其输出电流达250ma,摆率为2000v/us。美国德州仪器公司也有许多相关产品,如ths3121,输出电流可达450ma,摆率达1500v/us。设计的关键在于芯片的正确使用,由于大多数为电流型运放,故反馈电阻的选取很重要,另外由于处理的是高频信号,所以电源去耦,电路布线方面也须十分注意。经实验测试,ths3121在反馈电阻取470ω、增益为2时在50ω负载时小信号-3db带宽达100mhz,-0.1db带宽达30mhz,并且在电压峰-峰值为10v的输出状态下,频率大于10mhz时仍无失真现象。

(二)互补对管推挽输出

若对功率放大要求不高,可采用分立元件搭建,以互补对管推挽电路作为输出级。设计的关键在于根据系统要求选择合适的互补对管。互补对管采用2sd667和2sb647,其特征频率为140mhz,集电极功率耗散为0.9w,适合低频功率放大。前级放大负反馈由输出引入,使得通频带更加平坦。

(三)直接功率合成

在手头没有合适的驱动芯片时,可以采用三极管直接搭建,虽在实际应用中较少,但在实验室条件下仍是不错的选择。直接功率合成的先决条件是各路参数要对称。要求vt1和vt2、vt3和vt4参数对称,r2=r3,r4=r5,r11=r12等。输入功率在a点一分为二,分两路分别进行放大,在c点合二为一。

(四)单管丙类功率放大

以上三种都是宽频带非谐振功率放大,效率较低,而在无线通信设计中,效率是发射机的主要性指标之一,丙类谐振功率放大较甲类、乙类相比具有更高的效率。三极管基极采用自给偏压电路,集电极采用rlc并联谐振回路,滤除谐波分量,采用π网络作为输出滤波匹配网络,实际参数值可根据所要求的谐振频率具体设计,在此不赘述。

结语

本文通过对不同条件下功率输出级设计提出相应的方案,并经过实际实验测试,效果良好。但在电子设计实验中,较少涉及电力系统,对信号的功率放大要求不是很高,本文仅对系统中常用的简单功率放大进行总结与实验验证,而实际应用中的功率放大电路远不止如此简单。

参考文献:

【1】董尚斌,等。电子线路(1)。北京:清华大学出版社,2006.

【2】黄根春,等。电子设计教程。北京:电子工业出版社,2007.8.

功率放大电路范文第2篇

【关键词】功率放大器；偏置电路；静态电流；温度补偿

随着我国对北斗卫星通信产业的进一步投入和推广，北斗用户机作为北斗导航系统的重要组成部分引起了广泛关注[1]。功率放大器是北斗用户机中必不可少的一部分，其性能的好坏直接影响到北斗用户机的性能，因此其电路结构和芯片的选型非常重要。LDMOS功放管具有增益大、输出功率高、线性度良好、低成本、高可靠性等优点[2]，因此成为功率放大器设计的首选器件。然而LDMOS的静态电流会随着温度变化而变化，这对功率放大器的增益、饱和输出功率等参数都有很大影响，在高温环境下，这些参数的变化甚至会导致功率放大芯片损坏，因此设计一种针对LDMOS的温度补偿电路对功率放大器的性能至关重要。

1功率放大器设计

在北斗用户机的功率放大器的应用中，功率放大芯片的选取非常重要，除了要求功放芯片在北斗频率上能够达到要求的功率外，还有考虑最大容许工作电流、最大耗散功率、芯片的结温度等因素[3]，并且要留有足够的余量。本设计在北斗频率上要求最大输出功率在10W以上，工作温度大于75℃，经过比较，最终选取HMC308和HMC454为驱动芯片，以英飞凌公司的LDMOSFETPTFA220121M作为功率放大芯片设计一款北斗用户机功率放大器。合适的静态工作点不仅能保证芯片的正常工作，还会影响功率放大器的最佳匹配负载、效率等参数[3]，因此选择正确的静态工作点是设计电路的第一步。由datasheet可知，PTFA220121M的偏置电路中栅极电压为2.5V左右，漏极经过一个四分之一波长线接+28V，常温下功率放大器工作的静态电流为150mA。为了向负载传输最大功率，需要在电路中加入匹配网络，使得负载阻抗等于信号源阻抗的共轭，此外，匹配网络还决定着放大器的驻波比、功率增益、1dB压缩点等指标是否满足设计要求。在PTFA220121Mdatasheet中读取出在1616MHz处的输入输出阻抗，利用ADS软件对芯片做输入输出匹配电路，使得功率放大器的功放管工作在趋近饱和区[4]。由于在北斗频点上采用微带线做匹配电路，电路的面积会非常大，所以电路的匹配采用集总器件做匹配电路.对电路PCB进行加工并测试得到其小信号增益为42dB左右，饱和输出功率在10W以上。在高低温箱内放置两个功率放大器，以20℃为步进，测试每个功率放大器在-45℃～75℃时的特性，使功率放大器在每个温度下保持30分钟后，测得两个功率放大器PTFA220121M的静态电流分别为I1、I2，饱和输出功率分别为P1、P2，画出四个参数随温度变化的曲线，如图1所示。分析数据可知，随着温度的升高，功率放大器的静态电流增加了50mA，即功率放大器在-40℃～75℃内的工作点具有正温度系数，得出温度对功率放大器的饱和输出功率一致性有很大影响。在测试过程中，在没有加激励的情况下，当温度升高到75℃时，功率放大器加电瞬间芯片损坏。功放芯片的结温度和工作环境温度及芯片本身的功耗有关，当温度升高时，芯片的静态电流增加，使得芯片的功耗增加，这两个因素同时增大使得芯片的结温度超过其能承受的最大温度，故而损坏，而北斗用户机实际的工作温度要求能承受75℃，所以要降低芯片在高温下的静态电流来保护芯片。为了保证功率放大器各性能的稳定，在功放芯片的偏置电路中加上温度补偿电路，使栅极电压随温度的升高而降低[5]，保证芯片的静态电流在各个温度下的恒定，从而提高功率放大器性能的一致性。

2温度补偿电路设计

功率放大芯片在工作点附近通常具有正的温度特性，即在一定的栅压下，当工作温度升高时其静态电流升高，当工作温度降低时静态电流降低[6]。由图1的实验结果可知，工作温度的升高使得最大输出功率的波动很大，本设计通过在偏置电路加一个电压补偿网络实现温度的补偿[7]。温度补偿电路采用了温度传感器LMT84，封装大小为2.4mm*2.2mm，其输出电压随着温度的升高而降低。将LMT84的输出端与PTFA220121M的栅极经过电阻相连，通过分析实验数据来分配电阻值，使得温度升高时栅极电压下降，计算得到静态电流下降的幅度正好抵消静态电流增加的幅度，从而保证芯片的静态电流不随温度变化。对两个功率放大器做如下处理：在PTFA220121M栅极和地之间接上屏蔽电缆，在非接地电缆的另一端接电位器。将它们放入高低温箱内，温度设定为-45℃～75℃，每20℃一个步进，功率放大器在每个温度下存储30分钟，测试各个温度下PTFA220121M的静态电流。通过调节电位器的阻值使得PTFA220121M的静态电流在各个温度下保持在150mA，用万用表测试出对应温度下栅极的电压，温度补偿电路如图3所示，PTFA220121M栅极电流为1uA，为了使芯片栅极电压的波动对A点电压影响足够小，选取电阻时保证流过R1的电流I1为50uA左右。LMT84的最大输出电流为50uA，I2取值为40uA。根据叠加定理，电路中各器件之间的关系满足等式(1)、(2)、(3)、(4)，其中UA1、UA2为图2直线中0℃和20℃对应的电压值，UB1、UB2为LMT84工作曲线中的0℃和20℃对应的电压值，计算出各个电阻值，取标称值为：R1=30kΩ，R2=18kΩ，R3=13kΩ，R4=20kΩ。电路设计时要求温度不变时UA1的变化范围为ΔV=±10mV，供电电压为U，为了求出补偿电路中所选电阻和电源芯片输出电压的精度，对等式（2）中UA1在R1=30kΩ、R2=18kΩ、R3=13kΩ、R4=20kΩ、U=5V处对R1、R2、R3、R4、U求偏导数，计算得出ΔR1=±0.8%R1，R2=±1%R2，R3=±3%R3，R4=±60%R4，ΔU=±9%U。由计算结果可知，R1的变化对UA1的影响最大，所以要求其精度最高，由于市面上常用的贴片电阻最高精度是±1%，所以取R1=(30±1%)kΩ。R4的变化对UA1的影响很小，对其精度几乎没有什么要求。电路中供电芯片选用的是LDO，其输出电压精度在±1%，满足设计要求。最后确定电阻值为：R1=(30±1%)kΩ，R2=(18±1%)kΩ，R1=(13±1%)kΩ，R4=(20±10%)kΩ。

