开关电源变压器范文
时间：2023-03-20 14:38:33
开关电源变压器范文第1篇
关键词：高频；开关电源；变压器；优化设计；
电源变压器间接起着使电子设备正常工作的作用，如何对电源变压器进行优化，使开关电源的高频化与高功率密度化得到有效体现，这是相关人员应该研究的。本文主要针对高频开关电源变压器的优化设计进行分析。
一.高频开关电源变压器的主要概况
1、高频开关电源的形成
开关转换器就是借助于开关管，对其的开合状态进行高频控制，主要目的是使电能的形态适用于开关，开关管一般来说具备的是半导体功率。开关电源是将电源转换器作为关键构件，将其输出电压控制在一定范围内，并对电路起到一定的保护作用。在开关电源进行工作时，可以借助于高频DC/DC转换器，使开关电源转换器具备高频化，这就形成了高频开关电源。
2、高频开关电源的主要构成
有四部分，分别是开关型功率变换器，整流滤波电路，交流直线转换电路以及控制电路[1]。
3、变换器的分类方式
分类方式有五种，其一是按驱动方式进行分类，主要是自激式和他激式。其二是依据拓扑结构进行分类，主要是隔离式和非隔离式。而隔离式又分为正、反激式，全、半桥式，推免式，非隔离式又分为升、降压型。其三是根据输入输出间的电器隔离有无情况，分为隔离式和非隔离式。其四是按照DC转换器和开关条件分为软、硬开关两种。其五根据电路组成可以分为谐振型和非谐振型。
4、变压器的主要构成
变压器的主要结构就是磁芯和绕组。磁芯的工作状态有两种，一种是双极性，一种是单极性，这两种工作状态的出现和输入高频开关电源变压器的波形有关[2]。磁芯在变压器中发挥作用时，会产生损耗，经研究，这些损耗分别是磁滞损耗，涡流损耗以及剩余损耗。绕组的损耗则主要是直流和交流状态下的损耗。为了减小绕组的损耗，就要对组成绕组的绕线材料进行选择，避免选择细导线，将电流密度控制在满足要求的范围内，对导线直径也应严格要求，使其大小适中。
二.高l开关电源变压器优化设计
1、设计参数选取
在变压器发挥作用前，要对其的相关参数进行设计，这些参数之间存在制约，并不能同时对这些参数进行标准设置，比如变压器的规模大小和功率、漏感和分布电容等，所以在不同的应用场合，先要考虑适合此种场合的相关参数，对于其他相互依存的参数稍后考虑。高频变压器需要设计的参数有很多，文章主要选取影响力比较大的参数进行分析，主要有三方面。
其一温升。变压器长时间处于工作状态，会使得内部的铁芯不能保持原有的性能，使绕组有烧焦的味道，这是因为这些部件在运行时会摩擦生热，传递给变压器，使其本身成为热源，还会通过辐射和对流，使周围的环境受到温升的影响，严重时，会使变压器产生热击穿问题，对变压器的使用周期造成威胁[3]。相关人员在意识到温升的后果，就要对其进行优化控制，将相关部件产生的热量集中到一起，对其进行集中处理，使优化处理后的热量得到有效分散，不会对变压器本身以及周围的环境产生热影响。
其二是分布参数。分布参数主要包括漏感和分布电容，这两者对于高频开关电源变压器产生不同程度的损坏。不同种类的变换器，对于分布参数的处理方式不同，可以将开关式的变换器作为研究对象，经研究发现，漏感能使电路中的电压在短时间内急剧增大，一直到峰值，作用于电路中的相关器件，这些器件没有充足的反应时间，从而导致其不能维持原有的功能；分布电容会在短时间内，促使电流急剧增大到峰值，在降低充电效率的同时，使开关和二极管的使用寿命遭到威胁，并不能完全发挥原有的功能[4]。所以为了使变压器的质量受到的影响小一些，要对分布参数进行优化设置，可以使其尽可能地减小，两者在实际的变压器运行中，属于相互作用和相互制约的，不能同时减小，对其进行优化时，要慎重选择要减小的参数值。对于谐振式变换器，就可以直接对分布参数值进行准确设计，因为这种变换器可以将分布参数吸收为谐振参数的一部分，会对其进行利用。
其三是损耗与效率。变压器在正常工作时，会消耗部分功率，这就是输入功率和输出功率不对等的原因，损耗的功率主要作用于磁芯和绕组，组成变压器的金属有铁和铜，在不同的条件下，产生的损耗变化也有所差异。通过变压器的短路试验和空载试验就可证明这一结论，为铁损提供额定电压，测量这个条件下，铁损的变化，发现其和负载电流无关，不会发生损耗程度的变化，相反，铜在额定负载条件下，其损耗会因负载不同，产生不同程度的损耗，一般和电流的平方呈正相关。
2、优化目标
对高频开关电源变压器进行优化，主要目的就是使其原有的性能得到完善，使其整体规模变小，重量减轻，高频化和高功率密度化性能更显著，还要使变压器的各种相关参数得到合理的设置，总之就是使变压器在开关电源中的核心地位得到体现，使其对开关电源的作用力更大。确立了具体的优化目标，就要充分考虑影响目标实现的因素，分别进行优化设计。比如为了使其效率达到最大，就要使变压器的绕组初次发挥作用时的损耗程度得到控制，铜损和铁损是等同的。为了使变压器的体积和重量便于携带，对组成变压器的结构磁芯与绕组要慎重合理选择。
3、优化设计方法
磁芯和绕组作为变压器的主要构件，不同的表现形态对于变压器的性能影响不同，为了使变压器得到有效优化，就要对不同状态下的构件进行比较选择。首先是磁芯结构，磁芯结构主要有矩形和环形两种，在这两种形态的基础上，结合变压器作用的电子设备种类，对初级绕组匝数和绕组结构进行合理的设置选择，因为它们直接影响着磁芯截面积的大小，绕组尺寸以及磁芯窗口面积的控制情况[5]。所以在进行变压器的优化设计时，在保证进行绕组的匝数和层数不同的前提条件下，比较变压器的体积、重量和损耗程度，选出最优方案。
三.高频开关电源变压器的应用
经过比较，发现矩形磁芯相比环形磁芯在等同的条件下，会有不同的表现，前者表现更为紧凑，原因有两方面。其一是变压器在作用时，需要对其进行固定，环形磁芯组成的变压器会占用部分磁芯，而矩形变压器则是借助于下侧磁芯。其二两种形态的变压器的绕组内侧长度对于磁芯窗口的影响不同，环形变压器因为有较大的冗余空间，使得磁芯窗口不能完全发挥它的功能，而矩形变压器的磁芯窗口则不受影响，还是会得到有效利用。
结语
信息化时代，各种功能的电子设备层出不穷，而这些电子设备的正常运行，需要借助高频开关电源，如何使开关电源更加高频化和高功率密度化，如何使其更加便于携带，就要对电源开关的变压器的各种参数进行合理设计，对组成变压器的磁芯与绕组进行材料和形态的选择，以使变压器得到最优的设计方案，为开关电源的质量提供保障。
参考文献：
[1]常乐.高频开关电源变压器的优化设计及其应用[J].电子技术与软件工程，2017，（01）：235.
[2]甘焯欣.高频开关电源变压器优化设计分析[J].电子制作，2016，（02）：28.
[3]孙筱琳，李国勇，王志海.高频开关电源变压器的设计分析[J].自动化技术与应用，2008，（06）：53-56.
[4]王誉天.高频开关电源变压器的设计要求和方法[J].警察技术，2010，（06）：26+35.
开关电源变压器范文第2篇
关键词：高频；开关电源；优化；变压器
SMPS即开关电源，由于其体积小、效率高，因而在电子领域应用十分广泛。并且科研人员也不断的对其功率密度进行深度研究，通过不断提升变化频率提升其工作效率。而变压器在高频状态下，理论上其体积应当小于20kHz至150kHz这一范围，但是这需要以同等工作磁通密度以及高频状态下磁性材料磁芯损耗才可以同低频相比，但是一旦频率超过200kHz，目前的材料条件下，工作磁通密度便会降低，即若保证磁芯损耗在可承受范围内就需要频率在千分之几特或者百分之几特。所以，功率损耗是限制高频变压器优化方案效果的主要因素。换言之，传输功率特定的条件下，应当尽可能的降低绕组参数以及磁芯参数，从而保证变压器在运行过程中其温升范围符合设计标准要求。文章便针对开关电源变压器的结构以及设计方案进行了分析，并提出了一种有效的优化设计方案。
通过上述两个公式针对铜线绕组阻抗进行计算，从而确定实际工作频率中准确的阻抗数值，但是该种计算方式只能由计算机完成，因为其计算过程十分复杂。
2 SMPS变压器的优化设计
通过上述分析，针对高频变压器的优化设计，并非是一蹴而就的工作，在实际的操作中不可能一次完成，这是由于变压器运行以及结构中各类参数之间具有相互制约的作用，所以，必须将工作磁通密度以及绕组线径、绕组匝数以及并绕数目等在计算机软件中进行多次的尝试，从而求得可以满足设计最佳状态的数值，完成设计优化。在所有的条件中，最为有利的便是磁芯种类以及参数都是特定的，例如磁芯物理尺寸大多都是特定的，磁芯材料特性也是有限的。但是从另一个角度进行分析，这些条件也会限制对变压器的优化，降低了优化的设计空间。
3 结束语
文章通过对变压器优化方案的分析，证实该种方案在目前的高频变压器的优化设计中具有较为明显的效果。并且，通过绕组形式的选择，不但可以满足磁芯窗口利用率，还可以将变压器铜损予以降低。通过这一流程，大部分变压器的设计都可以得到优化，但是为了进一步完善该设计，还应当重视以下三方面问题。首先，变压器在运行过程中，由于磁芯的结构致使其热分布并非是完全均匀的，中央芯柱温度为磁芯温度的最高点，所以想要提高变压器热模型的准确性，就需要防止该问题对变压器工作性能的影响。其次，针对绕组层间电容以及漏感等参数，由于其为寄生参数，因而必须进行深入研究。另外由于运行环境为高频环境，如果仍旧使用PWM这种传统的方式，那么极易造成电路工作状态不稳。但是如果通过谐振的方式，那么还需要考虑谐振回路参数设计问题。最后，由于电路的拓扑结构并非平衡结构，因此必须防止磁芯饱和，因而必须采用加气隙的方式，在设计中目前所能够采用的技术手段便是这种方式。虽然一定程度上可以解决该类问题，但是从设计完善的角度分析，仍旧属于缺陷设计。
参考文献
[1]兰中文，王京梅，余忠，等.高频开关电源变压器的优化设计[J].电子科技大学学报，2002（8）.
