开关电源变压器范文
时间：2023-11-09 12:05:21
开关电源变压器篇1
关键词：高频变压器，模拟退火算法，优化
[摘要]以优化高频变压器的磁芯功率损耗和绕组功率损耗为目标，以单端反激式变压器为例建立了高频变压器的总功率损耗计算模型。在该功率损耗计算模型的基础上结合从系统角度设计开关电源的方法，采用一种基于模拟退火算法的高频变换器的优化设计方法，得到了设计参数的最优取值。
1.引言
随着电子信息技术的不断发展[1]，各类电子设备在客观上要求小型化、轻量化和提高可靠性。为了适应这种要求需要开展DC-DC变换器的高频化研究。在各种变换器的拓扑结构中，单端反激电路具有很多优点，其中最主要的优点是电路简单，成本低,适合多路输出。由于电路简单，在小功率情况下体积可以做得最小，这种变换器拓扑结构在小功率的变换器设计中得到广泛采用。
单端反激DC-DC变换器中的变压器工作时相当于一个带有两个(或多个)绕组的电感，这一点不同于典型的变压器[2]。初级线圈用于磁化磁芯,并且在磁芯损耗方面，磁芯损耗（PL）主要由三部分组成：磁滞损耗（Ph），涡流损耗（Pe）和剩余损耗（Pr）。免费论文参考网。其他讲了一些关于绕组、磁芯等的基本概念并没有提出新意的观点。在每个周期开关导通时间内存储能量，次级线圈用于磁芯的退磁，并将在开关管导通时间内变压器存储的能量传递给负载。所以在设计高频反激变压器时必须考虑设计的变压器能传递所需要的能量。免费论文参考网。另外，为了设计高效率的变换器还需要考虑变压器的功率损耗。
2.单端反激变压器功率损耗模型的建立
以高频单端反激变压器为例推导计算变压器总功率损耗的数学模型：通过功率损耗分离的方法可以将变压器的功率损耗写成磁芯功率损耗与绕组功率损耗的总和[2]。
2.1磁芯功率损耗
变压器的功率损耗可以分为磁芯功率损耗和绕组功率损耗，而磁芯功率损耗主要是由涡流功率损耗和磁滞功率损耗构成的。磁损的计算公式如下：
（1）
——磁芯损耗；
——磁芯单位体积损耗密度；
——磁芯重量；
——密度；
2.2绕组损耗
在电力电子领域，为了分析和设计在非正弦条件下的传统高频变压器的绕组，陆续研究出一些实用的分析方法，一般是通过分析得到绕组的交流电阻，然后由交流电阻计算绕组功率损耗。绕组的功率损耗也可以用下面的公式表达：
（2）
其中，为通过高频变压器绕组的电流有效值； Kr为趋肤系数；ρ为铜的电阻率；MLT为平均匝长度（单位m/匝）；N为线圈的匝数；为绕线的横截面积。
3优化设计思路
传统的变换器设计沿用了工频变压器的设计方法，特点是工作磁感应强度变化、最大导通比Dmax通常由经验确定，然后通过反复试验加以调整，最后完成设计。这样设计的缺点是，往往要进行反复的重新设计来积累经验，对变换器的整体设计造成影响，需要多次重新调整变换器的整体设计，而且往往选择的参数并没有达到系统最优。模拟退火算法是一种基于随机搜索的最优算法，该算法非常适用于工程实际求解最优解。本文提出新的设计方法是在最初的设计中引入功耗计算，选择最小功耗的方案，确定最小功耗前提下的和Dmax的最优选择，进一步设计变换器整体设计中的其他参数。本文探讨了在效率最高、损耗最低、温升最低的约束条件下Bm、J的最优值，建立数学模型，并通过模拟退火算法实现优化设计[3]。
根据本文在前面的到的结论：当变压器初级铜损等于次级铜损、磁芯损耗等于绕组损耗时，变压器总损耗最小。以反激变换器为入手点，建立方程：
（3）
其中：G为磁芯重量；Kr趋肤系数；K1为Ap余量；K2为铜损余量；磁芯选最为常用的PC40磁芯，则Pcv有：
（4）
由上式即可求出变压器总损耗最小时和D的最佳值。
本文利用模拟退火算法研制300kHz的AC-DC高频变压器[4]。其据以指标为：电结构为单端反激，工作方式为连续电流工作模式，输入电压为交流220V，输出电压为5V，输出电流为0.05~2A，工作频率为300kHz，效率为90％。免费论文参考网。其中的取值范围为0.0001-0.07T，Dmax的范围为：0.2-0.5。利用模拟退火算法，退火策略选用指数型退温：；其中a为一个小于零的常数。a越小，退火速度越快。为初始温度，这里选1000。下图1所示的为在整个迭代过程中，Dmax整体最优解的变化过程。
图1 占空比最优的迭代过程
4结语
通过理论推导建立了高频反激变压器总功率损耗的数学模型，提出利用数据拟合技术和模拟退火算法求解高频反激变压器的总功率损耗最小时和Dmax的最优取值的优化设计思想。提出一种优化设计高频DC-DC变换器的方法，以单端反激变压器为例，通过遗传算法得到、Dmax和Lp的最优取值的优化设计。试验验证采用这种优化设计方法设计的反激变换器具有很高的效率。
[参考文献]
[1]张占松，蔡宣三．开关电源原理与设计[M]．北京：电子工业出版社,1998．
[2]赵修科．开关电源中磁性元器件[M]．南京：南京航空航天大学自动化学院,2004．
[3]王耕富．高频电源变压器磁芯的设计原理[J]．磁性材料与器件,2000．
[4]王凌．智能优化算法及其应用[M]．北京：清华大学出版社,2001．
开关电源变压器篇2
关键词 直流稳压电源；线性电源；开关电源
中图分类号：TM44 文献标识码：A 文章编号：1671―7597（2013）031-134-01
1 线性直流稳压电源
1）晶体管串联式直流稳压电源：晶体管串联式直流稳压电源工作在线性放大状态，因而具有反应迅速，电压稳定度和负载稳定度高，输出纹波电压小，噪声小。在电路技术方面，其控制电路所用的元件少。对调整管的开关特性，滤波器的高频性能等无特别要求，所以可靠性高。
串联式稳压电源的严重缺点是效率低。要提高效率就必须降低调整管上的压降，减少在调整管上的损耗。解决的办法：①PNP和NPN晶体管互补：串联式稳压电源输出电源电流较大时，通常调整管都要接成共集电极的达林顿组合管。因为在晶体管电参数相同情况下在保持电流放大倍数相等的情况下，互补连接的组合调整管的集射极压降减少了，因而电源的效率得到提高；②偏置法：一般共集电极组合管集射间的压降一定程度上取决偏置电流。采用偏置连接法当输出电流一定时可以有效的提高电源效率；③开关稳压器作前置予调节：在输入-输出电压差比较大，输出电流也比较大的场合，采用开关稳压器作串联式稳压器的前置予调节也是提高电源效率的有效办法。开关予调节还可以设置在电源变压器的原边。
2）集成线性稳压器发展：早期市场集成稳压器的厂家很多，产量大、应用广泛。主要有半导体单片式集成稳压器和混合式集成稳压器两大类。它们的电路形式、封装、电压及电流的规格都是多种多样的。集成稳压器可分为定电压的，可调的，跟踪的和浮动的。但是不管哪一种形式，它们通常由基准电压源，比较放大器，调整元件即功率晶体三极管和某种形式的限流电路组成。有些集成稳压器内部还有逻辑关闭电路和热截止电路。集成稳压器与由分立元件组成的稳压器比较，集成稳压器的优点非常明显，成本低，体积小，使用方便，性能好，可靠性高。
3）恒流源网络稳压电源技术：采用恒流网络稳压是目前串联稳压电源的有一特点。采用恒流网络可以有效地提高电源的稳定性。集成稳压器中普遍采用了恒流网络。分立元件组成的串联稳压器也愈来愈多地运用恒流技术。使用晶体管场效应管和恒流二极管等元件可以实现恒流。恒流二极管在分立元件的串联稳压器中使用更为方便。
2 开关直流稳压电源
开关式直流稳压电源指其功率调整元件以“开”、“关”方式工作的一种直流稳压电源。早期的磁放大器开关直流稳压电源是利用铁芯的“饱和”、“非饱和”两种状态进行“开”、“关”控制，那是一种低频磁放大器。在此过程中出现的可控硅相控整流稳压电源也属于开关直流稳压电源。随后，高频开关功率变换技术得到了快速发展，这主要是指变换器方式的高频开关直流稳压电源。上个世纪90年代电力电子技术、PWM等技术的日趋成熟，直流开关电源和交流开关电源已成为主导市场。电力电子技术是利用电力电子技术对电能进行控制和转换的学科。它包括电力电子器件 、变流电路和控制电路三个部分，是电力、电子、控制三大电气工程技术领域之间的交叉学科。随着科学技术的发展，电力电子技术由于和现代控制理论、材料科学、电机工程、微电 子技术等许多领域密切相关，已逐步发展成为一门多学科相互渗透的综合性技术学科。