3实验结果和数据分析

加入温度补偿电路的功率放大器实物如图4所示，其中每个芯片和改进前功率放大器用的芯片都属于同一批次，常温下对功率放大器进行测试，输入1616MHz信号，功率大约为0dBm，测试得静态电流为150mA，加电200ms测试出功率放大器的最大电流为650mA左右，最大输出功率10W以上。将两个功率放大器放在高低温箱内，按照以20℃为步进、每个温度下存储30分钟的方法测试-40℃～75℃下的静态电流，得出静态电流I11、I22和饱和输出功率P11、P22随温度变化曲线如图5所示，可以看出同一个功率放大器在不同温度下的静态电流变化很小，饱和输出功率的一致性也有明显改善，并且功放芯片没有损坏现象4小结本温度补偿电路设计简单，易于实现。将改进后的功率放大器用在北斗用户机中，经大量测试显示，加入温度补偿电路后，温度在-40℃～75℃时，功率放大芯片的静态电流基本一致，增益均在40dB以上，饱和输出功率均大于10W。这说明，该温度补偿电路对功率放大器在不同温度下的静态电流有很好的补偿作用，从而成功避免了因温度变化而导致芯片损坏情况的发生。

参考文献

[1]陈淡,郑应航.基于蓝牙技术的北斗终端通信模块的设计[J].现代电子技术,2013(23):16-18.

[2]崔庆虎,刘平.基站功率放大器的设计与仿真[J].电视技术,2012(17):82-85

[3]杨树坤,李俊,唐剑平等.LDMOS微波功放器设计[J].电子与封装,2014(4):18-21.

[4]韩红波,郝跃,冯辉等.LDMOS线性微波功率放大器设计[J].电子器件,2007(2):444-449.

[5]BELLANTONIJohn.BiastechniquesforGaNandpHEMTdepletionmodedevices[EB/OL].[2014-06-17]./appliations/defense/gan-products.

[6]耿志卿,曹盼,陈湘国等.一种应用于功率放大器的高精度温度补偿电路设计[J].现代电子技术,2015(3):137-140.

[7]黄亮,章国豪,张志浩等.一种带有温度补偿电路的射频功率放大器[J].电子科技大学学报,2015(6):814-817.

功率放大电路范文第3篇

关键词:音频功放; 放大器; 模拟CMOS; 电路仿真

中图分类号:TN43文献标识码:A

文章编号:1004-373X(2010)08-0016-03

CMOS Circuit Design of Audio Power Amplifier

WAN Wei

(Wuhan University of Science and Technology, Wuhan 430081, China)

Abstract: The simulation and design of a bridge connecting audio power amplifier is completed. The main sections of audio power amplifier are two audio op-amps connected with a bridge. Least possible external components are used to provide high-quality output power without any output coupling capacitance, bootstrap capacitance and buffer network. The Cadence Spectre simulation tools are applied for circuit simulation,the circuit indexes such as power supply to voltage rejection ratio, frequency response characteristics and total harmonic distortion are up to the requirement. The audio power amplifier has a good application prospect in the market.

Key words:audio power amplifier; amplifier; analog CMOS; circuit simulation

0 引 言

随着集成技术的迅猛发展,体积小巧的便携通信设备有了更加广阔的市场前景。但是对于应用于这些便携式设备中的音频功率放大器芯片则有更加严格的要求。便携式设备体积小,由电池供电,所以要求音频功率放大器芯片有尽可能少的设备,尽量低的功耗。此外,对于通信设备而言,在频率217 Hz时会产生CDMA噪声,所以音频功率放大器必须也有较强的电源抑制比(PSRR)。本文中的音频功率放大器就是为了使用尽可能少的外部组件提供高质量的输出功率而专门设计的,它不需要外接自举电容和耦合电容,所以非常适合于移动电话或其他低压设备。

1 电路结构设计

众所周知,AB类功放有比A类功放更高的效率,比B类放大器更低的交越失真。是现在音频功率放大器市场上的主力军。输出运放是整个电路的核心,它的性能直接影响着整个芯片的各性能参数。

1.1 运放结构的选择[1]

本文中运用两个AB类输出的运放组成桥式结构,如图1所示。第一个放大器的增益可由外部设置,而第二个放大器的增益是内部固定的单位增益。第一个放大器的闭环增益由Rf和RI的比值来确定,第二个放大器的增益由内部两个20 kΩ的电阻固定。图1中可以看出,第一个放大器的输出作为第二个放大器的输入,这样使得两个放大器的输出在幅值上是相等的,而相位上相差180°。因此,整个电路的差分增益为:

И

AVD=2(Rf/RI)

И

图1 桥式连接的功放结构

桥式结构的工作不同于经典的单端输出而负载另一端接地的放大器结构。和单端结构的放大器相比,桥式结构的设计有其独特的优点。它可以差动驱动负载,因此在工作电压一定的情况下输出电压的摆幅可以加倍。在相同条件下,输出功率是单端结构的4倍。桥式结构和单端结构相比还有另外一个优点[2]。由于是差分输出,VO1和VO2偏置在1/2VDD,因此在负载上没有直流电压。这样就不需要输出耦合电容,而在单电源供电单端输出的放大器中这个电容是必须的,没有输出耦合电容,负载上1/2VDD的偏置可以导致集成电路内部的功耗和可能的响度损失[3]。鉴于以上的种种优点,这里选择的电路结构为,由两个AB类输出运放组成的桥式连接放大器结构。

1.2 放大器电路结构

放大器电路图如图2所示。放大器第一级为折叠共源共栅结构,这种结构改善了两级运算放大器的共模输入范围以及电源噪声抑制特性[4]。它可以看做是一个差分跨导级与电流级级联再紧跟一个Cascode电流镜负载的结构。第二级为AB类推挽式输出,这种输出可以高效地利用电源电压和电源电流。和一般共源共栅放大器所不同的是,在输出端加入了M11,M12,M13,M14四个管子,使单端输出变成了双端输出。这四个管子与偏置电路、第二级的推挽式输出电路共同组成了两个跨导线性环[5]。

跨导线性环是一个通过非线性电路提供线性关系的电路。图2中M21,M13,M23,M24和M22,M12,M25,M26各组成了一个跨导线性环,容易得出:

И

VGS21+VGS13=VGS23+VGS24

又由于:

И

VGS21-VT=IDS21KW/L

于是有:

И

IDS21(W/L)21+IDS13(W/L)13=IDS23(W/L)23+IDS24(W/L)24

И

图2 放大器内部结构图

结果得到了一个与晶体管尺寸有关的电流表达式,由式中可以看出,输出功率管M21的静态电流由M13,M21,M23,M24的宽长比与电流决定,与输入信号无关[6]。因此,预先设定好四个管子的宽长比,给M13,M23,M24以固定的电流,输出功率管的静态电流就被确定下来了。但是运放中加入四个MOS管是否不会影响运放的其他性能。从信号通路的角度看,晶体管M11,M12,M13,M14中只流过直流电流,没有交流电流从中通过,它们屏蔽了交流行为,对来自第一级的电流表现为一个无穷大的交流阻抗[7]。这四个MOS管设置了输出功率管的静态电流,但是对于第一级的增益、带宽均不起作用。所以放大器的增益仍然为:

AV1=gM1{[(gM9+gMB9)rO9rO7(rO1||rO5)]∥

[(gM15+gMB15)rO15rO17rO19]}

AV2=(gM21+gM22)rO21rO22

使用跨导线性环的目的是当一个输出晶体管流过大电流时,防止另一个输出晶体管关断。实际上,当M21流过一个大的输出电流时,M22就有可能被关断。在流过大的输出电流的情况下,至少要保证M22上能流过一个最小的电流,这样就可以减少交越失真并且提高速度[8]。

对于这样的多极点两级运放来说,在输出端电阻和电容串联做米勒补偿[9],以增大相位裕度,提高稳定性。通过频率补偿,两个主极点分别为:

И

p1=-1RA[CA+(1+AV2)C]

p2=-gM/CL

И

式中:RA是从M9漏端到地的总阻抗;CA是M9漏端到地的总寄生电容;CL是输出端的总电容。p1是第一级放大器的输出端产生的极点,米勒补偿后离原点最近,成为主极点;p2是输出端产生的极点,米勒补偿后离原点较远。同时由于电阻和电容形成了通路,产生一个零点:

И

z=1/[C(1/gM-R)]

适当调节R,使z=p2,可使零点与第二主极点相互抵消,增加了系统的稳定性[10]。

2 仿真结果及分析

仿真性能参数如表1所示。用Cadence Spectre进行仿真,使用了华润尚华0.5 μm的N阱CMOS工艺模型,模拟环境是VDD=5 V,T=27 ℃典型条件。

表1 仿真性能参数

GainPhasePSRR(217 Hz)THDPO

62 dB0.1%1 W

在5 V单电源下驱动8 Ω负载,对于1 kHz,4 V峰-峰值的正弦波激励,仿真得到负载上的电压基波幅度为3.91 V。此时电源消耗的平均功率为3.15 W,功率放大器的效率为60.7%。总谐波失真为0.098%。总体上THD和效率随输入电压变大而增加。放大器频域响应如图3所示。

图3 频域响应仿真图

3 结 语

该设计的AB类输出功率放大器电路,采用折叠式共源共栅结构,功率管推挽式输出, 同时利用外部电流源供电,采用低压共源共栅电流镜结构的偏置电路。仿真结构表明该运放具有高增益,低输入失调电压,低THD等特点,同时具有良好的频率特性,较低的静态功耗, 满足一块高性能的AB类音频功放芯片的要求。

参考文献

[1]\毕查德•拉扎维. Design of analog CMOS integrated circuit[M]. 西安: 西安交通大学出版社, 2003.

[2]\ Willy Sansen M C. 模拟集成电路设计精粹[M]. 北京: 清华大学出版社, 2008.

[3]曹政新, 熊绍珍. 一种新的超低THD低功耗CMOS音频功率放大器[J]. 半导体学报, 2006, 27(9): 1552-1556.

[4]李鸿基, 龚敏. 音频功放芯片中AB类输出运放的设计[J]. 现代电子技术, 2007,30(20): 192-194.

[5]何卫东, 蒋亚东. 新型桥式连接音频功率放大器设计[J]. 传感技术学报, 2006, 19(5): 1585-1587.

[6]汪少康, 吴金. 一种BTL低静态功耗CMOS音频功率放大器的设计[J]. 电子器件, 2008, 31(2): 472-475.

[7]张金柱. 功率放大器的输出级电路设计与应用[J]. 山西电子技术, 2008(3): 30-31,68.

[8]HUIJSING J H. 运算放大器理论与设计\. 北京: 清华大学出版社, 2006.

[9]\ALLEN P E, HOLBERG D R. CMOS模拟集成电路设计\. 2版. 北京: 电子工业出版社, 2005.

功率放大电路范文第4篇

关键词:GaAs HBT;功率放大器;温度补偿电路;在片

Abstract:A new on-chip temperature compensation circuit for GaAs-based HBT RF amplifier applied to wireless communication was presented. The simple compensation circuit is composed of one GaAs HBT and five resistors with various values, which allows the power amplifier to achieve better thermal characteristics with a little degradation in performance. It effectively compensates for the temperature variation of the gain and the output power of the power amplifier by regulating the base quiescent bias current. The temperature compensation circuit is applied to a 3-stage integrate power amplifier for wireless communication application, which results the gain variation improved from 4.3dB to 1.1dB in the temperature range between -20℃ and +80℃.

Key word: GaAs HBT; power amplifier; temperature compensation; on chip;

1引言

随着信息技术的发展,对功率放大器的需求量日益增大[1,2],并且对功率放大器提出越来越高的要求[3]。众所周知, InGaP/GaAs HBT射频功率放大器的功率增益和输出功率都严重地受到外界环境温度的影响[4]。因此,提高功率放大器的热稳定性显得尤为重要。目前提高射频功率放大器温度补偿的方法,一般采用片外元件控制功率放大器的偏置电流或者输入信号的方式调节功率增益和输出功率,实现温度补偿作用。这种片外调节的方式将使功率放大器模块体积更加臃肿。为了提高集成度,实现功率模块的小型化,将温度补偿电路于功率放大器在同一单片内实现已经成为一种趋势[4 - 6]。

本文基于无线通信系统的应用,提出一种应用于InGaP/GaAs HBT射频功率放大器的在片温度补偿电路结构。这种温度补偿电路由一个GaAs HBT和五个阻值大小不同的TaN薄膜电阻组成,通过实现调节基极静态偏置电流的方式实现对功率放大器的温度补偿。通过这种在片的方式实现温度补偿,大大提高了功率放大器的集成度,既有利于提高电路性能,更有利于节省成本。

2GaAs HBT VBIC 大信号模型

实验采用由稳懋半导体提供的商用化的GaAs HBT VBIC大信号模型进行模拟仿真,该模型包括基于G-P模型的HBT本征晶体管和衬底寄生晶体管两部分。图1示出GaAs HBT VBIC大信号模型的等效电路图。等效电路除了晶体管本征部分和衬底寄生晶体管之外,还包括热效应等效网络和剩余相位网络。本实验中采用VBIC大信号模型具有如下特点:精确模拟基区宽度调制效应;准确表征寄生衬底晶体管;提高Kirk效应的HBT准饱和特性;增强电子渡越时间模型;近似的分布式基极描述;弱化雪崩电流效应;小信号相位漂移以及瞬态分析相位漂移的一致性处理;改进的空间电荷电容模型;准确模拟自热效应;改善的温度模型。

为了准确地描述外部环境温度变化引起的热效应以及自热效应,GaAs HBT VBIC模型专门针对这种现象建立了与外部环境温度相关和异质结结温相关的热等效网络,如图1所示。

3温度补偿电路

由于InGaP/GaAs HBT具有很强的热敏感性,器件性能受外部环境温度以及自热效应的影响很明显,从而导致基于InGaP/GaAs HBT研制的射频功率放大器增益明显的受环境温度影响。图2(a)示出单级功率放大器的小信号增益随环境温度变化的特性曲线,由图可以看出,随着温度的增加增益急速下降。这被认为与HBT器件的跨导变化莫大的关系,因为对于GaAs基HBT器件而言,静态偏置电流会随温度的增加而减小,从而导致器件跨导随之减小。众所周知,功率放大器的增益与器件的跨导呈之比。因此调节HBT器件的跨导是改善放大器功率增益随温度变化的有效手段。图2(b)示出AB类工作的功率放大器小信号增益与基极静态偏置电流的关系曲线。由图可以看出基极静态偏置电流的微量增加,会导致功率放大器增益的显著提升。这同样是因为HBT器件跨导的变化引起的,因为对于工作在AB类的功率放大器而言,HBT器件的跨导随着静态配置电流的增加而显著增加。由此可见,可以通过调节功率放大器的基极静态偏置电流的方法,提高HBT器件跨导,从而有效地改进放大器功率增益的温度特性,因此,在功率放大器HBT器件的基极偏置端添加一个温度补偿电路调节基极静态偏置电流显得非常必要。

图3示出InGaP/GaAs HBT射频功率放大器带温度补偿结构的射极跟随器型偏置电路原理图,其中黑色虚线框内为温度补偿结构。该偏置电路由一个InGaP/GaAs HBT和五个阻值大小各不相同的TaN薄膜电阻组成。由晶体管HBT Q2的基极电压Vs决定Q2的发射极电流,由发射极电流和发射极电阻共同决定偏置电路的辅助电压Vaux,通过辅助电压Vaux和辅助电阻Raux调节射极跟随器型偏置电路中二极管结构连接的晶体管D2的集电极电压V1。

对于射极跟随器型偏置电路,功率放大器的基极静态电流主要由发射极跟随器晶体管Q1的输入电阻和基极电压V2决定。随着外部环境温度的改变,温度补偿电路通过调节电压V1的方法,进而调节晶体管Q1的基极电压V2和功率放大器晶体管QRF的基极电压Vin,从而调节功率放大器晶体管QRF的基极静态偏置电流,实现增强功率放大器的功率增益随环境温度变化的稳定性的目的。对于温度补偿电路而言,需要对晶体管Q2各端选择合适的电阻值,确保在室温条件下辅助电阻Raux两端电压Vaux等于V1。

当温度升高时,温度补偿电路节点aux的电压Vaux减小速度低于V1的减小速度,致使Vaux大于V1,因此有附加电流从节点aux流向节点1,从而提高节点1的电压V1,进一步提高电压V2和功率放大器晶体管QRF基极电压Vin。一方面,提高电压V2会使得参考电阻Rref两端电压降低,减小参考电流Iref;另一方面,提高Q1的基极电压V2和QRF的基极电压Vin,使得晶体管Q1的基极和发射极两端电压增加,降低晶体管Q1的基极电阻,从而提高晶体管Q1的基极电流,进而提高功率放大器晶体管QRF的基极静态偏置电流。反之,当温度降低时,电压Vaux低于V1,因此有附加电流从节点1流向节点aux,从而使得电压V1、V2和Vin都将降低,导致晶体管Q1的基极电流减小,进而降低功率放大器晶体管QRF的基极静态偏置电流。