开关电源变压器范文第3篇
关键词： 动态激光调节； 数字式LED； 开关电源； 失真补偿方程
中图分类号： TN86?34； TP391 文献标识码： A 文章编号： 1004?373X（2017）07?0143?04
Design of digital LED switching power supply under high?voltage dynamic measurement
LIU Lin
（College of Information and Electronic Engineering， Shangqiu Institute of Technology， Shangqiu 476000， China）
Abstract： The reliability of the traditional design method is poor due to the dynamic nature existing in the laser conditioning process in the design of LED switching power supply. Aiming at this problem， a design method of the digital LED switching power supply under high voltage dynamic measurement is proposed. The two?order lattice notch filter is used to establish the power supply signal analytical model driven by digital LED to obtain the optimal transmitting power of the switching power supply. According to the dynamic carrier value of the power supply， the distortion compensation equation is fitted. The characteristic parameters of the switching power supply are extracted to fuse to the main magnetic?core component of the digital LED switching power supply designed with LLC principle. The maximum gain required by the LED switching power supply circuit is given. The practical turns ratio of the LED switching power supply transformer is obtained. The wire diameter of each coil of the transformer inductance is calculated to design the digital LED switching power supply under high?voltage dynamic measurement. The experimental simulation results show that the method has high design accuracy， and can prolong the service life of LED switching power supply effectively.
Keywords： dynamic laser conditioning； digital LED； switching power supply； distortion compensation equation
0 引 言
LED照明产品以其耐震动、能耗小、光效高、响应快等优势成为替代白炽灯和荧光灯等老式电源的新一代绿色光源[1?3]。对于一个优质的LED照明产品来说，要在市场上取得领先的销售地位不但要拥有一个质量优等的LED芯片，而且还必须具有一个良好的LED驱动系统[4?6]。目前大多数的开关电源技术还不够成熟，存在可靠性低、效率较低等弊端，这些弊端大幅度地降低了LED照明灯具的寿命。在这种情况下，如何有效地提升LED开关电源的效率和可靠性成为电源领域的研究热点。高压动态测量下的数字式LED开关电源优化设计方法可以计算出变压器电感电量各绕组的线径，以此为依据完成对高压动态测量下的数字式LED开关电源的设计，成为很多专家和学者研究的重点课题，同时也出现了很多好的方法[7]。
文献[8]提出一种基于高功率因数的高压动态测量下的数字式LED开关电源设计方法。该方法先给出数字式LED驱动功率的因数，利用SN3350构成PWM恒流可调电路，给出开关电源的功率因数均值，以此为依据完成对数字式LED开关电源的设计。该设计方法稳定性较强，但是存在设计过程繁琐，耗时长的问题。文献[9]采用一种基于双同步斩波模式的高压动态测量下的数字式LED开关电源设计方法。该方法时间复杂度较低，但是采用当前方法进行LED开关电源设计时无法适应激光调节的动态性，存在LED开关电源设计可靠性差的问题。文献[10]重点提出一种基于反激式的高压动态测量下的数字式LED开关电源设计方法。该方法可扩展性较强，但是存在鲁棒性较差的问题。
针对上述问题，本文提出一种基于高压动态测量下的数字式LED开关电源设计方法。实验仿真结果证明，所提方法设计精度较高，可以有效地延长LED开关电源的使用勖。
1 数字式LED开关电源的设计原理
在对数字式LED开关电源设计的过程中，先给出变压器一次绕组上的电流表达式，得到初级绕组和次级绕组的匝数比，获取LED开关电源变压器各绕组的匝数比，给出辅助绕组匝数与次级绕组匝数的比值，计算出变压器初级电感感量，利用该电感感量完成对数字式LED开关电源的设计。具体的步骤如下：
假设，由[Lp]代表变压器初级绕组的电感量；[Vde]代表初级绕组两端的电压；在驱动信号为高电平时，[Np]代表开关电源一次绕组，当[Np]上的电流线性上升时，则利用式（1） 给出[Np]上的电流表达式：
[ip=VdctonLpNp] （1）
式中[ton]代表MOS管的导通时间。
假设，由[is]代表次级绕组[Ns]上的电流；[isk]代表次级绕组上的峰值电流；[uout]代表输出电压；[toff]代表MOS管[Q1]的有效关断时间；[Ls]代表次级绕组的电感量，则利用式（2）得到初级绕组和次级绕组的匝数比：
[NsNp=ufNf?Nsufmin×iskipkNs?isuoutLstoff×Q1] （2）
式中：[uf]代表两端的电压表述方程；[Nf]代表辅助线圈；[ufmin]代表电感的电学特性；[ipk]代表电流的峰值电流。
假设，[uoutmax]代表输出功率最大时的输出电压，[uinmax]代表初级绕组上的最小输入电压，则利用式（3）获取LED开关电源变压器各绕组的匝数比：
[Nfisk=uinmax?Aeuinmax?uoutmax?ipk?dI?J?Lp] （3）
式中：[Ae]代表磁芯的横截面积；[d]代表线径；[I]代表电流值；[J]代表电流密度；[Lp]代表初级绕组的电感电量。
假设，[iskipk]代表次级电流峰值[isk]和初级电流峰值[ipk]的关系，则利用式（4）得到辅助绕组匝数与次级绕组匝数的比值：
[NfNs=iskipk?ton×tofff?D?ι??P] （4）
式中：[f]代表电源IC 的工作频率；[D]代表MOS驱动信号的占空比；[ι]代表法拉第电磁感应定律；[?P]代表磁芯材质。
假设，[?]代表电源芯片的最大值；[μ]代表损耗分配因子，则利用式（5）计算出变压器初级电感感量：
[μ?c=μ???j?θr?α?] （5）
式中：[?j]代表损耗分配因子；[θr]代表电容的容差；[α?]代表副边绕组峰值电流。
假设，[Np]代表变压器[TI]原边绕组的匝数，则利用式（6） 完成对数字式LED开关电源的设计：
[εe=TI?k??P?μ?cNp] （6）
综上所述可以说明，利用数字式LED开关电源设计原理可以设计LED开关电源。
2 高压动态测量下的LED开关电源优化设计
2.1 开关电源特征参量的提取
在对数字式LED开关电源优化设计的过程中，利用二阶格型陷波器构建LED驱动的供电信号解析模型，给出驱动补偿系数，得到LED开关电源特征参量。具体的步骤如下：
假设，[zt]代表电源驱动信号；[xt]代表电源驱动信号模型的实部；[yt]代表电源驱动信号的固有模态函数；[at]代表系统融合参量；[eiθt]代表驱动电路可调电压。则利用式（7）计算[zt]：
[zt=eiθt×xtyt?at] （7）
假设，[PN]代表数字式宽频最大功率；[LN]代表传输数据的时间；[UN]代表LED的电容滤波；[mN]代表电阻隔离。则利用式（8）得到LED开关电源的最优发射功率：
[?F?PN=EN?PNLN?mN?UN] （8）
假设，[v]代表驱动的速度；[β]代表传播常数。则利用式（9）给出电源载波值动态失真补偿方程：
[C2=vβ] （9）
利用给定的[β]代表传播常数，提取LED开关电源的特征参量，利用式（10）表述：
[kp=krur+k?u?+kzuzfrur+βuz] （10）
式中：[krur]代表LED开关电源[ur]轴最小工作电源电压；[k?u?]代表初级的漏感能量；[fr]代表特征参量在[ur]轴的分量。