1）无工频变压器化：省掉工频电源变压器而采用直接从电网整流输入方式是开关电源减少体积和重量的一个重要措施。无工频变压器化已成为当代先进开关电源的一个特点。无工频变压器的开关电源与各种有工频变压器的直流稳压电源相比，其突出优点是体积小、重量、效率高。开关电源的电路形式已多种多样了。就调制技术而言有脉宽调制型、频率调制型、混合调制型，其中脉宽调制占绝大多数。目前出现了完全无变压器的开关电源，即连高频变换器都不需要。这种电源的最大特点是体积还可比现在的无工频变压器开关电源小的多，而且没有绕制的变压器这一类器件，可以集成电路工艺制作。
2）开关电源高频化：现代开关电源的一个显著特点是开关频率不断提高，不管是晶体管开关电源、可控硅开关电源还是场效应管开关电源都是向高频化方向发展。随着功率IGBT和MOSFET的出现，开关电源的工作频率已从早期典型的20KHz逐步提高到兆赫范围甚至G赫范围。
3）控制电路集成化：早期开关电源的控制电路是用分立元件构成的。这样，电路设计复杂，调试维修麻烦，影响开关电源的推广应用。为了适应开关电源的迅速发展，集成化的开关电源控制电路被研制成功，而且功能愈加完善。开关电源控制电路集成化，大大简化了开关电源的设计，提高了开关电源的电性能和可靠性，而且体积小，降低成本。
4）主要元器件高频化：为了适应开关电源迅速发展的需要，开关电源所用的主要元器件的发展也很快，其主要目标是高频化。开关电源中的开关元件-功率晶体管、可控硅和场效应管都在提高看工作频率方面取得了成绩。但是最引人注目的是功率管IGBT复合管，MOSFET场效应管的出现，它不仅开关频率提高到1MHz-1GHz，而且开关特性好，所需驱动功率小，不存在二次就穿，能防止热奔等特殊优点。另外大电流肖特基势垒的出现大大改善了低电压电流开关电源的整流效率，它具有开关速度快、反向恢复时间短，正向压降地等优点。在滤波过程中，电容器等器件也要在材料、结构工艺诸方面进行研制，以适应开关电源高频化的要求。
5）全数字化控制：开关电源的控制已经由模拟控制，模数混合控制，进入到全数字控制阶段。全数字控制是一个新的发展趋势，已经在许多功率变换设备中得到应用。但是过去数字控制在DC/DC变换器中用得较少。近两年来，开关电源的高性能全数字控制芯片已经开发，费用也已降到比较合理的水平，欧美已有多家公司开发并制造出开关变换器的数字控制芯片及软件。全数字控制的优点是：数字信号与混合模数信号相比可以标定更小的量，芯片价格也更低廉；对电流检测误差可以进行精确的数字校正，电压检测也更精确；可以实现快速，灵活的控制设计。
参考文献
[1]（美著）王志强译.开关电源[M].
开关电源变压器篇3
关键词：联锁；变压器；电力自动化；一、二级负荷
1 工程概况分析
某大厦为商住两用大楼，地下2层，地上19层，高80 m，建筑面积8.7万m2，空调型式为离心式冷水机组，另设有风冷热泵供重要场所空调。设计采用二路独立10 kV电源供电，同时工作，互为备用，备用100%。变压器选用4台1 600 kV•A和2台1 250 kV•A，其中2台1 250 kV•A专供冷冻站用电。设计采用2台1 600 kV•A和1台1 250 kV•A变压器为一组，共两组，每组中2台1 600 kV•A变压器低压侧单母线联络，可备供一、二级负荷，设置1台1 250 kV•A变压器作为此2台1 600 kV•A变压器的备用变压器，当1台1 600 kV•A变压器故障时，投入备用变压器（同时将备用变压器上所带负荷切除），不会造成非空调负荷的停电。而且，空调专用变压器为2台，当一台退出时，不致造成整个空调系统停机。以3台变压器一组为例，配电系统见图1。
图1低压配电系统图
2 低压配电柜开关联锁关系
K11、K21、K22三开关分别设置机械、电气联锁，禁止三者同时合闸。K11和K15，K21和K25，K51和K52等三组关分别互锁，禁止每组中的两个开关同时合闸。K22、K15、K25同一时间只允许一个开关合闸（即不允许其中任意二个开关同时合闸）。
3 停电故障时开关转换操作流程
a.高压系统平时2路电源同时工作，主开关合闸，母联开关断开，当1路进线电源失电时，断开该路进线开关，合上母联开关，由另一路电源提供全部负荷，当该路电源恢复时，断开母联开关，合上此路电源进线开关。
b.低压系统T1、T2、T5成组，T3、T4、T6成组。其中T5、T6为空调专用变压器。以T1、T2、T5为例：平时母联K22以及K52、K15、K25分闸，K11、K21、K51合闸，变压器各自运行。当T1、T2中的一路电源故障时，如T1故障时，断开K11，将T1、T2所带的三级负荷分闸，合上K22，由T2提供所有的一、二级负荷用电。当处于用电高峰或需要带起有负荷时，则利用空调变压器作为备供，断开K11、K51、K22、K25，合上K52、K15开关由T5变压器提供T1变压器所有负荷用电（T1变压器负荷率不大于0.75），T2不再给T1的一、二级负荷供电。
4 一、二级负荷的供电要求
《供配电系统设计规范》（GB 50052-95）第2．0．2条规定：一级负荷应由两个电源供电；当一个电源发生故障时，另一个电源不应同时受到损坏。第2．0．6条规定：二级负荷的供电系统，宜由两回线路供电。其条文说明强调：对二级负荷的供电方式，因其停电影响还是比较大的，故应由两回线路供电，供电变压器亦应有两台。该规范第3．0．6条规定：同时供电的两回及以上供配电线路中一回路中断供电时，其余线路应能满足全部一级负荷及二级负荷。根据以上条文，在变配电系统设计时，为满足一、二级负荷的双回路供电要求，在正常条件下，变压器应按二台一组设置，一、二级负荷的双回路分别引自不同的变压器，两台变压器设置低压联络。这样，当一台变压器或其主开关、主母线发生故障时，不致造成一、二级负荷的失电。
那么对变压器的选择有哪些要求，该如何选择变压器的负荷率，当一、二级负荷较大造成负荷率太低时，该如何处理？
5 成组的二台变压器，在互为备供时，须满足以下要求
5．1二台变压器尽量选为容量一致
只有当两台变压器容量相等时，才能满足当任一台变压器故障时，另一台能够提供最大的备供容量。如果二台容量不一致，当大容量变压器故障时，小容量变压器的备供容量可能会不够。
5．2二台变压器的低压主开关与母联开关应设机械、电气联锁
当二台变压器互为备供时，低压母线分段处设置母联开关，二台变压器低压主开关与母联开关设机械、电气联锁，防止变压器并网运行，只有当两变压器低压主开关不同时合闸时，才能允许母联开关合闸。
5．3当变压器投切时，三级负荷宜能自动脱扣二台变压器互为备供
一般采用手动投切方式，先切除失电母线主开关及三级负荷，再合上母联开关，由另一台变压器提供所有一、二级负荷的用电，三级负荷的断路器可设失压脱扣以方便切除。当采用电力自动化监控系统时，可采用自动投切方式，这时，三级负荷的断路器宜设电动操作机构。
6 一、二级负荷占总负荷的比率与变压器负荷率的关系
为满足规范GB 50052-95第3．0．6条的要求，必须按照一、二级负荷占总负荷的比率来选择变压器的负荷率。
设二台变压器容量为S1和S2，一、二级负荷占各自变压器总负荷的比率分别为m1和m2，变压器的负荷率分别为η1和η2，忽略功率因数的差异，备供变压器负荷率为η3。则有：m1η1 S1＋m 2η2 S2≤η3 S1或η3S2。
根据上节所述，尽量选择二台变压器容量相等，即S1= S2，则有：m1η1＋m 2η2≤η3。
在设计时，为保证二台变压器具有相同的运行条件，一般的选择是：m1=m 2＝m，η1=η2=η，则有：mη≤0.5η3，计算见下表。
根据一、二级负荷占总负荷的比率计算变压器负荷率