特别需要提及的是,对于调节高温和低温条件下的的功率增益大小,辅助电阻Raux阻值的选取非常重要,合适的阻值能将电阻Raux两端的电压差调节到需要的值,达到高温和低温时的功率增益没有明显差异。

4结果与讨论

为了验证上述提出的温度补偿电路的可行性,将温度补偿电路应用到实际功率放大器电路中。图4示出应用于无线通信系统的单片集成射频功率放大器的原理图。对于射频功率放大器而言,需要尽可能的得最高的效率和最高增益。为了实现这个目标,功率放大器的晶体管选择合适的发射极面积,并设法使功率放大器工作在AB类。实现将温度补偿电路与射频功率放大器集成在单颗GaAs基片上。

基于稳懋半导体公司提供的商用InGaP/GaAs HBT VBIC大信号模型,分别对有无温度补偿结构的射频功率放大器进行仿真。图5示出有无温度补偿结构的射频功率放大器在环境温度为-20℃, 25℃ 和+85℃条件下的小信号S21参数,其中图5(a)为没有温度补偿结构的S21参数,图5(b)为有温度补偿结构的S21参数。由图可以看出温度补偿结构能有效地减小小信号S21参数随温度变化的变化量。图6示出有无温度补偿结构的射频功率放大器功率增益随温度变化的特性,其中实线为没有温度补偿结构,虚线为有温度补偿结构。由图可以看出,当温度从-20℃ 增加到 +85℃时,没有温度补偿结构的功率放大器增益从14.3dB下降到12.8dB,下降量为1.5dB,而有温度补偿结构的功率放大器增益从13.7dB下降到13.4dB,下降量只有0.3dB。由此看出,温度补偿结构使得功率放大器的功率增益随温度的变化的稳定性大大提高。图7(a)(b)分别示出有无温度补偿结构的功率放大器功率特性曲线,其中图7(a)没有温度补偿结构,图7(b)有温度补偿结构。由图可以看出,引入温度补偿结构,使得功率放大器在不同输入信号条件下的的功率增益、输出功率和效率随温度的变化量都大幅度减小。由图可以看出,在-20℃到+85℃的温度范围内变化时,具有温度补偿结构功率放大器的输出功率能稳定在37.7dBm以上,同时功率附加效率PAE在57%以上。从上述系列的结果可以看出,这种结构简单的温度补偿电路非常适合应用于无线通信系统的射频功率放大器。

5结论

本文提出一种应用于InGaP/GaAs HBT射频功率放大器的温度补偿电路,这种温度补偿电路具有结构简单,与功率放大器电路集成在同一个单片芯片的特点。采用该温度补偿电路通过调节功率放大器的基极静态偏置电流的方式补偿放大器功率增益随环境温度的变化,有效地提高功率放大器的热特性。将温度补偿电路应用到实际射频功率放大器中,使得在温度范围-20℃到+85℃内变化时,功率放大器的功率增益随温度的变化量从1.5dB下降到只有0.3dB,功率放大器的输出功率能稳定在37.7dBm以上。本文提出的温度补偿电路是一种非常适合应用于无线通信系统的射频功率放大器的温度补偿结构。

参考文献

[1] F. Ali, A. Gupta, A. Higgins, "Advances in GaAs HBT power amplifiers for cellular phones and military applications," 1996 IEEE MTT-S Microwave Symp. Dig., pp. 61-66, June 1996.

[2] A. Bezooijen, A. V. Bezooijen, D. Prikhodko, et.al, “Biasing circuits for voltage controlled GSM power amplifiers,” in Proc. 11th GAAS Symp., Munich 2003. 6-10 October 2003,

[3] Gary Zhang, Sabah Khesbak, Anil Agarwal,et al. “Evolution of RFIC Handset Pas”, IEEE Microwave Magazine pp.60-69, February 2010.

[4] Kamhisa Yamauchi, Yoshitada Iyama, Mamiko Yamaguchi, et al. “X-band MMIC Power Amplifier with an On-chip Temperature Compensation Circuit”. IEEE Transactions Microwave Theory and Techniques, pp.2501-2506, Dec. 2001

[5] J. Jeon, J. Kim and Y. Kwon, “Temperature compensating bias circuit for GaAs HBT RF power amplifiers with stage bypass architecture” ELECTRONICS LETTERS pp. 1141-1143 September 2008

[6] Wang, N.L.: ‘Temperature compensated current mirror’. US Patent 6 556 082, April 29, 2003

[7] WIN Semiconductors Corp. “HBT3 H02U-41 InGaP/GaAs HBT Model Handbook” Ver.1.0.1 July, 2008

作者简介

功率放大电路范文第5篇

中图分类号:TN710-34文献标识码:A

文章编号:1004-373X(2010)21-0189-05

Stability Design of Linear Power Amplifying Circuit for Capacitive Loads

YAO Peng, LIU Yan, ZHANG Sheng-xiu

(Department of Base, The Second Artillery Engineering College of PLA, Xi’an 710025, China)

Abstract: Proceeding from stability design of a linear power amplifying circuit and taking a piezoelectric actuator as a research object, the appropriate power operational amplifier was selected for capacitive Loads on the basis of analysis of the relevant design specifications. Two methods for phase compensation of noise gain and feedback zero are adopted to improve the stability of the circuit to avoid overshoot and oscillation. The validity and feasibility of the stability design are verified gradually by theoretical calculation, model simulation and physical test.Keywords: capacitive load; piezoelectric actuator; drive power; amplifying circuit; phase compensation; SPICE

0 引 言

线性功率放大电路在压电材料的驱动、光电管、光谱仪、微机电、纳米工程等方面都有着广泛的应用空间,由于该类应用通常为高精度场合,因此,要求放大电路具有良好的稳定性。其中,压电执行器是利用逆压电效应,通过功率放大电路,以驱动容性压电负载,因此,在设计时必须考虑到容性负载的技术特点和压电执行器的应用要求[1-3]。

如表1所示,某压电执行器要求在±200 V的直流电源作用下,在±10 V的输入电压范围内,能够输出360 V的电压峰峰值,其工作频率从直流至10 kHz。容性压电负载可以等效为10.6 nF的电容,电路工作环境为25 ℃,且只采用空气对流冷却。

表1 放大电路的设计指标

参数指标参数指标

电源电压+VS=+200 Vdc-VS=-200 Vdc频率范围直流至10 kHz正弦波

输入电压峰峰值VIN=±10 V压电负载CL=10.6 nF

输出电压峰峰值VOUTP-P=360 V散热方式T=25 ℃空气对流冷却

1 功率放大器的选择

功率放大器的选择步骤:

第一步:利用最高频率和最大电压摆幅,计算大信号响应下的转换速率。为了能够跟踪上给定的频率和输出振幅下的正弦波,所需转换速率S.R:

S.R=2πfVOP×(1×10-6)

=2π×104×180×10-6=11.3 V/μs

第二步:在最高频率下,容性负载会产生最大电流,可以采用两种方法得到输出电流峰值[4]IOP:

方法一:

XC=12πfCL=12π×104×10.6×10-9=1.5 kΩ

IOP=VOPXC=1801.5×103=120 mA

方法二:

IOP=CLdVdt=10.6×10-9×11.310-6=120 mA

第三步:计算最坏情况下的功耗[5]PDOUTMAX:

PDOUTMAX=V2S2ZL4π-cos θ

=4V2S2πXC=4×20022π×1.5×103=17.0 W

上式主要显无功负载,θ>40°

第四步:如表2所示,针对放大器的设计指标,选择适用的功率运算放大器。

表2 放大器的设计指标

指标参数指标参数

电源电压+VS=+200 Vdc-VS=-200 Vdc输出电流峰值IOP =120 mA

转换速率S.R=11.3 V/μs输出电压峰值VOP=180 V

最大输出功耗PDOUT MAX =17 W

如图1所示,由PA85的参数可知,当输出电流为±200 mA时,在最坏情况下的饱和压降为10 V。因此,可以满足输出电流峰值为120 mA时,输出电压峰值为180 V的设计指标[6]。

图1 PA85的参数(部分)

如图2所示,由PA85的功率响应可知,无论补偿电容Cc选择为图中任何三种数值,在10 kHz的频率以下,输出电压都处在360 V的峰峰值范围内,因此,满足设计指标[6]。