假设，[k0]代表沿[ur]轴分量的初始值；[n]代表信号滤波的数量。则利用式（11）获取LED开关电源正常控制模式下的状态：
[TL=n?ark0?urV0] （11）
式中[V0]代表外部电阻的比值。
综上所述可以说明，在对数字式LED开关电源优化设计过程中，利用二阶格型陷波器构建LED驱动的供电信号解析模型，给出驱动补偿系数，得到LED开关电源特征参量，计算出LED开关电源正常控制模式下的状态，为实现对数字式LED开关电源优化设计奠定了基础。
2.2 基于功率校正的数字式LED开关电源设计
在对数字式LED开关电源优化设计过程中，以2.1节获取的LED开关电源正常控制模式下的状态[TL]为依据，利用LLC谐振半桥的控制芯片设计出电感[L]与开关频率关系，给出输入电压最低，电路峰值最大时的电感方程，获取变压器实际匝比，计算出变压器电感电量各绕组的线径，完成对数字式LED开关电源的设计。具体的步骤如下：
假设，[Uin_ms]代表输入电压的有效值；[Uo]代表PFC输出电压；[fsw_min]代表最低开关频率。利用式（12）得到电感[L]与开关频率的关系：
[L=U2in_msUo-2Uin_ms2fsw_minUoPoηTL] （12）
式中：[Po]代表输出功率；[η]代表效率。
在选取LED开关电源的芯片时，要保障在最恶劣的情况下输入电压最低，电路峰值最大时也不会饱和，利用式（13）给出其电感方程：
[LIp=NAeΔB] （13）
式中：[ΔB]代表磁感的工作范；[Ae]代表磁性等效截面积；[N]代表电感线圈匝数。
假设，[U′in]和[U′o]分别代表输出与输入的等效基波分量；[Lr]代表变压器漏感；[Lp]代表变压器初级电感量，则利用式（14）获取等效的电路增益函数：
[??=Lp?k，QMPKU′in?U′o?Uo_ fr×Lr，Lp] （14）
式中：[MPK]代表电路所需的最大增益；[Uo_fr]代表最大输出电压和谐振点输出电压；[k]和[Q]代表变压器的电感匝数和峰值最大电流。
分析式（13）可以得出，峰值增益是[k]和[Q]的函数，在选取[k]和[Q]时，其峰值增益需要满足电路最大的增益范围，利用式（15）计算峰值增益：
[MPK=Mmax?Mfrk?Q×Uo_max] （15）
式中：[Mmax]代表电路所需最大增益；[Mfr]代表谐振点增益；[Uo_max]代表最大输出电压。
假设，[Np_min]代表变压器初级最少匝数；[Bm]代表磁芯最大不饱和磁感应强度。则利用式（16）得到变压器实际匝比：
[na=nk+1kNp_min?Bm] （16）
假设，[Κp]代表开关电源的电流有效值，则利用式（17）获取线圈的线径和电流值的密切关系：
[?γ=Κp?na???LIp] （17）
利用式（16）计算的结果为依据，可以完成对数字式LED开关电源优化设计。
3 实验仿真证明
为了证明提出的基于高压动态测量下的数字式LED开关电源设计的有效性，需要进行一次实验，在Matlab/Simulink软件环境下搭建高压动态测量下的数字式LED开关电源设计实验仿真平台。实验数据来源于3台420 W的LED开关电源样机，如图1所述。
3.1 不同方法的LED开关电源设计的有效性
分别采用本文所提动态激光调节方法和基于反激式方法进行数字式LED开关电源设计，比较两种不同方法获取电路峰值增益和输出电流有效值设定值，利用对比的结果衡量不同方法进行LED开关电源设计的有效性，对比结果见图2，图3。
分析图2和图3可以得出，利用本文所提动态激光调节方法进行数字式LED开关电源设计的综合有效性要优于反激式方法进行数字式LED开关电源设计的综合有效性，这主要是因为在利用本文方法进行数字式LED开关电源设计时，先融合二阶格型陷波器组建LED驱动的供电信号解析模型，得到LED开关电源最优发射功率，给出电源载波值动态失真补偿方程，提取开关电源特征参量，从而保障本文所提动态激光调节方法进行数字式LED开关电源设计的综合有效性。
3.2 不同方法的LED开关电源能耗和负载均衡性对比
分别采用本文所提动态激光调节方法和基于反激式方法进行数字式LED开关电源设计，比较两种不同方法进行LED开关电源设计的能耗和负载均衡性，对比结果见图4，图5。
从图4和图5中可以说明，利用本文所提动态激光调节方法设计数字式LED开关电源的整体优越性要高于反激式方法进行数字式LED开关电源设计的整体优越性，这是由于在利用本文所提动态激光调节方法设计数字式LED开关电源时，给出输入电压最低，电路峰值最大时的电感方程，获取变压器实际匝比，计算出变压器电感电量各绕组的线径，大幅度提升了本文所提动态激光调节方法设计数字式LED开关电源的整体优越性。
4 结 语
针对采用传统方法进行LED开关电源设计时，无法适应激光调节的动态性，存在LED开关电源设计可靠性差的问题。本文提出一种基于高压动态测量下的数字式LED开关电源设计方法。实验仿真结果证明，所提方法设计精度较高，可以有效地延长LED开关电源的使用寿命。
参考文献
[1] 徐珍宝，沈洋，苏玲爱，等.一种反激式LED驱动电源变压器设计方法[J].中国计量学院学报，2015，26（1）：94?98.
[2] 黄波.LED驱动电源设计实现[J].内江科技，2014，35（12）：43.
[3] 朱福超.低功耗LED驱动电源设计[J].价值工程，2016，35（10）：144?147.
[4] 马昌松，吴朝晖.基于电流型并联谐振多通道LED驱动电源设计[J].电力电子技术，2015，49（5）：52?55.
[5] 王秀敏，姜利亭，单良，等.一种线性保护输入的恒压LED驱动电源设计[J].中国计量学院学报，2014，25（1）：70?74.
[6] 周锦荣，黄闻铭.高功率因数LED恒流可调驱动电源设计[J].电子技术应用，2015，41（8）：120?123.
[7] 孙健，陈跃宁，徐征，等.基于单端反激式LED驱动电源的设计[J].电源技术，2016，40（2）：413?415.
[8] 金永镐，张克贺.基于TOP开关的无变压器恒流LED驱动电源设计[J].电子科技，2014，27（4）：101?104.
[9] 孙驷洲，程传节，卢鹏飞.基于LLC半桥谐振变换器的LED驱动电源设计[J].宿州学院学报，2015，30（5）：89?91.
开关电源变压器范文第4篇
关键词：平面变压器；开关电源；集肤效应
前言
现代的工作和生活对许多电子产品提出了小型化的要求。而作为电子产品工作的能源-开关电源是必不可少的。特别是功率较大的电子产品，电源部分占据了较大的体积和重量，。而在在开关电源中，磁性器件大概占到开关电源体积和重量的30%-40%。降低磁性器件的体积和重量就显得尤为重要。平面变压器具有体积小，功率密度高刚好能满足这些要求。因此，平面变压器取代传统变压器是开关电源发展的一个趋势。
1 平面的绕组特点
平面变压器绕线方式就是借鉴了印制电路板的形成方式，平面变压器具有很多优点。下面我们就对其特点进行分析，第一，平面变压器绕线方式就是借鉴了印制电路板的形成方式，使用这种方式对其进行生产，实际效率相对较高；第二，平面变压器的实际绕组参数是统一的，相对的离散性比较小；第三，平面变压器使用的是高性能的绝缘材料，使压层、线圈之间的保持良好的绝缘性；第四，其实际的引脚的位置可以根据实际需要进行自由分配，局限性相对较小，数量上也能够随之进行增减；第五，能够将集肤效应降到最低；第六，其相对的物理结构相当密实，线圈的固化结构也非常紧密、不需要使用支架进行绕线，自激振荡性小，相对能量的损耗也较小；第七，还能与控制应用模板进行统一的设计和装配。由于平面变压器是一种新型的技术，不管是在理论上、材料的性能上、电能的性能指标、实际体积等众多方面有一定的提升和创新。
2 实际应用
我们在平面变压器电源中的可行性实验里，使用文中提到的理论依据进行研究，从而进行了一系列工程化的工作，其平面变压器的电源有很多种不同的设计。
以320VDC/12VDC 25A变换器为例，对比常规变压器以及平面变压器。将双管反激电路作为主电路，将开关频率黄蓉 胡阳
设置为100千赫，借助普通高频变压器的设计方案，联合应用两个EI33型磁芯，设计30匝原边，使用0.81毫米直径的漆包线作为绕组，2匝副边，0.3毫米铜皮的绕组，将2层使用并联的方式。
EI-33型磁芯参数具体为：有效截面积（Ae）为118mm2；有效磁路长度（Le）为67.6毫米，磁芯有效体积（Ve）为7940mm3；磁芯重量（Me）为40克。
在磁芯不发生变化时，应用PCB绕组，为使成本得以降低，就应该采用多块双面板。在原边绕组PCB每层放置3匝时，线宽就会变为1.5毫米，在每个PCB的上下两面位置，设置绕组6匝，见图1，以形成原边绕组的5块双面板。当副边绕组电流较大且匝数较少时，PCB每层需要设置1匝，每个PCB的上下两面需要2匝，见图2，将4块进行并联。
将传统变压器电源和平面变压器电源进行对比，其对比结果如下：
通过对二者进行对比，清楚的知道平面变压器电源的性能要优于传统变压器电源。
3 结束语
随之平面电压器设计的逐渐完善，其本身具有的特点就会逐渐凸显出来，现阶段也已经成为了人们关注和研究的重点，也逐渐成为主流发展目标。平面变压器平面式的结构有效的降低了实际能源的损耗，减小自身体积和自身重量，有效的提高了实际的使用效率和功率的密度，最大限度的完善了电源开关的实际使用性能。随着科技手段的不断发展，这中电源开关就会在电力行业中应用，就会逐渐扩大，从而真正实现电源开关的小巧、轻薄的特点。
参考文献
[1]王朕，史贤俊，肖支才，等.平面变压器5V/12A高功率密度开关电源设计[J].船电技术，2012（12）：42-45.