通过计算出一、二级负荷占总负荷的比率，就可以选择相应的变压器负荷率，从上表可看出，当占比达到0.7以上时，变压器的负荷率较小，变得不够经济，在一些特殊的建筑类型中，一、二级负荷“占比”较大的情况是经常存在的，如医疗建筑、金融建筑、体育建筑、交通建筑等。
7 可通过下列方法解决一、二级负荷“占比”较大造成变压器负荷率较低的问题
a.降低一、二级负荷的占比，尽量将非重要负荷分摊于2台变压器，当空调主机容量小于630 kV•A，不适合采用专用变压器时，将空调负荷纳入2台变压器的供电范围。
b.当变压器台数为4台及以上时，尽量将非重要负荷分摊于各变压器，不宜让其中一组变压器只带重要负荷而造成“占比”较大。
c.增大备供时变压器的负荷率η3，一般干式变
压器采用强迫风冷方式时，可超载10%运行，故应急情况下满载运行（即η3=1）也是可行的。
d.减少一、二级负荷的容量，例如采用LED光源的应急灯具以减少应急照明容量，采用节能型灯具减少公共区照明容量，配合水、暖专业选用节能型电机等。
e.对于有些建筑，除规范规定的一、二级负荷外，还须考虑运营性问题，如笔者设计的某大型医疗建筑，年营业额高达20亿元，折合每天的营业额接近550万元，停电造成的损失是非常大的，几乎所有的医疗负荷都是重要负荷，不宜停电。当变压器故障时，仅仅提供一、二级负荷是不够的，经过考虑，增加空调专用变压器为备供变压器，解决了这个问题，见上面工程设计实例。
8 总结
本工程设置电力自动化监控系统，高压及低压主开关、母联开关、分开关均设置电动操作机构和多功能数控仪表，由高低压多功能数控仪表、高压数字式综合继电保护器、变压器温控器、无功补偿控制器、智能通信处理器和电力监控主机组成电力自动化监控系统，采用Modbus协议，各测控器件通过屏蔽双绞线和通讯转换器接入智能通讯管理器。智能通讯管理器输出TCP/IP协议信号，与监控主机通信。
开关电源变压器篇4
1 引 言
近年来, 我国上海、广州和北京等城市引进的地铁车辆上, 辅助电源均采用了静止式辅助逆变电源。广州地铁和上海地铁2# 线为igbt 辅助逆变电源; 北京“复八线” 为gto 热管散热器自冷式辅助逆变电源。因此开发和研制地铁车辆静止式辅助逆变电源实现国产化是发展我国城市轨道交通的必然趋势。静止式辅助逆变电源与传统的电动发电机组供电方式的比较如下:
(1) 静止式辅助逆变电源直接从地铁动车第三轨受电, 经过dc/ dc 斩波变换后向三相逆变器提供稳定的输入电压, 通过vvvf 变频调压控制, 逆变器输出三相交流电压向负载供电, 对于多路输出电源, 电路采用变压器隔离形式。这种辅助逆变电源的优点是输出电压品质因数好、电源使用效率高、工作性能安全可靠。
(2) 传统地铁辅助电源通常采用旋转式电动发电机组的供电方案。电动机从dc750v 第三轨受电, 发电机输出三相交流电压向负载供电, 对于直流dc110v 和dc24v 部分用电设备, 仍需通过三相变压器和整流装置提供电源。这种供电方式机组体积大、输出容量小、效率低, 电源易受直流发电机组工况变化的影响, 输出电压波动大, 可靠性差。
2 地铁车辆辅助电源系统方案比较
下面针对dc750v 地铁车辆上几种常用的辅助逆变电源电路结构方案, 进行分析和比较。211 直接逆变方式图1 是地铁车辆辅助逆变电源最简单的基本电路结构形式。开关元器件通常可采用大功率gto , igbt 或ipm 。辅助逆变电源采用直接从第三供电轨受流方式, 逆变器按v/ f 等于常数的控制方式, 输出三相脉宽调制电压向负载供电。这种电路的特点是电路结构简单、元器件使用数量少、控制方便, 但缺点是逆变器电源输出电压容易受电网输入电压的波动影响, 输入与输出不隔离, 输出的电压品质因数差、谐波含量大、负载使用效率低。
图1 直接逆变辅助电源电路结构原理图
212 斩波降压逆变方式
斩波降压加逆变方式的辅助电源电路结构如图2 所示。此电路主要由单管dc/ dc 斩波器、二点式逆变器、三相滤波器、隔离变压器和整流电路组成。逆变器输出经过三相滤波后, 输出稳定的正弦三相交流电压, 作为驱动空调机、风机等三相交流负载电源, 同时三相交流电压经变压器和整流后, 可实现电源的多路直流输出。其特点如下。
(1) 三相逆变器输出电压不受输入电网电压波动的影响, dc/ dc 斩波的闭环控制可以保持逆变器输入电压的恒定。
(2) 每台辅助逆变电源斩波器只需一只大功率高压igbt 元件, 逆变器可以采用较低电压的igbt 元件。
(3) 由于逆变器输入电压恒定, 对于只要求cvcf 控制的逆变器来说, 只需要一定数量的梯波输出, 即可保证逆变器输出稳定的脉宽调制电压, 谐波含量小于5 % 。
(4) 斩波器分散布置在每台车的电源上, 机组结构统一。对于供电网, 虽然每台电源斩波的开关频率相同, 但它们之间的斩波相位差是随机的, 同样可实现斩波器多相多重斩波作用。
(5) 隔离变压器的使用实现了电网输入与输出负载之间的电气隔离。
图2 斩波降压逆变方式电路结构原理图
213 两重斩波降压逆变方式
与单管直接dc/ dc 斩波降压逆变方式的辅助电源电路基本相同, 两重斩波器替代了dc/ dc 单管斩波器, 开关元器件可采用gto 、igbt 或ipm 。电路结构原理图如图3 所示。其特点如下。
(1) 采用两重斩波器, 当上、下两个斩波器控制相位互相错开180°时, 可以使斩波器的开关频率相应提高一倍, 因而可大大减小滤波装置的体积和重量, 降低逆变器中间直流环节电压的脉动量, 提高辅助逆变电源的抗干扰能力。
(2) 两重斩波器闭环控制起到了稳压和变压作用, 因此可提高逆变器的输出效率。
(3) 两重dc/ dc 斩波器与单管斩波器相比, 开关元器件和斩波器的附件多了一倍, 但管子的耐 压可降低一半, 提高了元件的使用裕度和设备的安全可靠性。
(4) 直流供电网与负载之间的变压器隔离以及相应设计的滤波器, 可以保证逆变器输出的三相交流电压谐波最小, 且可降低对负载过充电压的影响, 提高负载的使用寿命。
图3 两重斩波降压逆变方式电路结构原理图
214 升降压斩波逆变方式
图4 为升降压斩波加逆变的地铁辅助电源电路结构原理图, 前级斩波由一个平波电抗器及两个开关管、二极管和储能电抗器构成, 升降压斩波器本质上相当于两相dc/ dc 直流变换器, 控制系统采用pwm 控制方式。两个开关管交替通断, 按输出电压适当地控制脉冲宽度, 可以获得与输入电压相反的恒定直流输出电压。后级逆变输出由两点式三相逆变器和三相滤波器组成。斩波器和逆变器开关元器件可采用gto 或igbt , ipm 等。此电路的特点是: 电网电压的波动不影响斩波器输出电压的恒定稳定, 当电网电压高于斩波器输出电压时, 斩波器按降压斩波控制方式工作; 当电网电压低于斩波器输出电压时, 斩波器按升压斩波控制方式工作。两个开关管的交替导通和关断, 提高了斩波开关频率, 降低了储能电抗器体积和容量以及开关器件的电压应力, 减小了输出电压的脉动量。
图4 升降压斩波逆变方式电路结构原理图
3 地铁辅助逆变电源的开发与研制
铁道科学研究院机车车辆研究所早在20 世纪80 年代末, 已开始采用先进的变流控制技术和新型大功率gto 和igbt 元器件, 开发车载电源产品。先后研制出大功率gto 斩波器、两象桥式igbt 斩波器、驱动大功率直线电机和地铁车辆的车载igbt 逆变器。1999 年研制客车dc600v 供电系统的空调逆变电源, 并于当年6 月在铁道部四方车辆研究所通过了性能试验,9 月在武昌车辆段k79/ 80 上装车运行。
2000 年开发研制出用于内燃机车和电力机车的空调逆变电源, 该产品已在南昌内燃机务段和邵武电力机务段装车运行考核。 2002 年针对北京“ 复八线” 地铁车辆进口辅助逆变电源的技术条件, 铁道科学研究院机车车辆研究所研制开发出了dc750v 国产化地铁车辆辅助电源工程化机组, 并通过铁道部产品质量监督检测中心机车车辆检验站的型式试验。开发研制的dc750v 地铁辅助电源总容量为40 kva , 主要负荷为照明、换气扇、司机室空调机组和车辆dc110v , dc24v 控制电源。考虑到电源的可靠性和车辆上多路电源的随机多重性, 电源主电路采用单管斩波降压逆变电路, 大功率igbt 开关元件和热管散热方式。控制采用斩波和逆变双闭环脉宽调制控制技术, 保证了电源三相交流输出电压稳定性好、谐波含量低。其主要技术参数见表1 。