图2 PA85的功率响应

如图3所示,由PA85的外部连接和相位补偿可知,当选择补偿电容Cc为10 pF、补偿电阻Rc为330 Ω时,增益则为20,可以满足输入电压峰值为10 V,输出电压峰值为180 V,增益为18的设计指标[6]。

图3 PA85的外部连接和相位补偿

如图4所示,由PA85的转换速率可知,当选择Cc为10 pF时,转换速率S.R最大值为400 V/μs,因此,可以满足转换速率为11.3 V/μs的设计指标[6]。

图4 PA85的转换速率

如图5所示,由PA85的小信号响应可知,当闭环增益为18,相当于25.1 dB时,选择Cc为10 pF,该电路的闭环带宽fcl大约为2 MHz。首次检验表明:PA85不仅能够在大信号域内,跟踪上10 kHz的正弦波信号,而且也有足够大的带宽,以满足在小信号域内,10 kHz下的平坦响应[6]。

图5 PA85的小信号响应

如图6所示,根据功率去额的通常经验:当环境温度为25 ℃时,可以通过散热器利用空气对流冷却,以保持放大器的管壳温度在85 ℃。因此,由PA85的功率降额可知,由于最大输出功耗PDOUTMAX为17 W,几乎与Tc为85 ℃的垂线相交,这就意味着初步满足该电路针对散热方式的设计指标[6-7]。

图6 PA85的功率去额

2 电路的稳定性设计

2.1 容性负载的开环增益

如图7所示,开环增益Aol和小信号交流增益1/β的交汇点为闭合频率fcl,此处的环路增益Aolβ为0 dB。当线性功率放大电路驱动容性压电负载时,放大器的输出阻抗Ro和容性负载CL会在开环增益Aol的高频部分增加一个极点,使其改变为含有容性压电负载CL的开环增益Aol w/CL。通过闭合率稳定性检查发现:在fcl处的闭合率为40 dB/dec,大于20 dB/dec,这意味着在fcl以前存在着两个极点,相当于180°的相位移,这就有可能产生破坏性振荡[4]。

图7 PA85的小信号响应曲线

2.2 一阶稳定性分析

2.2.1 幅频曲线的稳定性分析

第一步:如图8所示,由于50 Ω的输出阻抗Ro,4.64 Ω的电流限制电阻[8]RCL和容性负载CL的共同作用下,在开环增益Aol w/CL增加的极点频率fp2:

fp2=12π(Ro+RCL)CL

=16.28×(50+4.64)×10.6×10-9=274.9 kHz

第二步:如图8所示,在低频部分,由于阻性反馈Rf和Ri决定的小信号交流增益1/βlow是一个25.1 dB的水平线,其与含有容性压电负载的开环增益Aol w/CL曲线的闭合率为40 dB/dec,因此,必须提高电路的稳定性。

图8 幅频曲线的一阶稳定性分析

第三步:如图9所示,噪声增益相位补偿法是以维持闭环增益不变的基础上,在高频部分增加了放大电路的整体噪声增益,其缺点是减小了闭环带宽;反馈零点相位补偿法是以单位增益稳定性为代价,其优点是提高了闭环带宽。因此,可以根据性能折中的原则,将上述两种相位补偿法相融合[9-11]。

图9 噪声增益相位补偿法与反馈零点相位补偿法

由Rn和Cn组成的噪声增益相位补偿网络,提高了在高频部分的小信号交流增益1/βhi:

1βhi=RfRn=90×103900=100=40 dB

高频噪声增益的极点频率fp5为:

fp5=12πRnCn=16.28×900×0.18×10-6=9.8 kHz

如图8所示,噪声增益的零点频率fz1可以按照20 dB/dec的闭合率,由噪声增益的极点频率fp5,向小信号交流增益1/βlow变化。然而,仅靠噪声增益相位补偿法,闭合率仍旧为40 dB/dec。

第四步:如图8所示,反馈零点相位补偿法是在小信号交流增益1/βhi上增加一个极点,极点频率设置在闭合频率fcl十分频处,目的是防止Aol曲线随时间和温度发生向左漂移[12],这就可能会导致出现40 dB/dec的闭合率。Cf和Rf的极点频率fp6为:

fp6=12πRfCf

=16.28×90×103×18×10-12=98 kHz

如图8所示,由于小信号增益不能小于[4]0 dB,因此,1/β曲线与0 dB相交形成了零点频率fz2。

第五步:由于在闭合频率fcl处的闭合率为20 dB/dec,因此,初步完成了该电路的稳定性设计。

2.2.2 相频曲线的稳定性分析

如图10所示,从直流到fcl处,相位裕度Φ≥45°,因此该电路应具有较好的稳定性。

2.3 功率设计软件的稳定性分析

采用APEX公司的功率设计软件可以在一阶稳定性分析基础之上进一步提高分析精度[13-14]。

功率设计软件分析的性能指标(部分)如下:估计的闭合频率为1 333521 kHz;建议的最大带宽为42169 65 kHz;估计的闭合率为20 dB/dec;估计的相位裕度为54144 3°;总的输出电阻Zout为5464 Ω;Zout/Cload的极点频率fp2为274789 085 4 kHz;直流的小信号交流增益1/β为256 dB;噪声增益为159 dB;Noise Gain的极点频率fp5为9824 379 039 kHz;噪声增益的零点频率fz1为1.568 598 037 kHz;Cf/Rf的极点频率fp6为98.243 786 57 kHz;Rf/Cf的零点频率fz2为11 691.010 6 kHz。

建议的最大带宽指的是环路增益Aolβ减小到20 dB处的频率,相当于Aol与1/β的差值为20 dB。如图11,图12所示,在1.5 kHz处的相位裕度为54.1°。

图10 相频曲线的一阶稳定性分析

图11 功率设计软件分析的幅频曲线

图12 功率设计软件分析的相频曲线

2.4 Spice仿真的稳定性分析

如图13所示,利用APEX提供的PA85的宏模型,在NI公司的Multisim 10仿真器下,构建线性功率放大电路的Spice模型。

如图14所示,根据Spice环路增益测试法,将原有的输入信号端置零,在反馈接入点串联上1 GH的电感L、并联上1 GF的电容C,加入测试信号源Vin,其中环路增益Aolβ为Bode_OUT与Bode_IN之比[15],采样点设置为MultisimTM允许的最大值1 000。

图13 线性功率放大电路的Spice模型

图14 Spice环路增益测试法

如图15所示,考虑到放大器开环增益普遍具有的离散性,该误差是可以接受的,但是相位裕度通常必须大于[4]45°。

图15 Spice环路增益波特图

2.5 实际电路的稳定性分析

如图16所示,由于实际电路很难将反馈网络断开,因此可以采用“方波测试法”检测相位裕度。该方法是在1 kHz的频率下,调节输入的幅度,使其输出方波达到2Vpp,并在不同的输出直流偏置下,检测输出方波顶部的超调和振荡,并对照开环相位裕度与阻尼系数的关系曲线,从而得到较完整的相位裕度,以确保在不同应用下无异常[10]。最坏情况是当输出直流偏置为零时,导致Ro为最大值[12,16],此时,阻尼系数大约为0.7,相位裕度大约为50°。

图16 方波测试法(直流偏置为零的情况)

3 结 语

线性功率放大电路的设计是一个复杂的工作,尤其是在针对容性负载时,极点和零点的设置变得更加复杂,这些都可以借助功率设计软件、模型仿真和实物检测的方法来解决这些问题。本次稳定性设计是在提高带宽的同时,处理好了极点和零点的问题,从而避免了超调和振荡,实验结果表明所做的稳定性设计是有效的、可行的。

参考文献

[1]Physik Instrument. Piezoelectrics in positioning nanopositioning piezoelectrics [M]. [S. l.]: Physik Instrument, 2009.

[2]丁文明,王代华.一种压电陶瓷执行器动态驱动电源[J]. 压电与声光,2008(3):297-300.

[3]李福良.基于PA85的新型压电陶瓷驱动电源[J].压电与声光,2005(4):392-394.

[4]Cirrus Logic Corporation. Driving capacitive loads [EB/OL]. [2009-11-25]. Http:///p-70421833.

[5]Cirrus Logic Corporation. General operating considerations [EB/OL]. [2009-11-11]. Http://.

[6]Cirrus Logic Corporation. PA85/85A product data sheet [EB/OL]. [2009-11-16]. Http:∥.

[7]Cirrus Logic Corporation. Thermal techniques [EB/OL]. [2009-10-20]. Http://.