[2]时坤.开关电源变压器的优化设计及应用[D].湖南大学，2013（9）：165+176-177.
[3]刘利鹏.变压器绕组变形仿真与诊断方法研究[D].华北电力大学（保定），2014（23）：34+45+67.
开关电源变压器范文第5篇
关键词：串联驱动器；恒流源；高功率LED
引言
随着大功率LED的问世，因其发光效率是一般荧光灯或白炽灯的5-7倍，节能效果十分显著。因而，大功率LED具有广泛的应用前景。目前，单个大功率LED已有1W、3W、5W和10W，已被大量使用的是1W和3W的大功率LED，采用多个大功率LED串联和并联，其组合输出功率已达70W-100W。
大功率LED虽具有发光效率高和节能的优点，但其管压降的不一致却是需要克服的缺点。其次，大功率LED的温度特性较差。随着结温和环境温度的改变，其管子的电流和发光效率变化很大，这也给使用带来了不便。
由于大功率LED存在以上缺点，人们在使用时多采用两种驱动方案：1．恒压源驱动。即采用多个LED并联后用恒压源驱动。这样，由于LED的管压降不一致，使得二极管的电流不一致，从而其发光效率也大不一样。在大功率LED中，此方案应用较少。2．恒流源驱动。由于大功率LED的管压降不一致，另外，LED受其结温和环境温度的影响较大，所以，用多个LED串联，并用恒流源驱动能有效克服上述缺点。
大功率LED的主要特性工作波长
大功率LED的工作波长与其发光的颜色有关。例如，冷白光LED的工作波长在525埃-600埃之间，而暖白光LED的工作波长在525埃－675埃之间。
正向压降
大功率LED的正向电压每变化0.1V时，其电流变化约100mA
工作电流与发光强度的关系
大功率LED的发光强度与其结温和环境温度有关。这主要是由于温度升高时，其工作电流也相应减小，同样，LED的发光强度与其工作电流的关系近似为线性，对于1W和3W的LED，其工作电流每减少100mA，发光强度减少约15％。
高功率LED串联恒流源驱动器的原理
目前，市场上出现的高功率LED串联驱动器有其局限性，一般为3-6个LED串联，且个数要一定，不能任意联接。本文提出一种任意个(1-20个)LED串联的恒流源驱动方案，其工作原理如下：
以1W的LED为例，其额定电流为350mA。由于某种原因使LED电流减小时，恒流源电路采集到变化(减小)的电流值，进行放大后，通过U1，传输给控制电路。控制电路对采样信号进行反相处理，输出脉冲宽度增大。宽度增大的输出脉冲驱动功率转换级的功率管D5，使得次级输出电压增加。这样，串联LED两端的电压也增大，于是，流过LED的电流也增大，这就维持了LED的电流恒定。同样，若由于某种原因，使LED的电流增大时，其控制过程相反。这种恒流源驱动器的优点就在于：不管LED的管压降差异有多大，其结温和环境温度的变化引起二极管的电流变化有多大，都能通过高速的恒流源电路的快速调整，来维持LED的电流恒定。
高功率LED恒流源驱动器设计时要注意的问题 设计高功率LED恒流源驱动器时应注意如下几点：
1 根据串联LED的个数来选择控制电路的控制芯片。因为LED的个数不同，所需芯片的输出功率也就不同。图1中选择的是ICE2A165，也可选择其它类似的开关电源控制芯片。
2 开关电源变压器的漏感应尽量小，否则会使驱动器的可靠性降低。因为变压器的漏感大，在开关截止的瞬间会产生很高的反向尖峰电压，严重时有可能超过控制开关的耐压，而使芯片击穿，造成驱动器的可靠性大大降低。开关电源变压器T1是该产品的关键件，有必要在专业厂家制作。
3 恒流源电路的工作速度要快，这样可以使LED更安全。因为本文提出的LED串联驱动器是任意个(1-20个)串联，这样就要求开关电源的输出电压变化速度要快，若调整速度不快，则可能造成LED的损坏。
结语
开关电源变压器范文第6篇
喜欢收听卫星广播节目的卫视发烧友，一定会对卫星接收机的音频效果特别在意。近几年市场流行的普及型卫星接收机大多在音频处理和整体电路的设计上存在这样或那样的不足。对于喜欢音响DIY的朋友，不妨与我一起动动手，用不太高的成本和不太复杂的改动实现我们的愿望。
高斯贝尔GSR-D33卫星数字接收机是高斯贝尔公司2002年推出的一款产品，整机结构牢固，设计周全，用料精良。后面板有两组AV端子，一组S端子，一个RS-232软件升级接口。主芯片采用富士通MB87L2250处理器，视频编码器采用AV3169，画面纯净。音频DAC采用台湾生产的DA1193解码器，在普及型卫星接收机中音质尚可。
发烧无止境，经过细心研究，我认为该机仍然还有摩机的余地。
改进和提高原机音频效果
1、改进开关电源初级电路
电源是音响玩家摩机的首选，更是展现接收机靓丽画面和美妙音质的首要保证。该机采用开关电源工作方式，其220V初级通道设计有抗干扰滤波电路，整流后的滤波电容为68μF高压电容。由于开机时具有很大的冲击电流，常对保险丝和整流部件造成损坏，因此为避免这种故障的发生，原机在电源输入电路中设计串接有热敏电阻（NTC），该元件为负温度系数热敏电阻，在冷态时其阻值较大（6Ω），限制开机接通电源瞬间产生的强大冲击电流。当开机大电流流过其上时，电阻变热，其阻值迅速减小，保证电源在正常工作时，消耗在其本身上的功率最小，从而降低电源的损耗，提高效率。
虽然卫星接收机一般的功耗都在10～20W之间，但整机功耗是一个平均值。由于接收机的消耗电流是变化的，而且电流峰值可能会很高，因而为降低电源内阻、提高电源响应，针对以上设计，用彩电优质电容(100μF/450V)和高压、高速大电流二极管分别替换下主滤波电容（C1）和初级整流二极管（VD1、VD2、VD3、VD4）。
2、提高原机音频电路的电源电压
该机原设计的模拟音频电路的供电电路见图1所示。
从图1中可以看出，该机开关电源次级的一个绕组通过快恢复二极管（VD9）整流，经过电解电容（C7）滤波得到约22V的直流电压，然后经（V2）7812三端稳压集成块输出12V的单电源电压供给模拟音频电路。我们知道，常见的音频电路中所选用的运算放大器单电源电压最佳为18～36V，双电源电压为±9～±18V范围，最明显的例子就是10多年前索尼MDP455 LD机的模拟音频部分使用的就是±9V电源。本机模拟音频单元设计的12V单电源电压值与运放电路需要的最佳电压相比明显偏低，在放送交响音乐等大动态"爆棚"节目时，会使重放效果欠佳，因此就需要提高本机音频电路的供电电压。拆除7812三端稳压集成块，换上一只7815三端稳压器，把电容E11换成100μF/25V优质电容，再把主板上靠近电源插线排座的12V电源通路的滤波电容换成50V耐压的同容量或稍大容量的名牌电容，同时在其上并一个10nF高频电容。
虽然从理论上而言，这种方案中运放的工作电压更趋合理一点，但对RC4558双运放来说，电源电压仍然偏低，虽然最为简单方便，但其对音频效果的提升实在是有限！
3、模拟音频电路采用±双电源供应方式
我们知道，对模拟音频信号而言，影响其在整个音频频谱范围内幅频特性均衡的一个重要原因是各级电路间的“耦合电容”。为了使模拟音频信号尽可能不失真地在各级电路中传输，采用±双电源能够使运放的输出直流电平接近地电平，从而可去掉耦合电容，而在级间直接耦合。
观察本机的开关电源变压器，其体积较一般接收机的开关变压器的体积要大，因此它的功率余量自然也会大些，并且开关变压器的内窗口尚有空间。纵观一般接收机的音频缓冲放大器，需用的电流不超过几十毫安，换算成功率消耗约在百mW之内，与本机电源的功率总量相比（约10W左右），完全可以在该开关电源变压器上再另外增加绕组，专门用于给音频缓冲放大器供电，由于原音频电路的12V电源已闲置，也可以视为电源总消耗并没有增加。
卸下开关电源板，用空心针将开关变压器从电源印刷板上拆下，找φ0.3mm左右的漆包线3米，对折成双线并绕，由于成品开关变压器都是用高强度胶封固成一体化，业余条件下几乎不可能把磁体拆下，因此只能仔细、缓慢地在开关电源变压器内窗穿绕17匝，并用双面胶带做好防护，注意每一绕组的同相端，然后把一组绕组的头和另一绕组的尾连接起来作为中心抽头，增加的绕组连接和整流滤波电路见图2所示。
为降低双电源的动态内阻及高频滤波效果，图2中双电源的滤波电容要使用2200μF/50V以上的并且在电解上并接10nF高频瓷介电容。观察该机开关电源板的印刷铜箔面走线较宽，故采取在该电源板上直接加装双电源电路元件的方法。由于音频单元采取双电源供应，原单独供应音频RC4558双运放的12V的电源已闲置（12V电源未向其他电路单元提供电源），因此拆去R15和7812三端稳压集成块，利用它们的安装孔和元件位置安置双电源中的部分整流滤波元件，按照双电源电路元件走向，在开关电源板次级部分空余部位用锯条改制成的刻刀挖刻印刷板，增加的双电源的所有元件在该电源板上完全可以都安置下来。原12V电源是通过15条并列排线电缆(电源板图的最外侧)连接于主板上的，新制作的双电源＋18V可以利用这个12V通路。现在多出的－18V如何通向主板呢？观察排线发现，其中共有5条线都是作为地线与主板连接，那么我们就在这几条线上打主意，为了好改动，选定最里侧的一条地线，用刻刀把该线与电源板地线的连接挖断，最后用万用表检查一下，以保证与地脱离，增加的±18V电源安装完后，用万用表测量正负端口的对地电阻应正常。