表1 地铁辅助电源装置主要技术参数
这种地铁辅助电源具有如下特点。
(1) 辅助电源斩波器采用斩波闭环控制方式, 保证输入电压变化时, 逆变电源中间直流环节的电压稳定。
(2) 输出逆变器的开关频率设定为214 khz , 采用了谐波抑制方法, 有效地抑制了输出电压、电流谐波含量和对输出高频隔离变压器冲击, 提高了逆变器的功率因数和负载的使用效率。
(3) 采用三相滤波装置和隔离变压器, 实现了输入与输出、交流负载和直流输出电源之间的电气隔离。
(4) 采用变频启动方式, 电器负载的启动电流冲击小, 有利于延长负载设备的使用寿命。
(5) 控制系统采用了mc80c196 十六位单片机作为主控制单元, 具有实施控制、保护、自诊断、自恢复、故障存储、l ed 指示灯和汉字显示、数据传输、指令接收等功能。
(6) 控制系统设有短路、过压、欠压、过流、过热、接地等故障保护功能, 保护信号消失后自动恢复运行, 提高了地铁辅助逆变电源的安全性和可靠性。
(7) 主控制单元使用箱式插板结构, 便于维修、检修及更换设备。为适应机车运行中的冲击大、振动大等特点, 机箱采用金属框架结构, 具有较高的机械强度和良好的电磁屏蔽效果。
dc750v 地铁辅助电源额定负载试验波形如图5 ～ 图8 所示。
图5 输入电压与输出电压的稳态波形
图6 输出电压、电流波形
图7 中间环节电压起动、稳态、停止过程
4 结 论
(1) 采用静止辅助逆变电源代替传统的直流发电机组供电装置, 已是地铁与轻轨城市轨道交通发展的必然趋势。
(2) 静止辅助逆变电源方案的选择, 应结合国内电力电子技术的发展、元器件的使用水平以及国外地铁电动车组辅助逆变电源的发展方向, 研制和开发出适合我国城市轨道交通地铁和轻轨车辆的辅助逆变供电系统。
(3) 地铁静止辅助逆变电源的研制成功标志着我们已具备了开发和生产国产化地铁辅助电源的能力。
图8 输出电压、电流起动、稳态、停机过程
参考文献
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开关电源变压器篇5
关键词： 高增益Z源逆变器； 电容电压； 升压单元； 级联单元
中图分类号： TN61?34； TM464 文献标识码： A 文章编号： 1004?373X（2016）24?0149?05
A new high?gain quasi Z?source inverter
CAI Zhilin， HOU Tao
（School of Automation and Electrical Engineering， Lanzhou Jiaotong University， Lanzhou 730070， China）
Abstract： Since the traditional Z?source inverter has the problems of insufficient voltage boost ability， high capacitor voltage stress， discontinuous input current， and low DC link voltage utilization ratio under the condition of the high?voltage gain， a new high?gain quasi Z?source inverter topology is proposed. The boost unit is cascaded in the Z?source network， and two capacitors and two inductances are introduced in the topology structure. This topology can improve the boost ability and DC link voltage utilization ratio， and widen the modulation ratio. In comparison with the traditional Z?source inverter， this inverter can reduce the capacitor voltage stress effectively under the condition of the same voltage gain. The smaller shoot?through duty ratio can reduce the breakover loss of the shoot?through state， and realize the continuity of input current. The more the boost voltage cascade units are imported， the better the boost capability becomes； the wider the modulation ratio is， the higher the voltage utilization ratio becomes， and the lower the capacitor voltage stress becomes. A lot of simulation studies are carried out in Matlab， and the results prove that the new topology is correct and valid.
Keywords： high?gain Z?source inverter； capacitor voltage； boost unit； cascade unit
0 引 言
Z源逆变器以其独特的阻抗源网络，有效实现了升降压变换，弥补了传统电压源与电流源逆变器输出交流电压只能小于输入直流电压的不足[1?2]。将其应用在光伏发电，风力发电等新能源领域，可省去直流升压电路，效率更高，得到了广泛研究[3?5]。但传统Z源逆变器升压能力不足，电容电压应力较高，由于直通占空比与调制比的制约关系，在需要较高的电压增益时，不得不减小调制比以获得较大的直通占空比，这同时造成了直流链电压利用率降低[6?7]。因此，改进Z源网络，以提高升压能力，降低电容电压应力，提高直流链电压利用率是Z源逆变器的主要研究方向[7?9]。
Z源逆变器自被提出以来，为弥补传统Z源逆变器的不足，出现了一些改进拓扑。文献[10]首次提出准Z源逆变器，实现了输入电流连续，降低了Z源网络其中一个电容的电压应力，但升压能力未得到提升。文献[11]提出一种基于开关电感的准Z源逆变器，用开关电感单元代替Z源网络中的一个电感，提高了升压能力。文献[12]对开关电感单元进行改进，将其中一个二极管用一个自举电容代替，升压能力进一步提高，但逆变器启动过程中，自举电容迅速充电，开关电感单元中的二极管启动冲击电流非常大，极易损坏，而且升压能力仍不够理想。文献[13]提出一种Trans?Z?source逆变器Z源逆变器，在Z源网络中引入变压器，有较好的调压性能，但增加了系统的体积和复杂性，且造价较高。针对以上问题，本文提出一种基于升压单元的新型高增益准Z源逆变器拓扑。首先，传统Z源网络中正负直流母线端的电感用一升压单元代替，其次，对传统Z源网络进一步改进，引入一对电容和一对电感。新型拓扑有效提高了升压能力，拓宽了调制比范围，电压利用率提高，输入电流连续，在相同的电压增益时，电容的电压应力更低，直通占空比更小，直通状态的导通损耗降低。仿真结果证明了该新型高增益准Z源逆变器的正确性。