[8]Cirrus Logic Corporation. Foldover current limiting [EB/OL]. [2009-11-13]. Http://.

[9]Cirrus Logic Corporation. Wideband low distortion techniques [EB/OL]. [2009-11-13-23]. Http://.

[10]Cirrus Logic Corporation. Stability for power amplifiers [EB/OL]. [2009-11-13]. Http://.

[11]Texas Instruments. Capacitance-load stability: RISO, high gain & CF, noise gain [EB/OL]. [2010-07-12]. .

[12]GREEN Tim. Loop-stability key tricks and rules of thumb [EB/OL]. [2010-08-24]. http:∥www.en.genius. net.

[13]姚鹏,张胜修,王道平,等.某伺服PWM驱动系统中低通功率滤波电路优化设计[J].现代电子技术,2009,32(10):178-181.

[14]姚鹏,张胜修,王道平,等.弹用伺服PWM驱动系统中反馈电路的优化设计[J].弹箭与制导学报,2009(3):227-230.

[15]GREEN Tim. Op amp networks, Spice analysis [EB/OL]. [2010-07-10]. .

[16]Cirrus Logic Corporation. SOA Advantages of MOSFETS [EB/OL]. [2009-11-02]. .

[17]Cirrus Logic Corporation. SOA and load lines [EB/OL]. [2009-11-12]. .

功率放大电路范文第6篇

【关键词】功率放大器 温度补偿 偏置电路 multisim ADS

【中图分类号】G633.7 【文献标识码】B 【文章编号】2095-3089（2013）01-0102-01

一、LDMOS管温度特性

由图1可知，LDMOS管结温Tj的变化反映为热沉温度（散热器温度）的变化。本文基于Freescale MRF9060R1功放管为例，结合agilent ADS软件仿真描述LDMOS管随TSNK变化的温度特性。

图2中，IDS，VDS，VGS，TSNK分别表示漏极电流，漏极电压，栅极电压，散热器。由图3可知，LDMOS管的结温随温度会使工作点发生偏移。仿真结果表明，当Vds=28V， VGS（Q）=3.6V，散热器温度由25℃升高到75℃，Ids由0.509A增大到0.707A，增加了38.9%，严重影响功放的性能。所以必须对功放管进行温度补偿。由图4可知，要保持静态电流的恒定，温度升高时，必须降低功放管的栅压Vgs。当温度由25℃升高到75℃时，栅压降低100mV，可保持静态电流恒定，系数为2mV/℃。

二、温度补偿电路

如图5所示的电路采用浮地设计。即芯片不直接与电路板的地相连，而是连接到温补控制电路上。这样可保证R1和R2之间的电平保持恒定。

■两边同时取积分可得■。可见LDMOS管的栅压仅与R1与R2的分压系数有关系。

Multisim为用户提供了丰富的元件库和功能齐全的各类虚拟仪器。本文采用温度系数小的LM78L05稳定IC，温度补偿晶体管BJT采用Philips Semiconductors公司的双极晶体管BC847A。仿真结果如图6所示，当温度由-25℃升高到75℃时，栅压降低219mV，平均为2.19 mV/℃。可见其可较好地对LDMOS管进行栅压补偿，维持其静态电流的恒定。

结论：本文主要研究了LDMOS射频功率放大器的热记忆效应对器件性能的影响，结合仿真提出了一种有效减弱功率放大器热记忆效应影响的方法。经过仿真证明，该电路能在一定温度范围内很好的补偿功率管。

参考文献：

1.Freescale semiconductor’s MET LDMOS model[Z].Freescale Semiconductor Application Note，2002

功率放大电路范文第7篇

【关键词】Multisim10.0 OTL音频功率放大器 性能 仿真实验

OTL音频功率放大器是功率放大器中极为重要的一种，其电路大多采用的是分立元件，与一般实验相比复杂性更高。长期以来，OTL音频功率放大器实验结构不够理想，这在很大程度上是由于电路性能参数误差及电路参数选择不当造成的。当前，Multisim10.0仿真软件在OTL音频功率放大器性能研究中得到了广泛地应用，其对于硬件电路设计有着极为重要的指导作用。

1 OTL音频功率放大器电性能理论推导分析

目前，常用的OTL音频功率放大电路为AB类OTL功率放大电路，如图1所示。该OTL功率放大电路的效率接近B类功率放大电路，最大能够达到78.6%，其性能明显优于甲类功率放大器的25%及变压器甲类功率放大器的50%，与此同时，它还能在一定程度上降低B类功率放大器的交越失真，应用范围非常广。通常情况下，对AB类OTL音频功率放大器的分析需要从B类功率放大器_始。

B类功率放大电路如图2所示，其在Multisim10.0基础上进行搭建，为了便于理论分析，选用OCL电路，其采用的是双电源供电，在本质上与单电源供电相同。图2中，当输入信号V3为正半周，T2导通，T3截止，RL能够得到一个相同幅度的正半周信号。负半周情形则与之相反，可以得出负载RT电压：，功率放大电路管T2导通时的瞬间管耗计算公式为：

，T2仅有半周导通，平均管耗计算公式为

，当时，

，输出最大功率，管耗最大值

，两路电源总功耗的计算公式为

，B类功率放大电路的效率则为

。若Vp=Vcc，此时B类功率放大器电路的效率最大，可通过

计算，约为78.6%。

上述推导并未考虑B类放大电路受功能放大管T2与T3导通电压造成的交越失真现象，因此，为了便于分析，采用双电源供电，单、双电源供电下AB类功率放大器电路的最大效率都接近78.6%。研究对AB类、B类功率放大器电路的仿真结果进行分析，结果显示AB类功率放大器能够将V4、V5电压改为0.75V，避免交越失真现象的发生，其输出功率也有所增加，电源电流变大。另外，在输出电压为达到电源电压时，功率放大器效率已达到56%。

2 仿真实验

Multisim10.0仿真软件对OTL音频功率放大器性能的实验仿真电路如图1所示，在实验中还增加了多个测试仪表，便于实现对OTL功率放大器电路的调节于测试。首先要对供电电压及T1选择进行适当的优化、调整，对R4进行调试，确保T2与T3的E级电压能够达到10V；然后根据实际情况对R6、R5进行适当调节，使两个功率放大器基极间压差能够控制在1.5V左右，仿真结果见图2，从图中可以看出该OTL音频功率放大电路不存在交越失真现象，且能够在一定的总谐波失真度情况下，达到1W的功率输出，当总谐波失真度在11%的条件下，该电路能够达到4W的功率输出，此时其效率能够达到62%。

OTL音频 功率放大器的通频带仿真结果如图3所示，当处于40Hz～1.45MHz的条件下，通频带能够通过增大电路中的电容值延伸到20Hz以下。除此之外，还需要对电路参数进行合理选择，采用虚拟仪器中的万用表、示波器等，对功率放大器的各项性能指标进行测试。

经过实际电路操作，其电路图与调试方式与仿真电路一致，得出的结果与仿真结果一致。

3 结论

此次研究通过理论推导、Multisim10.0电路仿真等方式与实际实验相结合，可以得出OTL音频功率放大电路的工作原理，结论如下：

（1）OTL音频功率放大电路的最大工作效率可达到78.6%；

（2）仿真实验得到的OTL音频功率放大电路效率接近78.6%，与实际实验结果一致。

该仿真实验方法能够有效克服传统验证性实验的不足，提升实验效率。

参考文献

[1]王翠珍，唐金元，纪明霞等.基于Multisim10.0的非线性电路分析方法仿真研究[J].国外电子测量技术，2015，14（08）：66-69.

[2]牛康，李平，曹洪奎，等. 基于Multisim的红外光音频传输系统的设计与仿真[J].电子世界，2014，26（19）：143-143.

[3]唐金元，史风隆，王翠珍.基于Multisim 10.0的高电平调幅电路仿真研究[J].国外电子测量技术，2013，32（06）：86-88.

[4]宋冬萍.Multisim 7和Protel 99 SE在OTL电路设计中的联合应用[J].商丘职业技术学院学报，2010，09（05）：56-58.