在不接通主板的情况下，对改制后的开关电源板通电检查，用万用表测量增加的双电源电压输出应该在±18V左右，如果在±40V左右，可把绕组的头尾对调，再次测量，电压应为±15～20V范围，至此电源板的改制宣告完成。这种改动电源排线可谓“专机专用”，优点是不需增加连线，缺点是较为麻烦，并且不能直接用到其他未作相应改动的D33主板上。－18V的连接也可以通过电源板空置的“J6”插座实现，不过要配置一个配套的双线插头与主板音频电路单元相通。
另一种办法是不改动电源板，按图2单独制作一块双电源整流滤波电路板，制成后就近固定在该机的成品电源板上即可。图3为开关电源板的改动示意图，图4为电源板改装后的实体图。
由于现在已经把原来的单电源改为双电源方式，因此，其主板中的音频放大电路部分的印板也要作相应的改动才能正常工作，改动示意图见图5。
在电源板改动中，±18V双电源的“负极”是通过最里面的插线来实现的。因此，在主板中也要让对应的插线端脱离“地”才行，用刻刀把主板上“CON2”位置的插线的两面与“地”完全割开，在主板的背面，用一软线直接跳连到缓冲运放的4脚，最后，用万用表自电源板到主板逐一检测一遍，保证所作的上述改动正确无误。
4、替换该机的模拟音频运算放大器
经过查对资料发现，高斯贝尔D33接收机所用的DA1193音频解码器与前几年卫星接收机大量应用的PCM1723E的功能和引脚排列完全一样。
DA1193是一个芯片内置可编程PLL的高性能立体声数字/模拟变换器，它采用24脚SSOP封装，主要应用于消费类电子产品，如 DVD播放器、DVD-ROM 驱动器、MPEG2 卡以及机顶盒等等。它可接受16、20和24bits的输入数据，支持音频的采样率从16 KHz到96 KHz。 通过它的3 线串行接口，DA1193能提供如下的多种控制特征：
多种的数据格式和数据位数(字长)：
支持16/20/24位
支持常态和IIS数据格式
支持多种采样率：
支持三种采样：
22.05/44.1/88.2kHz
24/48/96kHz
16/32/64kHz
性能参数：
失真度：-90dB
动态范围：96dB
信噪比：100dB
综合性能：
内置可编程锁相环
超采样数字滤波器
高性能高阶Δ-Σ DAC
模拟低通滤波器
去加重
软件静音
输出模式控制
“零”检测开关控制
它的引脚为：1-晶振入；2-系统时钟输出；3-锁相环电源；4-空；5-晶振频率输出；6、7、8-软件控制指令输入；9-复位输入；10-零输出；11-右声道输出；12-模拟地；13-模拟电源；14-左声道出；15-放大器公共端；16-BCK；17-DATA；18-LRCK；19-空脚；20-不接，空；21-数字电源；22-数字地；23-锁相环地；24-晶振出。
从技术指标和音质听感来讲，DA1193与PCM1723E在常见的普及型接收机中，其性能是较好的，因此，我们先看后级模拟缓冲放大部分。
在该接收机的主板中，模拟音频放大电路采用的是常见的贴片式八脚RC4558双运放集成电路，其DAC解码后的音频缓冲放大电路单元如图6所示。从图6电路中我们可以知道，模拟音频信号经过3倍放大，反馈电容C6、C8对高次量化噪音进行衰减。在该机主板上，同时排布有8脚DIP和SOP的4558运放的焊盘，RC4558双运放在我等音响发烧友眼里是不够好，最低要求也要用在十年前大名鼎鼎、现在仍占有一席之地的NE5532（想当初谁不拥有几只NE5532双运放似乎就不能算是音响发烧友）。本人元件库中正好还有几只数年前购进的贴片OPA275双运放，“闲而不用非礼也”，用风枪把该机音频放大RC4558贴片运放吹下来，然后在对应的孔位焊上一个8脚排插插针，把贴片OPA275焊在配套的转换板上，再把含有OP275的转换板焊在排插插针的顶端。
5、音频输出后级再增加一级阻抗变换电路，提高输出负载能力
为了进一步提高音频缓冲放大电路的负载能力，在图5电路输出端后级再加装一级完全负反馈放大电路，该级转换电路的特点是输入阻抗高，输出阻抗低，对各种耳机和放大器的推动能力更好。由于加装的这级放大器简洁，故采用搭棚焊接，直接并焊在改进后的第一级运放左侧，其输出端通过220μF电容直接跨接到接收机的一组音频输出插座上，其增加的后级放大电路见图7右半部分。
如果不愿对本机主板的DAC后级部分改动，也可以自DA1193解码器的输出隔离电容C2、C10处引出DAC解码后的模拟音频信号，按照图12单独制作一块低频缓冲放大电路担当后级放大任务。
加装PCM1716E音频解码器
1、PCM1716E解码器
经过以上的改进，高斯贝尔D33接收机的音频效果有了改善，但是物美价廉、性能优异的PCM1716E能否用到该机呢？对此也进行了研究和实践。
PCM1716E是美国BB公司生产的支持LPCM的24 bit 96 kHz DAC中的中高档产品，其主要性能：
动态范围：106 dB
信噪比：106 dB
THD+N：-97 dB
通道分离度：102dB
与以往产品的最大区别是PCM1716E采用了BB公司新近开发的增强型多级幅度量化高阶Δ-Σ调制器结构，在实际运用中可以提高音频动态范围，减小对时钟抖动（JITTER）的敏感度，降低由此引发的失真；内置8倍超取样96kHz取样率的数字滤波器还带有两种可选择的滚降特性：慢滚降和陡滚降，它的元件少，单5V电源，除LRCK、BCK、CLK信号外，DATA时钟信号即可以用晶振自身形成，也可以由外部输入，使用灵活，其成品板常常被音响发烧友们作为CD、VCD等摩机的首选，其优异性能在视听产品中获得一致好评。
分析DA1193解码器的工作原理，可以确定MB87L2250处理器输出的PCM信号中含有DATA、LRCK、BCK、CLK信号，这为加装PCM1716E解码器提供了可能性。由于DA1193采用超小型SSOP贴片式封装，管脚非常稠密，业余条件下难以在此集成电路上并接DATA、LRCK、BCK、CLK四信号输出线。观察本机主板，发现在DA1193解码器的附近还设计有一组双列八脚安装空位，见图8。
用万用表反复测量并对照资料，最后确定此八脚空位对应的功能见图8所示。该8脚空位是为CS4339 DAC解码器而设计的，估计厂家的目的是可以选择使用不同的音频DAC而形成产品系列。此空位设计的管脚之间距离较DA1193的脚距大，业余条件下焊接DATA、LRCK、BCK、CLK信号线已不成问题了，图9是PCM1716E应用在本机上的电路图。
虽然PCM1716E解码器性能优异，元件少，但由于采用了28Pin、SSOP超小型贴片封装，管脚细密，业余条件下无法用手工刻制焊接板，只好采用板焊和搭棚焊相结合的办法，为加大管脚间的相互距离方便焊接，首先用细镊子把PCM1716E的管脚向上下方向交叉弯折（注意不能从管脚的根部），这样管脚间的距离增大，手工焊接就变的较为容易了，用细铜丝（网线铜芯线）把PCM1716E焊接到一块金属孔化的双面玻纤板上，图10是采用金属孔化的双面玻纤板自焊的PCM1716E实体图。
PCM1716E与主板对照连接见表1。
焊制的PCM1716解码板尺寸为：4.5cm×2.5cm，体积小，重量轻，为了减少DATA、LRCK、BCK、CLK信号发生畸变，要尽量缩短信号线的长度，为此在主板高频头后部里侧的空闲位置打一个3毫米孔（图11），直接在主板上通过螺丝固定PCM1716E电路板。
找一支长度为4.5cm的M3螺丝，在主板的上、下两面垫上绝缘垫片（可用玻纤板裁成）并用螺母紧固好，然后再用两只M3螺母把PCM1716E解码板夹固悬定在离主板约3cm高度的位置，解码板音频模拟信号由三线插口输出到后级模拟放大电路（PCM1716E模拟音频输出的隔直电容放在后级电路板上）。
2、专用的模拟音频放大电路
俗话说，好马配金鞍，有了PCM1716E发烧级DAC解码器，后级缓冲放大自然也要选用发烧级的电路。为此选用了一款从闲置的成品DAC解码器上裁剪下来的后级部分，并加装了一级完全负反馈运放，图中的第一级为低通MFB电路，电压增益为1，转折频率32kHz，全部选用发烧补品元件，电路见图12。
此电路板安放在机器内空闲位置并固定，音频输入与PCM1716E的13、16脚连接，音频输出通过3针插口输出直接焊接到主板的另一组音频输出端子（断开与主板DA1193输出的连接）。