1 传统Z源逆变器
图1为传统Z源逆变器的电路拓扑[14]。前级Z源网络由二极管、对称相等的电感L1和L2、电容C1和C2构成，前级Z源网络与后级逆变桥共同构成传统Z源逆变器。
根据传统Z源逆变器的工作原理，为实现升降压变换，有两种工作状态：直通状态与非直通状态。直通状态时，二极管D关断，电感充电，电容放电；非直通状态时，二极管D导通，电感放电，电容充电。直通状态与非直通状态交替工作，电路稳态时，由伏秒特性原则，一个开关周期电感的平均电压为零，可得Z源网络的直流链电压Ui为：
2 新型高增益准Z源逆变器
2.1 电路拓扑
为了实现高电压增益，高电压利用率和低电容电压应力，将传统Z源逆变器中正负直流母线端的电感用一升压单元代替；为了进一步提高其调压性能和实现输入电流连续，在传统Z源网络中又增加了两个电感L1，L2和两个电容C1，C2，共同构成新型高增益准Z源网络，新型高增益准Z源网络与逆变桥共同构成新型高增益准Z源逆变器，具体拓扑结构如图2所示。
新型高增益准Z源网络中电感L2与L3，电容C2与C3，二极管D2组成直流母线正端升压单元；电感L5与L6，电容C5与C6，二极管D4组成直流母线负端升压单元。由新型高增益准Z源网络的对称性，升压单元与Z源网络中的电感值和电容值分别对称相等，即：
式中：LD，CD为升压单元的电感值与电容值；LQ，CQ，CZ为Z源网络的电感值与电容值。由式（4）与式（5）可知，在电路正常工作条件下，电感与电容的电压模值同样满足式（4）与式（5）的关系。
2.2 工作原理
新型高增益准Z源逆变器的工作原理与传统Z源逆变器相似，同样分为直通状态和非直通状态。具体工作原理如下：
（1） 直通状态。逆变器工作在直通状态时的等效电路图如图3所示。
直通状态时，二极管D1～D4反相关断，逆变器桥臂短路，由基尔霍夫电压定律得：
[Udc=2ULQ+2UCQUCZ=UCD+ULDUi=0] （6）
（2） 非直通状态。逆变器工作在非直通状态时的等效电路如图4所示。非直通状态时，二极管D1～D4正向导通，逆变器与负载可等效为电流源，由基尔霍夫电压定律得：
[Udc=2ULQ+2UCQ+UiUCQ=UCD+ULDUi=UCZ+ULD+UCDULD=UCD] （7）
根据伏秒特性原则，一个开关周期新型高增益Z源网络中电感平均电压为零，由式（6）、式（7）可得新型高增益Z源网络的电容电压：
[UCZ=1-2D01-5D0Udc] （8）
[UCQ=2D01-5D0Udc] （9）
其中，升压单元中电容电压：
[UCD=D01-5D0Udc] （10）
由式（7）～式（10）可得新型高增益准Z源逆变器的直流链电压：
[Ui=11-5D0Udc=BUdc] （11）
比较式（1）与式（11），相同占空比时，新型高增益准Z源逆变器的升压因子B远大于传统Z源逆变器的升压因子。
2.3 多升压单元级联高增益准Z源网络
为了进一步提高新型高增益准Z源逆变器的升压能力，在相同电压增益下降低电容电压的应力，可将多个升压单元进行级联，链接方式如图5所示，构成多升压单元级联的新型高增益准Z源网络。
假设新型高增益准Z源网络直流母线正负端级联的升压单元数目为n，各升压单元中的电容电压模值均相等，可表示为：
[UCD=D01-（2n+3）D0Udc] （12）
准Z源网络的电容电压为：
[UCQ=（n+1）D01-（2n+3）D0Udc] （13）
[UCZ=1-（n+1）D01-（2n+3）D0Udc] （14）
级联新型高增益准Z源网络的直流链电压为：
式中，升压单元级联数目n越多，升压因子B越大，新型高增益准Z源逆变器的升压能力越强。
3 升压能力及电容电压应力分析
3.1 升压能力分析
由于占空比与调制比存在制约关系，为了实现Z源逆变器最大程度的升降压变换，减小开关器件的电压应力及电感电流的脉动，常采用恒占空比最大化调制[15]，即调制过程中始终保持：
图6为传统Z源逆变器与新型高增益准Z源逆变器的升压能力对比图。首先，取相同调制比时，新型高增益准Z源逆变器升压能力明显高于传统型，且随升压单元级联数的增加，升压能力进一步增强；其次，当需要较高电压增益时，由升压占空比与调制比存在制约关系，如式（16）所示，传统Z源逆变器不得不降低调制比M，以获得较大的升压占空比D，由G=MB，进而得到高电压增益，但同时也造成了直流链电压大幅升高，开关器件和电容电压应力增大，直通状态的导通损耗增加。而对于新型高增益准Z源逆变器，仍可取较高的调制比，即在较小的直通占空比下，直流链电压无需过高，就可获得较高的电压增益，升压能力强，电压利用率更高，开关器件与电容的电压应力低，且直通状态的导通损耗小。并且升压单元级联越多，优越性越明显，很大程度上克服了传统Z源逆变器的不足。
3.2 电容电压应力分析
在相同电压增益时，传统Z源逆变器的电容电压可表示为：
[UC=3G2] （17）
新型高增益准Z源逆变器的电容电压可表示为：
[UCQ=（n+1）（23-G）23-（2n+3）G-（2n+3）（23-G）Udc] （18）
[UCZ=23-（2n+3）G-（n+1）（23-G）23-（2n+3）G-（2n+1）（23-G）Udc] （19）
其中，升压单元的电容电压可表示为：
[UCD=23-G23-（2n+3）G-（2n+1）（23-G）Udc] （20）
Z源网络电容电压与直流输入电压比和电压增益的关系曲线如图7所示。在电压增益相同时，新型高增益准Z源逆变器的Z源网络上的电容电压UCZ，UCQ和升压单元的电容电压UCD均小于传统型Z源逆变器的Z源网络上电容电压UC。取相同电压增益，随升压单元数n的增加，UCZ与UCD也更小，而UCQ保持不变。整体上，新型高增益准Z源逆变器的所有的电容电压应力均更低，更加可靠。
4 仿真结果与分析
为验证所提新型高增益准Z源逆变器拓扑结构的正确性，在Matlab中建立新型高增益准Z源逆变器与传统Z源逆变器仿真模型。新型准Z源逆变器仿真参数：直流出入电压Udc=200 V，升压单元数n=1，新型高增益准Z源网络的电容C1=C4=C7=C8=500 μF，电感L=2 mH；升压单元中的电容C2=C3=C5=C6=500 μF，电感L=2 mH，开关频率取f=4 kHz。传统Z源逆变器仿真参数：Z源网络的电感L=2 mH，电容C=500 μF，其他参数两者均相同。仿真结果如图8～图14所示。
采用恒占空比最大化调制，设直通占空比D0=0.15，则M=0.981。由式（1）得出传统Z源逆变器的升压因子B=1.429；由式（11）得出新型高增益准Z源逆变器的升压因子B=4。图8为传统Z源逆变器直流链电压，最大值约280 V（理论值[200×1.429=285 V]）；图10为新型高增益准Z源逆变器直流链电压，最大值约800 V（理论值[200×4=800 V]），升压能力较强。图9为传统Z源逆变器输出相电压，其最大值U0约为140 V（理论值[285÷2×0.981=139 V]）；图11为新型高增益准Z源逆变器输出相电压，其最大值U0约为390 V（理论值[800÷2×0.981=392 V]），可见新型高增益准Z源逆变器的升压能力更强。
图12与图13为取相同电压增益G=3时，传统Z源逆变器与新型高增益准Z源逆变器输出相电压，最大值U0都约为300 V（理论值[200÷2×3=300 V）]。
图14为电容电压对比图，传统Z源逆变器的电容电压明显大于新型高增益准Z源逆变器的电容电压。当G相同时，由式（1），式（3），式（11），式（16）得传统Z源逆变器的占空比D0=0.381，新型高增益准Z源逆变器的占空比D0=0.134，所以新型高增益准Z源逆变器的直通状态时间短，因此，直通状态时的导通损耗更小。
5 结 论