作者单位

功率放大电路范文第8篇

【关键词】 北斗卫星导航系统 功率放大器 InGaP/GaAs HBT 小信号增益 P1dB输出功率

一、引言

北斗卫星导航系统（简称“北斗系统”）是我国自行研究与设计开发的全球卫星定位与通信系统，是继美国的Global Positioning System（GPS）、俄罗斯的GLONASS之后第三个成熟的卫星导航系统[1]。

射频功率放大器是北斗卫星导航系统中不可缺少的重要组成部分，功放特性的好坏将直接影响整个北斗系统的性能。随着北斗系统技术的不断发展，尤其是其独特的双向通讯技术，对应用于其射频端的功率放大器的研究已成为一个极为重要的课题，也是近年来国内外研究的一个重点和热点。

目前，应用在北斗系统中的功率放大器大多是由3-4个放大器级联组成的[2]，面积较大且电路复杂成本较高，本文设计的单片微波集成功率放大器，大大简化了传统射频功率放大器的电路结构。本文基于台湾WIN半导体公司的InGaP/GaAs 异质结双极型晶体管（HBT）器件Q360模型，采用美国AWR公司的Microwave office微波仿真软件，仿真结果表明，该功率放大器在1.5-1.7GHz的工作频率范围内，小信号增益S21稳定在40dB左右，输入反射系数S11、输出反射系数S22均在-10dB以下。工作频率为1.6GHz时对应的P1dB输出功率为35dBm，大信号功率增益达到36.5dB，效率附加效率（PAE）稳大于50%，可为北斗系统功率放大器的研究者们提供一定的参考。

二、电路设计

本文设计的射频功率放大器由三级基本放大电路构成每一级电路均是共射极放大电路。在第一级的输入端有一个T型的LC高通匹配电路，可使整个功率放大器的输入阻抗值与50欧姆匹配；级与级之间亦采用了LC高通T型匹配电路，每一级之间达到了完全匹配。

为了提高整个功放的线性度与稳定度，本电路在第一级放大器的基极与集电极之间增加了一个RC串联支路。电源偏置电路是所有射频功率放大器不可或缺的电路单元，本文设计的功率放大器采用独有的电流镜结构的基极偏置电路（如图2所示），具有良好的温度自适应特性，可以充分提高放大器的线性度与稳定性。其中，第一级和第二级放大电路采用同一个基极直流偏置，可有效节省芯片面积。

三、仿真结果

本文设计的北斗功率放大器使用美国AWR公司的Microwave office微波仿真软件，采用台湾WIN半导体公司的InGaP/GaAs异质结双极型晶体管器件Q360模型，仿真设计图如图3所示。其中，第一级放大电路由8个Q360器件构成，集电极电流Ic为60mA，小信号增益S21约为12dB；第二级放大电路由16个Q360器件构成，集电极电流Ic为120mA，S21约为17dB；第三级放大电路由32个Q360器件构成，集电极电流Ic为360mA，S21约为15dB。由于级与级之间存在不可避免的增益衰减，该功率放大器总体增益约在40dB左右。

经过仿真调试，该功率放大器的小信号S参数仿真结果，该功率放大器在1.5-1.7GHz的工作频率范围内，增益S21基本保持在40dB左右，且始终大于40dB，输入反射系数S11、输出反射系数S22均在-10dB以下，具有良好的反射隔离效果。

北斗功率放大器随输入信号功率的增加，输出端的各项参数变化范围。在工作频率为1.6GHz时，该功放的P1dB输出功率为35dBm，对应点的大信号功率增益为36.5dB，效率附加效率（PAE）达到56.8%，稳大于50%，是一款可应用于北斗卫星导航系统的性能优越的射频功率放大器。

四、结论

本文设计的射频功率放大器将基本的电路结构集成在GaAs衬底上，电路结构简单，有效简化了通信系统中射频电路的结构与布局。仿真结果表明，该射频功率放大器在1.5-1.7GHz的工作频率范围各项性能良好，P1dB输出功率达到35dBm（3.2W），可满足我国北斗卫星导航系统的常规应用。

参 考 文 献

[1] 杨元喜. 北斗卫星导航系统的进展、贡献与挑战[J]. 测绘学报，2010，（01）：1-6

功率放大电路范文第9篇

【关键词】功率放大器；偏置电路；静态电流；温度补偿

随着我国对北斗卫星通信产业的进一步投入和推广，北斗用户机作为北斗导航系统的重要组成部分引起了广泛关注[1]。功率放大器是北斗用户机中必不可少的一部分，其性能的好坏直接影响到北斗用户机的性能，因此其电路结构和芯片的选型非常重要。LDMOS功放管具有增益大、输出功率高、线性度良好、低成本、高可靠性等优点[2]，因此成为功率放大器设计的首选器件。然而LDMOS的静态电流会随着温度变化而变化，这对功率放大器的增益、饱和输出功率等参数都有很大影响，在高温环境下，这些参数的变化甚至会导致功率放大芯片损坏，因此设计一种针对LDMOS的温度补偿电路对功率放大器的性能至关重要。

1功率放大器设计

在北斗用户机的功率放大器的应用中，功率放大芯片的选取非常重要，除了要求功放芯片在北斗频率上能够达到要求的功率外，还有考虑最大容许工作电流、最大耗散功率、芯片的结温度等因素[3]，并且要留有足够的余量。本设计在北斗频率上要求最大输出功率在10W以上，工作温度大于75℃，经过比较，最终选取HMC308和HMC454为驱动芯片，以英飞凌公司的LDMOSFETPTFA220121M作为功率放大芯片设计一款北斗用户机功率放大器。合适的静态工作点不仅能保证芯片的正常工作，还会影响功率放大器的最佳匹配负载、效率等参数[3]，因此选择正确的静态工作点是设计电路的第一步。由datasheet可知，PTFA220121M的偏置电路中栅极电压为2.5V左右，漏极经过一个四分之一波长线接+28V，常温下功率放大器工作的静态电流为150mA。为了向负载传输最大功率，需要在电路中加入匹配网络，使得负载阻抗等于信号源阻抗的共轭，此外，匹配网络还决定着放大器的驻波比、功率增益、1dB压缩点等指标是否满足设计要求。在PTFA220121Mdatasheet中读取出在1616MHz处的输入输出阻抗，利用ADS软件对芯片做输入输出匹配电路，使得功率放大器的功放管工作在趋近饱和区[4]。由于在北斗频点上采用微带线做匹配电路，电路的面积会非常大，所以电路的匹配采用集总器件做匹配电路.对电路PCB进行加工并测试得到其小信号增益为42dB左右，饱和输出功率在10W以上。在高低温箱内放置两个功率放大器，以20℃为步进，测试每个功率放大器在-45℃～75℃时的特性，使功率放大器在每个温度下保持30分钟后，测得两个功率放大器PTFA220121M的静态电流分别为I1、I2，饱和输出功率分别为P1、P2，画出四个参数随温度变化的曲线，如图1所示。分析数据可知，随着温度的升高，功率放大器的静态电流增加了50mA，即功率放大器在-40℃～75℃内的工作点具有正温度系数，得出温度对功率放大器的饱和输出功率一致性有很大影响。在测试过程中，在没有加激励的情况下，当温度升高到75℃时，功率放大器加电瞬间芯片损坏。功放芯片的结温度和工作环境温度及芯片本身的功耗有关，当温度升高时，芯片的静态电流增加，使得芯片的功耗增加，这两个因素同时增大使得芯片的结温度超过其能承受的最大温度，故而损坏，而北斗用户机实际的工作温度要求能承受75℃，所以要降低芯片在高温下的静态电流来保护芯片。为了保证功率放大器各性能的稳定，在功放芯片的偏置电路中加上温度补偿电路，使栅极电压随温度的升高而降低[5]，保证芯片的静态电流在各个温度下的恒定，从而提高功率放大器性能的一致性。