由于D33接收机的音量控制是CPU通过DA1193的串行三线接口(类似SPI接口)用软件指令码控制读写DA1193的内部寄存器，实现其控制设定DA1193的接收数据格式、音量输出、声道切换等设定操作功能的，并且无法修改D33接收机的软件，所以加装的PCM1716E不能使用软件控制模式，只能用硬件设定模式。也就是说不能通过遥控和面板操作的方式来实现对PCM1716E的音量调节功能，也无法实现两声道“左左、右右、左右”的转换，但这样恰恰可以原汁原味地享受卫星广播节目的最佳音质。用万用表测量PCM1716E的DATA、LRCK、BCK、CLK输出端口对地电阻值约在15kΩ左右（不同批次产品该值可能有所不同）。一切连接妥当并验证所有接口正确后开机试听，无论是推动音响放大器还是AKG240耳机，均可胜任。
图13为改进后的整机外观图。
MB87L2250对于DAC来说属于电压驱动，DAC对于前级MB87L2250来说负载很轻，因此，上述改进实例同时保留了两路DAC解码器。但由于DAC解码器并联后容易造成前级输出负载分布电容增大，脉冲前后沿变坏，所以应特别注意引线尽可能短、直，保证信号脉冲变化不要过大。用软线自主板引出PCM码流信号和5V电源时需注意的是，这些引线在主板的起始处一定要妥善固定好，否则引线易受外部晃动，其根部容易折断导致短路而损坏CPU处理器和DAC解码器。本人采取了在T3散热器的紧固螺丝上加套一粗铜条，铜条的另一端弯折夹固四个码流信号引出线，引线的出头要用排插插座并要牢记接口方向，加装的DAC摩机板上也安装排插插针（采用防反插插座更好），这样，主板和摩机板的连接会非常方便。在每一步改进中，要用万用表检测对地电阻是否正常，接口对应是否正确无误。
后记
在音响界，关于音频放大电路的电源，有的推崇用传统电源配以大水塘（大电容）提供，有的则偏向用开关电源提供，两者之争由来已久。
开关电源的工作频率高、效率高，但有大量的高次谐波，对音频模拟S/N有很不好的影响，因此有的看法是高次谐波是影响音频放大电路音质的原因之一。但由于开关电源的工作频率大大超出人耳的可听频率范围(20～20kHz)，在实际试听时音质并无明显不良感觉。在音频电源中主要的指标是纹波和内阻都要小，电源内阻分静态内阻和动态内阻，开关电源动态内阻大，因此使用开关电源在音响中是业界的难关之一。传统电源工作频率低、效率低，要有效降低电源内阻，提高音频放大电路的音质，需要提高变压器功率容量、整流滤波电容的容量以及整流管、稳压调整电路的响应速度等等。传统电源如果在卫星接收机内使用，由于变压器漏磁容易引入交流噪音，因此最好选用环形变压器或R型变压器，以进一步改善电源性能和减少电源杂讯对音视频信号的干扰。
由于高斯贝尔GSR－D33接收机的整体用料精良，电源开关变压器功率余量大，为“摩机”提供了方便条件。本人浅显地认为，提高电源素质，使电源有充分的速率，是降低电源音乐性失真的主要手段。开关电源只要做好高频噪音的消除，用消耗电流小、静态电流变化幅度不大的前置级音频电路作为其电源供应还是可以接受的，本文音频低放电路电源就通过在开关电源变压器上以增加绕组的办法来实现。如感觉有必要，还可以在±18V后级增加一组有源伺服电源，或者增加一对LM317和LM337（性能更好的是LT317和LT337），以进一步降低电源纹波，同时在稳压器后加入2200uF以上电解并在其两脚并接薄膜电容作为高频补偿，业界对都推崇用专用耳放电路驱动耳机，耳放电路繁多，各有特点,各有偏爱。本文用运放作为耳放电路只是可以满足一般要求，各位发烧友如有兴趣，可以参考有关的文章另行制作更专业、更优秀的耳机放大电路来满足更高的欣赏要求。
通过以上的实践过程，通过用一级精简的低通和一级缓冲放大电路输出组成新的音频单元，配合提高电路供电电压和选用口碑较好的发烧运放，并用性能更好的DAC解码器，使接收机的音频输出质量得以了提高。
音响技术永远是个说不完的话题，本文同时介绍了对该机的几种常见的摩机方案，权作抛砖引玉，拥有该机的朋友和DIY高手，可以根据自己的喜好和动手能力及元器件的易购程度，选用一些市场上的PCM1716E成品板或更高级的DAC解码器，用自己中意的方式提高“爱机”的音频效果。
开关电源变压器范文第7篇
Abstract: This paper proposed phase shift PWM zero voltage switch resonance entire bridge converter electric circuit and control circuit based on integrated controller UC3875 chip as the core，which realized the power switching valve zero potential to clear with the approximate zero potential shuts off with simple control and reliable work.
关键词：高频开关电源；相移脉宽调制；零电压开关
Key words: high frequency switching power; phase-Shifting PWM; zero Voltage Switching
中图分类号：TM56文献标识码：A 文章编号：1006-4311（2011）12-0009-01
0 引言
近年来采用PWM调制技术的开关电源不断向高频化、线路简单化和控制电路集成化方向发展，使开关电路的体积、重量、效率都上了一个台阶。但在PWM控制方式中，开关器件多处于硬开关工作状态，开关器件有较高的开关损耗，限制了开关频率的提高；在关断大电流时，由于分布参数的存在，开关元件承受了较大的开关应力。移相控制零电压开关PWM变换器利用变压器的漏感和功率管的寄生电容实现零电压开关，使开关损耗大为降低，从而减小了开关的体积，减轻了重量，提高了效率。
1 移相控制电路的设计
变换电路的型式主要根据负载要求和给定电源电压等技术条件进行选择。传统的全桥变换电路开关元件在电压很高或电流很大的条件下，在门极的控制下开通或关断，开关过程中电压、电流均不为零，出现重叠，导致了开关损耗。开关损耗随开关频率增加而急剧上升，使电路效率下降，阻碍了开关频率的提高。在移相控制技术的基础上，利用功率管的输出电容和输出变压器的漏电感作为谐振元件，使全桥变换器四个开关管依次在零电压下导通，实现恒频软开关。由于减少了开关过程损耗，变换效率可达80%-90%，并且不会发生开关应力过大。所以选用移相控制全桥型零电压开关脉宽调制变换电路。
移相控制全桥变换电路的特点是电路简单。原理如图1所示。主要由四个相同的功率管和一个高频变压器压器组成。以第一个桥臂为例介绍，利用变压器漏感和功率输出电容C1谐振，漏感储能向电容C1释放过程中，使电容上的电压逐步下降到零，体内二极管D1开通，创造了T1的ZVS条件。
2 控制电路的设计
UC3875芯片是控制电路的核心，由基准电源、振荡器、锯齿波发生器、误差放大器、软起动、PWM比较器和触发器、输出级、过流保护、死区时间设置、频率设置等部分组成。基准电源提供一个精密基准电压源，作为电压给定信号与输出电压比较，在频率设定端FREFSET与信号地之间接一个电阻和电容可设置输出级的开关频率。振荡器的振荡频率从而也设定了。在锯齿波斜率设置SLOPE端与电源VIN之间接一电阻，为锯齿波提供一个恒流源，锯齿波引脚RAMP与信号地之间接一电容，就决定了锯齿波的斜率，也就决定了锯齿波的波形。输出端OUTA、OUTB、OUTC、OUTD的输出用于驱动全桥变换器的四个开关管。在DLY A/B和DLY C/D端与信号地之间分别并接电阻电容可确定输出信号OUTA、OUTB和OUTC、OUTD的死区时间。死区时间提供了同一支路中一个开关管关断和另一个开关管导通之间的延迟，引入供功率开关发生谐振所需要的时间，对两个死区时间的分别设置可对两个半桥提供各自的延迟来适应谐振电容充电电流的差别。软起动时间由接在SOFT-START 端与信号地之间的电容大小决定。因此，每对输出级的谐振开关作用时间，可以单独控制。在全桥变换拓扑模式下，移相控制的优点得到最充分的体现。UC3875在电压模式和电流模式下均可工作，并具有过电流关断以实现故障的快速保护。
3 结束语
本文介绍了由UC3875芯片作为控制电路的移相控制全桥变换软开关电源，由于开关管在ZVS条件下运行，可实现高频化，而且控制简单，性能可靠，适用于大功率场合，且能保持恒频运行。
参考文献：
[1]张占松，等.开关电源的原理与设计[M].北京：电子工业出版社出版，1999.