本文提出的新型高增益准Z源逆变器拓扑，利用升压单元，显著提高了升压能力，拓宽了调压范围，实现了输入电流连续。该新型拓扑在较高的电压增益条件下，依然可以获得较高的调制比，因此直流链电压利用率高，同时可有效降低Z源网络电容的电压应力，更加可靠，很好地解决了传统Z源逆变器的不足。而且采用升压单元级联，可以获得更高的电压增益和更小的电容电压应力，优越性更加明显。在相同电压增益时，相对于传统Z源逆变器直通占空比更小，导通损耗降低。因此，所提出的新型高增益准Z源逆变器在直流电压输入较低，波动较大或转换效率要求较高的场合，如光伏发电、风力发电、新能源汽车等领域有着广阔的应用前景。
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开关电源变压器篇6
1.1便携式电源原理粗电指电能质量较差一次交流电,实际应用多数需将其转换为精电即直流电。根据输出,电源可分为4类:整流AC-DC、逆变DC-AC、变频AC-AC和直流变换DC-DC。电源组成原理不同可分为LDO线性直流稳压电源和开关电源,开关电源分为隔离型开关电源和非隔离型开关电源[1]。LDO线性直流稳压电源,纹波小、功耗高、效率低30%~40%,不适合高效便携式电子设备;隔离式开关采用变压器调节输出电压,安全、高效,效率能达到80%,但技术难度大,成本高,体积大,用于较大电子设备;现代便携式电子设备一般采用锂电池供电,电源电路采用DC-DC直流变换,将电池输出直流电压转换成系统需要的各种直流电压,转换效率高、静态电流小,是现代便携式电子设备常用的电源转换电路[2,3]。DC-DC变换是将固定的直流电压变换成系统所需的直流电压输出,经直流斩波,将输入电压斩成脉冲方波,由储能元件实现升压或降压,整流、滤波后输出高效率、高精度、高稳定度二次直流电压[4]。DC-DC变换电路控制方式分为硬开关技术和软开关技术,硬开关包括PWM脉冲宽度调制和PFM脉冲频率调制,PWM调制方式不改变开关周期,改变开关占空比控制输出电压幅度;PFM调制方式是占空比不变,调制信号频率随输入信号幅值变化;软开关谐振变流器是利用LC串并联谐振网络实现开关零电压导通ZVS和零电流关断ZCS,实现开关开通和关断功耗为零,减小变换器开关损耗。DC-DC直流变换器电路形式主要有:Buck降压斩波器,Boost升压斩波器,Buck-Boost降压或升压斩波器等,根据便携式设备要求选择不同的电路形式[5]。1.2便携式电源节能技术现代便携式设备电源技术成熟,便携式设备连续工作时间、待机时间、使用寿命成为各大厂商竞争焦点,增加便携式设备连续工作时间和待机时间最直接的方法增加锂电池容量,提高电源转换效率,降低系统功耗。根据摩尔定律,集成电路内部器件集成度每18个月翻一翻,CPU数据吞吐量增大处理速度提高,系统功耗不断增加,锂电池发展速度远跟不上集成电路发展速度,电池发展相对滞后已经成为制约便携式电子设备发展的一个瓶颈[6]。提高便携式设备电源转换效率主要方法有提高电源整流器件效率,降低电源内部静态电流。传统PWM控制DC-DC变流器,系统平均功耗Pav=CO×V2DD×f,CO负载等效电容,VDD电源电压,f开关频率,看出DC-DC变换器功耗与开关频率成正比,与电源电压平方成正比,降低变换器开关工作频率能有效降低开关动作次数降低功耗,代价是降低CPU数据处理速度,电源装置中无源器件体积增大静态功耗增大,;当前处理器主频不断提高数据处理速度不断加快,降低系统功耗只有降低电源电压[7]。DC-DC直流变换器主要损耗为整流二极管和续流二极管,即使采用快恢复二极管FRD、超快恢复二极管SRD和肖特基二极管SBD,在二极管上产生较大压降,降低电源效率,传统二极体整流电路已无法满足现代便携式电子设备,当前便携式设备电源基本采用同步整流技术,用通态电阻极低功率MOSFET,代替整流二极管,降低整流二极管导通压降,同步整流技术要求栅极电压与被整流电压相位保持同步,有效降低整流损耗,提高电源效率[8,9]。便携式设备电源智能管理技术,指按时间顺序对设备电压和电流智能化管理,根据用户使用情况不同实时控制模块输出电压,有效分配电源功率,降低电源模块静态电流,降低空闲设备能耗,最大限度减小损耗提高系统效率。硬件管理指硬件电路选择静态电流小的COMS器件,降低静态功耗;软件管理指使用便携式电源管理器对电源动态管理,降低空闲设备功耗。现代智能手机功能十分完善,使用不同功能供电不同,例如接打电话、发短信、听音乐、无线上网、看电影,需要不同供电,采用电源智能管理技术能有效降低系统功耗,提高便携式设备电源效率[10-11]。便携式设备电源采用系统整流模块休眠技术提高电源效率,整流模块休眠技术根据输出电流大小实时动态控制电源系统各套整流模块,及时关闭不需要的整流模块,降低系统负载损耗和空载损耗同时保证输出,整流模块休眠技术根据实际需要,采用软件设置休眠时间和休眠次序。整流模块休眠技术要求电源系统至少要有两套以上整流模块,提高电源效率同时也增加了硬件开销,提高便携式设备的实际成本[12]。
2现代便携式设备电源应用
2.1MC34063原理MC34063输入电压范围宽,静态电流低,输出驱动电流大,振荡频率高是一款典型的双极性现代便携式设备DC-DC电源控制器,输入电压3.0~40V,输出电压1.25~40V,最大输出电流1.5A,开关管集电极与发射极最大电压40V,开关振荡频率100Hz~100kHz,可实现电源升压、降压、反向等变换,效率高达80%以上[13],MC34063内部模块原理及引脚功能如图1所示。MC34063内部包含1.25V带隙参考电源、电压比较器、振荡器、逻辑控制器和开关管。MC34063DC-DC变换器第5脚输入电压与1.25V带隙参考电压比较,比较后结果输入逻辑控制器与振荡器输出振荡方波相与,相与后逻辑电平输入RS触发器控制开关管T1和T2;振荡器内部包含恒流源,第3脚外接定时电容调整振荡频率,外接电容充电,振荡器与比较器同时输出高电平,RS触发器置1开关管导通。电流IS检测端实时检测7脚电阻RSC电压,电流检测端电压超过300mV,振荡器外接电容CT快速充放电,控制开关管占空比,稳定输出电压,MC34063应用电气参数如表1所示,应用条件不同电气参数适当调整[14]。2.2降压电路及参数计算用MC34063DC-DC变换器设计一个输入电压+5V输出电压+3.3V纹波小于10mV降压直流电源,输出电流IO(max)=500mA原理如图2,降压电路电流流经检测电阻R1、开关管T1与T2、电感L1、电容C1、续流二极管D1、负载RL,通过比较器反向输入端第5脚外接电阻R2与R3监视输出电压Vout=1.25×(1+R2R3)。DC-DC变换器处于TON状态,RS触发器S端输入高电平,开关管T1与T2导通,电流经开关管集电极到发射极,第2脚外接储能元件电感L1充磁电容C1充电,电感L1达到最大峰值电流IPK停止充磁,续流二极管D1反向截止;DC-DC变换器处于TOFF状态,RS触发器S端输入低电平,开关管T1与T2截止,第2脚外接储能元件电感L1和电容C1放电为负载提供电流,续流二极管D1导通,由于电感电流不能突变,输出电流方向不变,只要开关频率与储能元件充放速度足够快负载可以得到连续的直流电压,实现降压[15]。根据运放“虚短”和“虚段”,集成电路内部比较器第5脚输入电流为零,取R3=1.2kΩ,输出电压Vout=1.25×(1+R2R3),得R2=2kΩ,通过输出回路电阻R2与R3电流I=VOUTR2+R3=1mA,电阻R2功率P=U2×I=2mW,电阻R2与R3选择0.125W;续流二极管D1选择肖特基二极管1N5819,最大反向浪涌电压VRRM=40V,最大正向浪涌电流IFSM=25A,二极管均方根电压VRMS=28V,平均整流电流I(AV)=1A,正向压降VF=0.6V。设MC34063开关振荡频率f=20kHz,周期T=50μs,由参数手册得TONTOFF=VOUT+VFVIN(MAX)-VSAT-VOUT=3.3+0.65-1-3.3=3.90.7,TON≈40μs,TOFF=7μs,振荡电容CT=4×10-5×TON=4×10-5×40×10-6=1600pF,开关管电流IPK=2IOUT=1A,第7脚电流检测引脚限流电阻RSC=VIPKIPK=300mV1A=0.3Ω功率0.25W,电感L1为VIN(MAX)-VSATIPK×TON=5-0.61×50uS=220uH,输出电容CO实际应用选择100μF耐压10V电解电容[16]。