2温度补偿电路设计

功率放大芯片在工作点附近通常具有正的温度特性，即在一定的栅压下，当工作温度升高时其静态电流升高，当工作温度降低时静态电流降低[6]。由图1的实验结果可知，工作温度的升高使得最大输出功率的波动很大，本设计通过在偏置电路加一个电压补偿网络实现温度的补偿[7]。温度补偿电路采用了温度传感器LMT84，封装大小为2.4mm*2.2mm，其输出电压随着温度的升高而降低。将LMT84的输出端与PTFA220121M的栅极经过电阻相连，通过分析实验数据来分配电阻值，使得温度升高时栅极电压下降，计算得到静态电流下降的幅度正好抵消静态电流增加的幅度，从而保证芯片的静态电流不随温度变化。对两个功率放大器做如下处理：在PTFA220121M栅极和地之间接上屏蔽电缆，在非接地电缆的另一端接电位器。将它们放入高低温箱内，温度设定为-45℃～75℃，每20℃一个步进，功率放大器在每个温度下存储30分钟，测试各个温度下PTFA220121M的静态电流。通过调节电位器的阻值使得PTFA220121M的静态电流在各个温度下保持在150mA，用万用表测试出对应温度下栅极的电压，测试结果如图2所示，得出电压随温度变化的斜率为1.25。温度补偿电路如图3所示，PTFA220121M栅极电流为1uA，为了使芯片栅极电压的波动对A点电压影响足够小，选取电阻时保证流过R1的电流I1为50uA左右。LMT84的最大输出电流为50uA，I2取值为40uA。根据叠加定理，电路中各器件之间的关系满足等式(1)、(2)、(3)、(4)，其中UA1、UA2为图2直线中0℃和20℃对应的电压值，UB1、UB2为LMT84工作曲线中的0℃和20℃对应的电压值，计算出各个电阻值，取标称值为：R1=30kΩ，R2=18kΩ，R3=13kΩ，R4=20kΩ。电路设计时要求温度不变时UA1的变化范围为ΔV=±10mV，供电电压为U，为了求出补偿电路中所选电阻和电源芯片输出电压的精度，对等式（2）中UA1在R1=30kΩ、R2=18kΩ、R3=13kΩ、R4=20kΩ、U=5V处对R1、R2、R3、R4、U求偏导数，计算得出ΔR1=±0.8%R1，R2=±1%R2，R3=±3%R3，R4=±60%R4，ΔU=±9%U。由计算结果可知，R1的变化对UA1的影响最大，所以要求其精度最高，由于市面上常用的贴片电阻最高精度是±1%，所以取R1=(30±1%)kΩ。R4的变化对UA1的影响很小，对其精度几乎没有什么要求。电路中供电芯片选用的是LDO，其输出电压精度在±1%，满足设计要求。最后确定电阻值为：R1=(30±1%)kΩ，R2=(18±1%)kΩ，R1=(13±1%)kΩ，R4=(20±10%)kΩ。

3实验结果和数据分析

加入温度补偿电路的功率放大器实物如图4所示，其中每个芯片和改进前功率放大器用的芯片都属于同一批次，常温下对功率放大器进行测试，输入1616MHz信号，功率大约为0dBm，测试得静态电流为150mA，加电200ms测试出功率放大器的最大电流为650mA左右，最大输出功率10W以上。将两个功率放大器放在高低温箱内，按照以20℃为步进、每个温度下存储30分钟的方法测试-40℃～75℃下的静态电流，得出静态电流I11、I22和饱和输出功率P11、P22随温度变化曲线如图5所示，可以看出同一个功率放大器在不同温度下的静态电流变化很小，饱和输出功率的一致性也有明显改善，并且功放芯片没有损坏现象。

4小结

本温度补偿电路设计简单，易于实现。将改进后的功率放大器用在北斗用户机中，经大量测试显示，加入温度补偿电路后，温度在-40℃～75℃时，功率放大芯片的静态电流基本一致，增益均在40dB以上，饱和输出功率均大于10W。这说明，该温度补偿电路对功率放大器在不同温度下的静态电流有很好的补偿作用，从而成功避免了因温度变化而导致芯片损坏情况的发生。

参考文献

[1]陈淡,郑应航.基于蓝牙技术的北斗终端通信模块的设计[J].现代电子技术,2013(23):16-18.

[2]崔庆虎,刘平.基站功率放大器的设计与仿真[J].电视技术,2012(17):82-85

[3]杨树坤,李俊,唐剑平等.LDMOS微波功放器设计[J].电子与封装,2014(4):18-21.

[4]韩红波,郝跃,冯辉等.LDMOS线性微波功率放大器设计[J].电子器件,2007(2):444-449.

[5]BELLANTONIJohn.BiastechniquesforGaNandpHEMTdepletionmodedevices[EB/OL].[2014-06-17]./appliations/defense/gan-products.

[6]耿志卿,曹盼,陈湘国等.一种应用于功率放大器的高精度温度补偿电路设计[J].现代电子技术,2015(3):137-140.

[7]黄亮,章国豪,张志浩等.一种带有温度补偿电路的射频功率放大器[J].电子科技大学学报,2015(6):814-817.

功率放大电路范文第10篇

关键词：Proteus 丙类功率放大 仿真

1.引言

根据放大器中晶体管工作状态的不同或晶体管集电极电流导通角θ的范围，可分为甲类、甲乙类、乙类、丙类及丁类等不同类型的功率放大器。电流导通角越小，放大器的效率越高，丙类功率放大器的导通角θ < 9O0，其效率可达85% ，所以高频功率放大器一般选择丙类工作状态。本文利用Proteus软件对丙类功率放大器电路进行仿真，通过仿真结果与理论相对照方式加深对高频丙类功率放大器电路的理解。

2. Proteus简介

Proteus嵌入式系统仿真与开发平台是由英国Labcenter公司开发的，是目前世界上最先进最完善的电路设计与仿真平台之一。Proteus软件可以对模拟电路、数字电路、模数混合电路、单片机及元器件进行系统仿真。

Proteus软件提供了丰富的测试信号用于电路测试。对电路系统的教学，学生的实验、课程设计、毕业设计、电子设计竞赛等都有很大的帮助。通过动态器件如电机、LED、LCD开关等，配合系统配置的虚拟仪器如示波器、逻辑分析仪等，可以实时看到运行后的输入输出的效果。

3.丙类功率放大器的基本理论

图1是丙类谐振功率放大器的原理电路，L、C组成并联谐振回路，作为集电极负载回路，负载回路既可以实现选频滤波的功能，又实现阻抗匹配。放大器的工作状态由偏置电压VBB的大小决定，当VBB

3.1工作原理

若激励电压Us=Umcosωt ，且VBB

uBE= VBB +Us = VBB + Umcosωt

电路的工作波形如图 2所示。晶体管的集电极电流ic为周期性的余弦脉冲。实际上工作在丙类状态的晶体管各极电流ib、ic、ie均为周期性余弦脉冲，均可以展开为傅立叶级数。

其中ic的傅立叶级数展开式为： ic= Ico+Ic1mcosωt+ Ic2mcos2ωt+……

式中Ico、Ic1m、Ic2m、Icnm分别为集电极电流的直流分量、基波分量、以及各高次谐波分量的振幅。

其中

αo（θ）、α1（θ）…αn（θ）为余弦脉冲分解系数，图3给出了导通角与各分解系数αo（θ）、α1（θ）…αn（θ） 的关系曲线。

图3 余弦脉冲电流分解系数 图4 谐振放大器各极电压、电流波形

由图可清楚地看到各次谐波分量随导通角θ变化的趋势。谐波次数越高，振幅就越小。因此，在谐振功率放大器中只需研究直流功率与基波功率。

显然，只要知道电流脉冲的最大值icmax和导通角θ就可以计算Ico、Ic1m、Ic2m…Icnm。

当LC回路谐振于ω时，在LC回路两端得到最大的输出电压，

即：Uc=Vcmcosωt= Ic1mR∑cosωt，R∑为回路等效总电阻。

丙类谐振功率放大器的电流、电压波形如图4所示。

结论：丙类谐振功率放大器，流过晶体管的各极电流均为余弦脉冲，但利用谐振回路的选频作用，其输出电压仍能反映输入电压的变化规律，即输出信号基本上是不失真的余弦信号，实现线性放大的功能。

4.1仿真电路结构分析

丙类功率放大器电路如图5所示。输入信号V1和偏压VBB叠加，当叠加电压大于Q的BE级之间的导通电压后，则Q导通。输入信号的幅度为600mv，根据丙类功率放大电路的要求，当VBB=0.2v时，三极管Q的导通时间小于半个周期。L、C组成谐振回路。

图5 丙类功率放大器

4.2 输入与输出信号关系

由理论可知，处于丙类工作状态的三极管集电极电流波形为余弦脉冲，但在实验中难于观察到集电极电流波形，利用ic≈ie，ue=Re×ie的关系，我们通过测量ue的波形，就可以知道集电极电流ic的波形，同时观测输出负载的波形应为正弦波。输入信号频率取 （L、C回路谐振频率），Q集电极获得最大的输出电压，三极管Q各电极的波形如图6所示。

a、 丙类功率放大器波形检测图 b、三极管基极波形

c、三极管发射极波形 d、三极管集电极波形

图6 三极管Q各电极的波形

5.结论

本文利用Proteus 对高频丙类功率放大器进行了仿真分析，给出了三极管各电极的仿真分析波形，对高频丙类功率放大器的设计及制作调试有一定的指导意义；Proteus 仿真分析能够作为高频电子电路的分析、设计的一种辅助工具。

参考文献

[1]周润景，张丽娜，刘印群 PROTEUS入门实用教程【M】.北京：机械工业出版社 2007

[2]胡宴如 高频电子线路（第4版）【M】 北京：高等教育出版社 2008