[2]张廷鹏，等.通信用高频开关电源[M].北京：人民邮电出版社，1997.
开关电源变压器范文第8篇
关键词 开关电源；热分析；ANSYS；热设计
中图分类号TN86 文献标识码A 文章编号 1674-6708（2011）47-0034-02
0 引言
开关电源被广泛的应用于国防军事，工业自动化，家用电气等领域的电子系统中。随着开关电源逐步向小型化、高频化、高功率密度发展，用户对开关电源的可靠性设计提出了更高的要求。温升是影响开关电源可靠性的关键性因素，如何将热量高效快速的导出，成为电源工程师的首要任务[1]。热设计的好坏直接影响着开关电源的可靠性和寿命，因而热设计是开关电源可靠性设计的重要环节。
本文以一个工作于密闭电源盒的开关电源为例，利用有限元软件ANSYS对开关电源进行热设计，来提高整个开关电源的散热性能，使得开关电源的主要发热器件的温度控制在允许的范围内，保证开关电源安全可靠的运行。
1 开关电源的热分析
本文中开关电源为反激式，具有有源功率因数校正(APFC)环节，主要发热元件有开关管，整流二极管，大功率电阻，变压器与电感等[2]。
首先利用ANSYS分析工作在空气中开关电源的温度分布情况。
1.1 仿真边界条件和载荷说明
1）环境温度：25℃；
2）对流系数：6W/m・K；
3）载荷：器件的生热率（P为器件的发热功率，V是器件等效热源的体积）。
1.2 模型的简化处理
1）对于简化线圈模型来说，由于线圈在实际中是由一圈一圈的漆包线绕制的，而且这样的绕线也不规则，在模型建立中使用单一圆柱体来代替多圈的导体；
2）芯片热源等效为长方体。
1.3 网格模型
模型中有些部分的尺寸微小，如MOSFET的等效热源，尺寸为13.8×8×0.2mm3。选用ANSYS软件中的SOLIDTO单元．通过设置MSHKEY和MSHAPE两个选项，完成对单元形状的控制。在建立网格处理不规则体的时候，特别是连接处理后的非六面体的情况，采用退化的四面体单元进行网格划分，可以通过设定ESIZE，LESIZE的大小来决定单元网格的大小，则模型网格单元数目为324532。
1.4 仿真结果分析
表1中是工作在空气中开关电源的温度分布情况。利用红外热像仪测得的温度，与仿真的温度值对照，相对误差较小，具有很好的准确性。实际上，此开关电源工作在一个封闭的电源盒内，内部的空气流动速度很慢，在理想状态下，认为内部空气处于绝热状态，几乎不导热。因而各器件的实际工作时温度会更高。因此。为保证开关电源安全可靠的运行。必须采取有效的散热措施，迅速的将电源盘内部的热量导出，降低主要热源的温度。
2 开关电源的热设计分析
如何寻找低热阻通路来将热最迅速导出是设计开关电源热设计的关键问题，因为只有开关电源器件的结点温度降低后，这样才能避免高温而导致开关电源可靠性下降的问题。此开关电源工作在一个封闭的电源盘内，由于工作环境特殊，不允许加风扇，只能采取自然散热的措施。其热设计的内容包括电源盘的内部热设汁和电源盘的外部热设计。
通过设计将开关电源的前后级MOSFET，后级二级管，整流桥的温度控制在60℃以内，变压器的温度低于65℃。
2.1 电源盒的内部热设计
开关电源的电源盒内部热设计主要是调整器件布局和改变内部介质。
1）电路布局的热设计
密封电源盘内热源的主要散热途径有以下几个方面：首先，通过热源经盒内介质向壳体传导的热量，可以通过对流和辐射在壳体的表面将热量发散到大气中；其次，通过盒体内部的介质可以把热量传递到其他部件上，这样就可以形成温度的叠加效应。
所以，在设计过程中，在考虑不影响电路性能的情况下，应该使得发热部件尽可能分散，且在电路板边缘分布，另外，固定在电源盒的导热铝板应该与其相连。电路板的后边缘则应该放置前后级MOSFET和整流桥，与电源盒的侧壁相连靠的是2mm的导热铝板；而电路板的前侧边缘放置后级二极管，同样，电源盒的侧壁相连靠的是同样厚度表2是开关电源电路靠局调整前后的温度对照表，通过表2可以得出如下结论：
首先，可以看出前后级的MOSFET、整流桥和后级二极管温度都有明显的降低变化，其主要的原因是因为由于低热阻通路-导热铝板的存在，使得电路布局为这些器件与外壳之间存在这样一种合理的通路，这样就可以使得器件产生的热量传导到电源盒体，从而温度梯度也得以降低。
其次，对于变压器来说，温度变化很小。通过内部空气传导到电源盒的变压器的热量，在加上空气的热阻很大的原因，这样可以认为在密闭条件较好的情况下的绝热状态。同时，最高结点温度和环境温度梯度也很大，这样来说对于变压器温度没有明显的降低。
变压器的温度变化很小。这是因为变压器的热量主要通过内部空气传导到电源盒，而空气的热阻很大，在密闭条件很好的情况下，可以认为处于绝热状态。变压器的最高结点温度与环境的温度梯度很大，导致温度没有明显的降低。所以尽管电路布局的调整改善了开关电源的温度分布情况， 有些器件的还存在较高的温度梯度，无法满足安全可靠运行的要求。
2）电源盒内部介质的热设计
热量主要以传导方式由内部器件传到电源盒，这一点可以从前面的电源盒内热源的散热途径获得，经过对流换热的方式散发到空气中。根据传导散热的原理，内部介质的导热系数可以看做是影响电源盒内部温度梯度的主要因素，其中，由于介质的导热系数与内部热源的温度梯度成反比的原因，说明了质的导热系数越大，内部器件的温度梯度就越小，热源的结点温度就越低。
根据开关电源主要器件温度与内部介质的导热系数的关系曲线可以得出如下的结论：
（1）器件的温度和内部介质导热系数变化成反比，并且基本上所有器件最终趋于同一温度。
（2）变压器的温度曲线存在一定区别，表现在介质导热系数为1.2 W/m・K时有一定的上升，这可能是因为变压器的温度低于其他热源的温度，但是需要注意热量具有从温度高的流向温度低物体的规律，这样由于变压器温度相对较低时，当存在其他热源的影响，变压器温度也是可以理解的。
2.2 电源盒的外部热设计
电源盒的壁厚和壳体表面肋片的设计构成了电源盒的外部热设计，需要注意，其表面的散热方式为对流和辐射，这样，根据流散热的原理，表面散热面积则是影响散热的主要因素，其中，电源盒的表面散热面积与外壳肋片的高度影响直接相关。
开关电源的传导散热主要受到电源盒的壁厚的影响，同时，电源盒表面的对流散热则受到外壳的肋片高度影响。因此，对于多热源的封闭盒体来说，在限定电源盒尺的条件下，外壳的肋片高度对于散热的影响一般大于壁厚的影响，所以对于封闭盒体来说，主要的散热形式为表面的对流散热，这样能有效的散发热量，降低盒体内部器件的结点温度。
所以根据上述结果分析可知，对于电源热设计中需要采用内部灌胶，而对于主要发热器件来说则需要通过导热铝板与电源盒外壳相连，同时采取电源盒外壳加肋片的综合散热措施，这样可以有效控制开关电源温度，达到预定目标，从而满足设计要求。
3 结论
本文开共电源因其工作环境的要求，限制了散热措施的选择。在只能采取自然散热措施，且功耗很大，电源盒的尺寸和重量受到严格限制的条件下，分别对电路板和电源盒的结构进行了热设计，寻找一种有效的散热措施，降低了主要器件的温度，提高开关电源的可靠性，延长了寿命。
参考文献
[1]余明杨，蒋新华，王莉，等.开关电源的建模与优化设计研究[J].中国电机工程学报，2006，26(2).