2.3升压电路及参数计算用MC34063DC-DC变换器设计一个输入电压+3.3V输出电压+5V纹波小于10mV升压电源,输出电流IO(max)=500mA原理如图3,升压电路电流流经检 测电阻R5、开关管T1与T2、电感L2,续流二极管D2,负载RL,比较器反向输入端监视输出电压,Vout=1.25×(1+R5R6),R6取1.2kΩ,R5为3.6kΩ,功率0.25W。当DC-DC变换器管T1与T2处于TON状态,DC-DC变换器形成2个回路,即电感回路和电容回路。回路1:由电容C6、负载RL构成,电容C6放电,保持电源输出电压和电流幅度稳定、方向不变,续流二极管反向截止,由电容提供能量;回路2:由电感L2、开关管T1与T2构成,电感L2将电源电能转变为磁能存储,充电电流由0到IPK;当开关管T1与T2处于TOFF电感中磁能转换为电能输出提升输出电压,实现升压[17]。
3性能参数测试
MC34063DC-DC变换器电路测试仪器有优利德(UNI-T)四位半数字万用表UT56,泰克(Tektronix)100MHz数字存储示波器TDS2014C,负载电阻采用10Ω额定功率5W水泥电阻,经实际测试电源性能参数如表2所示。由MC34063DC-DC构成的便携式设备电源变换器输出稳定可靠,纹波小,线性调整率和负载调整率优良,效率高,自适应性强,完全能满足便携式设备实际使用要求。
4结束语
开关电源变压器篇7
1 概述
反激型DC/DC变换器因结构简单、成本低廉而广泛应用于各种辅助电源和小功率电源中。但是，单管反激变换器主开关电压应力大，在输入电压较高的场合使用起来比较困难。另外，反激变换器的变压器漏感一般比较大，导致主开关上产生很高的电压尖峰，使电压应力进一步增加。传统的双管反激变换器如图1所示，其两个主开关的电压应力为输入电压，克服了单管反激开关电压应力大的缺点，并且漏感能量可以回馈到输入侧，不需要吸收电路，但它带来了占空比D不能大于50％的缺点，在宽范围场合应用有局限性。本文提出了一种能工作在占空比大于50％条件下的双管反激变换器，如图2所示，不过它和传统的双管反激相比也并非十全十美，其漏感能量需要外加缓冲电路来吸收。本文详细、客观地分析和比较了这两种双管反激变换器在工作原理和特性上的差异，阐述了一些独特的观点，并且给出了两种双管反激的实验结果比较，旨在为电源设计者选用这两种双管反激变换器时提供理论依据和参考数据。
2 工作原理
为了分析方便，假设各器件具有理想特性，电感、电容足够大，输入电压没有脉动，电路已经进入稳态。
传统双管反激变换器在两个开关管S1及S2导通期间，加在变压器原边的电压为输入电压Vin，原边电流流过S1及S2，并且线性上升。副边二极管反向偏置，副边电流为零。当S1及S2同时关断后，原边电流逐渐下降到零。二极管D1及D2随即导通，由于实际电路中漏感的影响，变压器原边上的电压被钳在－Vin，副边二极管因此导通。储存在原边漏感中的能量全部反馈到输入侧后，D1及D2关断，变压器原边电压降至副边绕组反射电压－nVo（n为变压器原边对副边的变比），副边二极管维持导通，直到下一开关周期开始。
改进的双管反激变换器，如图2（a）及图2（b）所示，有两种结构，是为了克服传统双管反激变换器占空比不能大于50％的缺点而提出的，因此，称之为宽范围双管反激变换器。该变换器与传统双管反激结构上的区别在于分别去掉了一个钳位二极管，这样会有一个主开关的电压应力得不到限制，可能造成过压，所以，要对两个开关的关断次序进行人为的控制。对于图2（a），S2应该比S1先关断；对于图2（b），S1应该比S2先关断。图2（a）及图2（b）所示两种结构的工作原理是类同的，下面就仅对图2（b）的结构进行分析。
同样，在S1和S2导通期间，加在变压器原边上的电压为Vin，原边电流线性上升，同时副边二极管截止。随后，将S1关断，S2继续导通，激磁电感和S1的结电容C1谐振，考虑到实际中激磁电感非常大而结电容非常小，并且这段时间又非常短，所以，可以看成原边电流对C1进行恒流充电，C1上的电压线性上升。一旦C1上的电压到达Vin，D1就导通，变压器上电压为零，原边电流流过S2和D1且保持不变。当S2也关断后，激磁电感和S2的结电容C2谐振，同样可以看成原边电流对C2恒流充电，C2上的电压线性上升。当C2上的电压上升到nVo时，D1关断，原边电流为零。此时，副边二极管开始导通，变压器原边电压被输出电压Vo钳在－nVo，作为复位电压，激磁电流线性下降。S1和S2重新开通后，进入下一开关周期。
图2
3 特性比较
从以上的分析可以看出，传统的双管反激和宽范围双管反激在工作原理上十分类似，但是，两者的特性有比较大的差异。
3.1 开关电压应力
传统的双管反激变换器两个开关管S1及S2的电压应力不会超过输入电压，因为，C1或C2上的电压一旦大于输入电压Vin，D1和D2就相应导通，将C1及C2上的电压峰值钳在Vin。即使是漏感在开关管上引起的电压尖峰也会被D1及D2钳位，不会高于输入电压。因此，传统双管反激变换器主开关的电压应力均为输入电压Vin。
对于图2（b）所示的宽范围双管反激变换器，主开关S1的结电容C1上电压达到Vin时，D1就相应导通，因此，S1上的电压不会超过Vin。而当主开关S2的结电容C2上电压上升至nVo时，D1关断，副边二极管导通，因此，S2上的电压不会超过nVo。可见该变换器主开关S1及S2的电压应力分别为Vin及nVo。如果是图2（a）所示的变换器，则主开关S1及S2的电压应力分别为nVo及Vin。但是，实际电路中漏感的存在，会引起图2（a）中的S1或图2（b）中的S2上产生比较大的电压尖峰，相应的电压应力要增加。所以，宽范围双管反激变换器的其中一个开关管的电压应力要比传统双管反激的开关电压应力大一些。
3.2 整机效率
由于反激型变换器的变压器磁芯要垫气隙，所以，漏感比一般的变换器中变压器要大。漏感大会直接导致主开关上产生很高的电压尖峰，需要另外加缓冲电路吸收。在上面对宽范围双管反激变换器的原理分析中，为简单起见而忽略了漏感的影响，但实际上漏感是不可能为零的，因此，图2（a）中的S1及图2（b）中的S2上都会有漏感引起的电压尖峰，需要加RCD电路加以吸收，则在R上损失比较多的能量。
而对于传统的双管反激变换器，在反激开始时，储存在漏感中的能量通过D1及D2全部反馈到输入侧，系统能量损失相对要小。
图3
因此，在相同规格以及开关条件下，传统的双管反激变换器要比宽范围双管反激变换器整机效率高一些。
3.3 宽范围适应性
传统的双管反激变换器有两个二极管D1和D2在复位阶段对变压器钳位，所以，变压器上的复位电压不能超过输入电压，如图3（a）所示。也就是要满足以下条件：
VinD≤Vreset(1－D)≤in(1－D) （1）
可以推出
D≤50％（2）
可见传统的双管反激变换器不能工作在占空比大于50％，这就使其在宽范围场合应用时遇到了困难。
而本文提出的宽范围双管反激变换器没有这个条件限制，变压器上的复位电压可以大于输入电压，如图3（b）所示，所以，能够工作在占空比大于50％。另外，反激变换器的输入输出电压满足D/(1－D)的关系。通常，变换器的输入输出电压有4种关系，即D，1/(1－D)，D/(1－D)，D(1－D)。在这4种关系中，D/(1－D)的宽范围适应性要远远优于其它几种关系。宽范围双管反激变换器的增益正好是D/(1－D)的关系，所以，这种变换器的输入或输出电压调节范围很宽，特别适合用于超宽范围场合。
图4
