功率控制变流器设计

1引言

静止变流器大量用于变速驱动、不间断电源、光伏电池及电池储能系统等[1]。变流器的控制目标是维持直流侧电压恒定，使谐波电流含量尽量小，且功率因数接近1[2-6]。从控制角度讲，AC-DC变流器是非线性、综合系统[6]，其控制策略值得研究。目前已有很多控制方法用于单相变流器的控制[2-6]。滞环控制实现简单、鲁棒性强、暂态响应迅速，但开关频率不固定，造成频谱分布广泛，而恒频的滞环控制则失去了计算的简单性[7]；滑模控制响应迅速，鲁棒性强，其缺点在于确定滑模面的困难性和有限频率下的抖动性[8]；最少拍控制暂态响应迅速，但对系统参数比较敏感[9]；模糊控制缺乏有效的分析设计工具[10]；单周期控制简单、频率恒定、响应迅速，但轻载、空载时系统不稳定，而各种改进方案增加了控制系统的复杂性[11]；基于无源性网络的方法对负荷变化非常敏感[12]。文献[2]对以上几种控制方法进行了对比分析。三相变流器直接功率控制以其结构简单、动静态特性好等优点得到了广泛研究[13-19]，然而单相AC-DC变流器使用直接功率控制的文献非常少。文献[20]基于直接功率控制设计实现了单相变流器控制器，但内环使用了滞环电流控制方法。滞环电流控制方法开关频率不固定，造成谐波频谱分布广泛，且开关设备损耗不确定[21]。针对以上控制方法存在的问题和缺陷，本文提出了单相电压型AC-DC变流器的直接功率控制方法，并针对采样电压误差提出补偿措施。

2单相AC-DC变流器拓扑结构

单相变流器拓扑结构如图1所示。其中，eS为单相电压源，RS、LS分别为交流侧电阻和电感，VT1～VT4为电力电子开关器件，C为直流侧电容，RL为直流侧负荷电阻，iS为交流侧电流，i为变流器直流侧输出电流，iL为直流侧负荷电流，vC为电容器电压，v为变流器两臂中点相对电压。式中，p为变流器输出功率，Cp?vi。若不考虑变流器及交流侧电阻的功率损耗，则其应和交流侧电源的输入功率相等。由此可见，通过控制交流侧输入功率，可以直接控制直流侧电压维持在给定值。

3dq坐标系模型

为便于分析，将实际单相电路记为?相，另虚构一相称为?相，其中?相电压滞后?相90°[22]，这样即组成??两相静止坐标系，如图2所示。

4相位补偿考虑到式（11）的计算是基于采样周期初始时刻的采样数据，然而由于在实现过程中，电源电压e??一直在发生变化，如果使用采样周期初始时刻的采样数据进行计算而不对v1??、v2??修正，将会影响系统性能，特别是在开关频率较小时。下面分别对这两部分做修正。

4.1v1??的相位补偿由式（11）可知，复功率误差为零时v2??=0，v1??=e???j??L??为v??中的稳态分量。各矢量关系如图3a所示。在一个采样周期当e??旋转到e???位置时，v1??应旋转到v1???。在整个采样周期认为保持不变的vC1??等于两者的平均值应更合适，相当于使用梯形积分，故将v1??修正为4.2v2??的相位补偿同理，分量v2??也应随e??而变化，如图3b所示。当e??旋转到e???位置时，v2??应旋转到2v???。

5控制系统设计

5.1功率内环控制因v?所对应的?相并不存在，需舍弃。PWM调制方式分为单极性调制方式和双极性调制方式。因单极性调制方式在同样的开关频率下交流侧谐波电流水平更低[23]，因此本文选取单极性调制方式。将由电压外环决定的复功率与实测复功率相减，按式（11）和式（16）调节变流器交流侧电压，即可实现内环的直接功率控制。

5.2电压外环控制——二自由度PID控制（two-传统PID控制器因结构简单和性价比高而得到广泛应用[24]，然而其在抗干扰能力和系统启动性能方面难以同时达到最好，因此二自由度PID控制器（2DOFPIDController）得到大量研究[24]。文献[25]提出一种前馈式的2DOFPI控制器，其结构如图4所示。该控制器能满足系统需要的鲁棒性和闭环响应速度，同时降低启动过程的超调量。图4中，G(s)为被控对象传递函数，Gy(s)为反馈控制器，Gr(s)为前馈控制器。计电压环控制器时，可认为实际变流器功率能完全跟踪指定功率变化。传统PID控制器因结构简单和性价比高而得到广泛应用[24]，然而其在抗干扰能力和系统启动性能方面难以同时达到最好，因此二自由度PID控制器（2DOFPIDController）得到大量研究[24]。文献[25提出一种前馈式的2DOFPI控制器，其结构如图4所示。该控制器能满足系统需要的鲁棒性和闭环响应速度，同时降低启动过程的超调量。图4中，G(s为被控对象传递函数，Gy(s)为反馈控制器，Gr(s)为前馈控制器。式中，?0为被控对象延迟时间与时间常数之比。再根据式（23）[25]选择?c。由于要求系统响应迅速，可选择?c=cminmax(0.5,?)。由此可确定Gy(s)，从而可根据??pcib?min1K,?TT,1确定b的值。b=1对应传统PI控制器。控制系统结构如图5所示。仿真分析为验证方法的正确性，本节基于PSCAD/EMTDC进行了仿真分析。系统参数为[3]：eS=1202cos?tV,LS=2mH，?=100?，C=2.2mF，RL=100?，CV?=200V，开关频率20kHz。计算得km=100，?m=0.11s，?0=0s。考虑到负荷可能发生较大变化，本文选择最大灵敏度Ms=1.4，由式（22）可确定?cmin=0.4093，由式（23）选择?c=0.5，计算可得电压外环PI控制器比例系数kp=0.03，时间常数?I=0.0825s，b=0.667。在额定负载下，b=0.667时，系统启动过程中电容器电压响应曲线如图6a所示，b=1时电容器电压响应曲线如图6b所示。由此可见，b=1时电容器电压有明显的超调现象发生，最大值达到237.6V，超调量18.8%；而b=0.667时基本没有超调现象发生。为研究抗负荷扰动的能力，设t=0.5s时负荷电阻RL由100?跃变为20?，电容器电压响应如图所示。由图6可见，电容器电压下降到约162V，经过约0.1s，vC重新到达稳定状态。从图7可见，稳态时直流侧电压波动和负荷有关。负荷功率越大，直流侧电压波动越剧烈。由于前馈环节只对启动过程有影响，因此b为何值对稳态波形没有影响。额定负载下系统电压e和电流iS如图7所示，其中电流放大了10倍。图为αβ二相系统的瞬时有功、无功功率。由图可见，系统吸收的无功功率为零，因此系统交流侧功率因数接近1。额定负载下电流iS对应的谐波含量如图9，其中基波为1，3次谐波电流含量最大，为0.0177结论本文提出了AC-DC单相变流器的直接功率控制方法。功率内环根据功率误差调节变流器交流侧电压，电压外环采用的二自由度PI控制器能在满足鲁棒性要求的同时降低启动过程的超调量，实现了谐波含量小和接近单位功率因数的要求。基于PSCAD/EMTDC的仿真结果验证了方案的可行性。