从以上的分析和比较可以看出，改进的双管反激变换器在宽范围适应性上有了很大的提高，但整机效率相对下降，其中的一个开关管电压应力也有所增大。所以，这两种双管反激变换器在性能上各有优劣（见表1），在选用这两种变换器时一般遵循以下原则：在效率要求比较高，但输入或输出电压调节范围不是很宽的场合，可以选用传统的双管反激变换器；而在输入或输出电压范围很宽，但效率要求不是非常高的情况下，可以选用宽范围双管反激变换器。当然，选用这两种变换器的前提是输入电压比较高，不然选用单管反激就可以了。
表1 两种变换器的性能比较
Tab.1 Performance comparison of two converters
传统的双管反激
宽范围双管反激
开关电压应力
低
高
整机效率
高
低
宽范围适应性
差
好
4 实验结果比较
两台分别采
用传统双管反激和宽范围双管反激拓扑的样机验证了以上的分析和比较。为了具有可比性，这两台样机的规格和参数须保持一致，只是传统的双管反激变换器的输入电压范围是250～400V，宽范围双管反激的输入电压范围为100～400V。这两台样机的其他规格和参数如下：输出电压Vo 24V；
输出电流Io 0～4A；
工作频率f 108kHz；
主开关S1及S2 IRF840；
整流二极管DR1 Halfof30CPQ100；
变压器T n=160∶20，Lm=7.2mH，
Ls=180μH；
钳位二极管D1（D2）BYV26C。
图4（a）、（b）、（c）是300V输入2.5A输出时传统双管反激变换器的主要实验波形。图4(a)是变压器原边的电压波形，正向电压为300V，反向复位电压大约为200V。图4(b)是开关管S1漏源间的电压波形，其峰值为300V，然后经过一个振荡降至275V左右。图4(c)是开关管S2漏源间的电压波形，其峰值为300V，经过振荡降至225V左右。两个开关管S1及S2的峰值电压均未超过输入电压。
图4（d）、（e）、（f）是150V输入4A输出时宽范围双管反激变换器的主要实验波形。图4（d）是变压器原边的电压波形，正向电压为输入电压150V，反向复位电压大约为200V，已经超过输入电压，占空比大约为57％，说明该变换器占空比可以大于50％。图4(e)是开关管S1漏源间的电压波形，其峰值为150V，然后经过一个振荡降至130V左右。图4(f)是下管S2漏源间的电压波形，其峰值为280V，然后经过一个振荡降至220V左右。
两个主开关上的漏源电压值和理论分析的有一定偏差（理论上S1平台电压应该为输入电压，S2平台电压应该是输出电压折算到原边的值，约为200V），这是因为在实际工作中变压器漏感的影响。当S1关断，S1的漏源电压上升到输入电压，但是，等到S2关断后，由于漏感的影响，S2的漏源电压会有一个振荡，期间会使得S1的漏源电压有所下降，而使S2的漏源电压略高于理论值。
图5给出了两种变换器在满载(4A)时不同输入电压下的效率曲线。效率2是传统双管反激变换器的满载效率曲线，输入电压为350V时效率最高，为92％。效率1是宽范围双管反激变换器的满载效率曲线，输入电压为350V时效率最高，为89.3％。通过比较可以看到，传统双管反激变换器的整机效率要高于宽范围双管反激变换器，但是后者的输入电压范围有4倍的变化范围，有很强的宽范围适应性。这也进一步验证了前面的分析。
5 结语
不管是传统的双管反激DC/DC变换器还是宽范围双管DC/DC反激变换器，和单管反激相比都具有主开关电压应力低的优点。
此外，传统的双管反激变换器整机效率比较高，但不能工作在占空比大于50％。因此，适合于高输入电压、高性能要求而宽范围要求不太高的辅助电源或较小功率电源应用。
开关电源变压器篇8
【关键词】变频器;FC302;开关电源;驱动电路
1.引言
丹佛斯FC302系列变频器具有以下功能：外型紧凑，适合并排水平/垂直安装，绝无降容问题;控制器提供了必需的PLC功能，三种安全停车功能; 通过RFI滤波器、DC电抗器的选型可以获得直流制动功能;在静态中测试电机，测量定子阻抗，检查电机缺相，达到最佳的匹配。下面将对FC302变频器控制回路的通电调试方法进行分析。
2.FC302变频器控制回路电路结构及原理
FC302变频器控制回路主要有以下几部分组成。直流电压检测电路，检测直流中间回路电压，具有直流低压及过压保护功能，具有直流过压制动检测功能，直流充电检测功能。开关电源电路，将直流高压转换成不同等级的直流低电压输出，是变频器控制电路的能量中心，FC302变频器电源电路，控制芯片采用UC2844，开关管采用K2225场效应管。
图1 FC302变频器控制电路结构图
IGBT驱动电路，驱动电路的功能是将CPU产生的驱动脉冲进行放大，然后输出去控制逆变电路IGBT的通断，通过改变驱动电路的导通频率来改变变频器的交流输出频率。FC302变频器驱动电路的控制芯片采用A3120作为主控元件，A3120电源电压为10-35V，输出电流为0.5A，可直接驱动50A 1200V的IGBT模块。其他电路包括：CPU控制电路、输入输出接口电路、保护电路、温度检测电路等。
3.FC302变频器控制回路调试方法分析
3.1 FC302变频器带电调试前的检测
变频器通电测试前，必须用万用表检测其整流部分、直流部分及逆变部分的完好性。将数字万用表打至“二极管”档，测量电源输入侧R、S、T三相分别与直流正负极P（+）、N（-）间的管压降，正向压降应为0.5V左右，反向为无穷大。如果用指针式万用表，将表打至R×100或R×1k档，正向电阻为7千欧左右，反向电阻为无穷大。
用相同的方法测量变频器输出侧U、V、W与直流正负极P（+）、N（-）间的管压降，正向压降应为0.35V左右，反向为无穷大。如果用指针式万用表，将表打至R×100或R×1k档，正向电阻为4千欧左右，反向电阻为无穷大。需要说明的是整流部分使用的是低频二极管，正向压降等同于一般二极管。逆变器的续流二极管是高频二极管，管压降较低，
检测直流回路正负极P（+）、N（-）间的电阻值应在2兆欧以上。测量各充电电容的电容值符合要求。通过以上检测，如果符合要求，可对FC302变频器通电调试。
3.2 FC302变频器通电调试方法
FC302变频器控制回路通电调试前，由于控制回路与主回路脱开，直流回路的共模电感的接线端子必须短接。在直流输出端子DC+、DC-间用直流调压器加入530伏直流电压，注意电源极性，如果正负极接反将烧毁元件。将调压器电压由0V逐渐升高，当直流电压升至230V左右时，变频器显示面板工作，当电压升至390V左右时，充电接触器吸合。当直流电压升至490V左右时，直流低电压报警信号消失。通过以上检测，基本可以判断FC302变频器的开关电源回路、变频器启动充电回路、电压检测及电压保护回路无故障。
FC302变频器开关电源，提供以下几种电压输出：CPU及附属电路、控制电路、操作面板的+5V供电;电压、电流、温度等故障检测电路、控制电路的±15V供电;控制端子、工作继电器线圈的24V供电。四路互相隔离的22V驱动电路的供电。开关电源工作正常后，检测各种输出电压值是否正常。
FC302变频器的驱动回路采用A3120作为控制芯片。检测驱动回路前，将逆变器与驱动电路完全分离。防止IGBT误导通引起直流短路。变频器通电后，在变频器停止状态，测量驱动回路输出端电压，一般应为直流-10V，如果使用整流、逆变一体化模块，驱动输出为直流0V。通过面板设置启动频率，启动变频器，在变频器运行状态，测量驱动回路输出端电压，一般应为直流4V，交流电压为16V左右。通过以上检测可判断驱动回路正常。
FC302变频器逆变部分通电检测。通过面板设置初始频率为5Hz，启动变频器，用万用表的直流电压档，测量输出U、V、W端子与直流正负极P（+）、N（-）端子间的电压，应为270V左右，说明逆变器IGBT工作正常。
4.结束语
FC302变频器具有调速控制精确，噪音小，传输距离长等诸多优点，但随着使用年限的增加故障率必将上升。变频器的通电调试，使用直流530V电源与直接使用交流三相380V电源相比较，安全性较高。以上只对开关电源、驱动回路、IGBT调试进行了分析，其余部分的调试方法还有待于进一步探讨。
参考文献
[1]FC302变频器使用说明[S].