开关电源变压器范文第9篇
关键词：LED灯具抗干扰 设计
中图分类号：S611 文献标识码：A 文章编号：
前言
LED的驱动电源大多采用开关电源，比如正激式隔离开关电源、反激式隔离开关电源、推挽式开关电源、桥式和半桥式开关电源等。本文采用的是反激式隔离开关电源，通过合理的元件选择、电路设计、补偿电路设计，探索提高效率和合理的LED驱动电源的设计方法。
一、驱动电源的电路设计
该驱动电源采用反激式隔离开关电源设计，实现350 mA的恒流输出，可以驱动12个1 w的大功率LED。电路整体设计如图l所示，整个电路的工作原理及工作过程是当110～265 V的交流电输入电路之后经过保险丝F1。和EMI滤波电路之后整流，其中的EMI电路由一个共模电感T1，和两个X2型电容Cx1和Cx2组成。在输入端还有一个负温度效应的热敏电阻RTl，这是为了防止浪涌电流对后面的器件造成损害，当电源还没有通电时，热敏电阻的阻值很大，所以可以起到限制浪涌电流的作用；当电路正常工作后，热敏电阻由于有电流通过而发热，导致电阻会变得很小，所以正常工作后，热敏电阻的功率损耗是很小的。
电流经过整流桥滤波之后再经过CBB电容C1滤波，然后经过功率因数校正电路，使功率因数提高到0.85～0.90之间。之后电流经过初级绕组、开关管Q1和采样电阻R2和R3到地，这就是电源输入端的主回路。通过控制主回路的电流实现恒流控制，具体的方法是通过采样电阻将输入端的电流信号转化为电压信号，反馈到PWM控制芯片的3号引脚调整芯片输出脉冲的占空比来实现。在主回路上，由于开关管在断开的瞬间初级绕组的能量无法瞬间释放而产生很大的尖峰电压，如果这部分电压无法释放将会造成开关管“打火”而烧毁，所以在初级绕组的两端还要设计尖峰电压吸收回路，这部分电路由肖特基二极管D4、电阻R4，R4和高压瓷片电容C3组成。当开关管断开的时候，二极管D4导通，初级绕组和这部分电路形成了回路，从而实现尖峰电压的吸收。
电源实现恒流控制的核心是PWM控制芯片OB2532。电阻R1和R2给芯片提供启动电流。为了提高效率，该电源有一个辅助绕组给芯片供电，辅助绕组的输出经过整流二极管D5和滤波电容C4之后形成大约20 V的电压给芯片供电。同时，这个绕组还起到另外一个关键的作用——电压采样，输出电压经过R9和R10分压之后反馈到芯片的4号引脚。为了使芯片能够稳定的稳压，在芯片的5号引脚和地之间串联一个电容C8作为环路补偿。芯片的2号端口是脉冲的输出端，输出端与场效应管Q1的栅极连接以控制开关管的导通与截止。输入电压经过变压器变压之后，经过超快速恢复二极管D6整流之后由电解电容C5滤波再输出。
在二极管D6上，并上电阻R11和电容C7是由于二极管在电路工作时处在高频的开关状态，加上这部分电路可以避免二极管产生振荡。
该电源电路涉及的主要分电路的设计分述如下：制输出电流，可以在输出回路串联采样电阻通过光耦反馈实现初级绕组和次级绕组的隔离。
2开关变压器的选择与设计
变压器的设计是开关电源设计的核心，反激式的开关变压器在电路中起到两个作用：储能电感，当开关管导通时，初级绕组开始储存能量；当开关管截止时，初级绕组储存的能量通过磁芯传递给次级绕组。因此，该设计对于电感主要考虑两个方面：
一是初级绕组的电感量，这决定了电源的输出功率，可通过改变绕组的线圈匝数改变电感量；二是各绕组之间的匝数比。在计算这两个参数的同时，也涉及到电源的输入功率、输出功率、效率和开关频率等问题。该设计的最大占空比为45％。效率预计为85％，输出功率为40×0.35—14 w，开关频率为60 kHz，经过理论计算并考虑裕量，本设计初级绕组的电感取1．5 mH。根据测试，变压器的磁芯系数为：88．7μH，所以有初级绕组的匝数为130匝。
该设计采用的是基于最大占空比的设计方法来确定变压器匝数比，经过理论计算当电源加到负载的电压40 V时，再考虑输出二极管的压降0.6 V。则变压器的匝数比为0.45，这里计算出来的结果是匝数比N的最小值。根据电感量的要求，初级绕组已经确定为130匝，则次级绕组的匝数为58．5匝，为了方便绕制，可将匝数取为60匝，匝数比N为0．46，对于反激式开关电源，最大占空比小于50％时，系统是固有稳定的，不用增加补偿电路。
3功率因数校正电路
由于LED驱动电路中采用电感和电容等元件，引起相位漂移，所以功率因数比较低，一般不会超过0．6。提高功率因数不仅可以减少线路的损耗，还能减少电源产生的高次谐波对电网的污染，提高供电的质量。该设计采用的“填谷电路”(又称平衡半桥补偿电路)就是无源校正电路中典型的一种，电路原理如图3所示。
该电路中的电容C1和C2采用10μF／400 V的电解电容，两电容参数相同，通过电容的充放电作用，能够增加导通角，在正半周期可以将导通角扩展到30O～150O，在负半周期可拓展到210O～330O。因此通过该电路可以将功率因数从0.6提高到0.85～0.9。
二、驱动电源电路的PCB设计
一个开关电源的工作性能与电路原理的设计、元件的使用有直接的关系，但是该电源是否能正常工作，PCB的设计也是一个关键点。在合理的原理设计的基础上，作品最终的性能好坏取决于它的布线。不可避免的，PCB的走线会产生一系列的寄生参数，在PCB设计的时候要想办法减小这些参数。同时，开关电源的一些器件会产生热量，因此在PCB设计的时候也要考虑到散热问题。
EMl(电磁干扰)不仅会干扰无线电系统，还会造成其他设备故障。要减小EMI，首先要确定哪个位置可能会成为EMI源。对于一个开关电源，EMI源的中心就是场效应管，因为它处于快速的导通截止状态，因此存在尖的边沿，含有高频分量。如果高频型号太强，可以在场效应管的栅极串联一个电阻，电阻一般在10～100Ω的范围。当开关导通和截止时，这个电阻可以降低栅极充电的速度，使高速开关波形边沿变陡，高频谐波含量减小。该设计采用了一个100 Ω的贴片电阻串联在场效应管的栅极和PWM芯片的脉冲输出端之间。在PCB布局的时候，开关电流的路径要尽量保持简短。另外，还要远离低频的元件，比如采样电阻。
另一个会产生EMI的位置是尖峰电压的吸收电路。在开关管断开的瞬间，由于初级绕组的电流不能突变，所以会产生一个尖峰电压。该设计对这部分电路的处理时尽可能地将这部分和其他EMI源靠近。如图4所示，尖峰电压吸收电路由D4，R4，R5，C3组成，R8和Q1的栅极之间就是开关电流的路径，这部分的布局比较紧凑，就是为了减小EMI的影响。
在本电源中，可能会产生较大热量的是场效应管、输出端的整流二极管、尖峰电压吸收电路。其中，场效应管的热量比较大，所以采用散热片给它散热。其他部分主要是通过大面积的覆铜来散热。该设计采用贴片元件和插件元件结合的方式，主要是考虑到实际应用中，要尽可能地减小电源的体积，通过贴片元件和插件结合的方式可以将体积缩小1／2以下，主要是因为体积最大的变压器所在位置的底层可以焊接很多元件。同时，通过这种方式也给布线带来很大的方便。
结束语
本文给出了一种大功率LED恒流驱动电源的设计方案，该方案包括了涉及到的元器件选择、总体电路设计、关键电路设计、开关电源变压器的参数设计、电源的PCB设计等。经过实际电路运行测试，本电源在通电之后输出参数正常。
参考文献
【1】. 苏信华.SU Xin-hua 可提高影像刷新率及低电磁干扰的高灰度LED驱动芯片[期刊论文]-现代显示2007(10)
【2】. 王其洋 LED点光灯在某工程实例中的应用及安装检修注意事项[期刊论文]-建筑安全2010,25(2)
【3】. 陈绪诚.CHEN Xu-cheng 高校LED电子显示屏的选型、安装与管理[期刊论文]-实验技术与管理2007,24(7)
开关电源变压器范文第10篇
摘要：随着LED技术的日益成熟，LED已经被应用到很多领域，特别是在大功率商业照明领域，LED凭借其具有节能、长寿命、可靠性高、低成本等优点，充分地展现出高性价比的特点。本文设计一种反激式原边反馈低成本方案的驱动电源，在100-240V电压范围内输出电流精度达到±5%，功率因数大于0.9，效率大于85%，并具有过压、短路保护功能。通过分析其工作原理并对具体参数给出详细的计算过程。对LED驱动电源工程师在设计的过程中具有一定的参考价值。
关键词：原边反馈；MPS4021；LED电源
中图分类号：TM402文献标识码：A
1引言
LED作为新型的节能光源，具有高光效、环保、长寿命等特点。LED使用时需要恒流输出的驱动电源，目前大多数采用次级反馈方案[1-2]，该方案从输出端进行电流采样，再通过运算放大器将信号进行放大后利用光耦进行初次级隔离反馈控制。该方案输出电流精度较高，但反馈电路元件较多，成本相对较高。本设计采用反激式原边反馈低成本方案，通过检查高频变压器初级绕组的电流实现对次级输出电流的控制，输出电流精度可达到±5%，基本达到LED驱动电源对电流精度的要求，并且集成了功率因数校正电路，所设计电源功率因数大于0.9，能够符合能源之星对灯具功率因数的要求。电路结构简单、低成本、高可靠性，在现有市场上具有一定的竞争力。
2原边反馈方案的工作原理
原边反馈方案具有结构简单、低成本、高可靠性等优点。变压器起到变压和传递能力的作用，控制芯片通过检测反激变压器初级绕组的峰值电流来控制次级绕组的输出电流[3-4]。如图1所示，电路反馈具有两个反馈环，一个是通过辅助绕组检查输出电压信号的电压外环，另一个是通过检查初级绕组的峰值电流的电流内环。通过设计好这两个反馈环路，提高系统的稳定性，可以得到较高精度的输出电流。
3基于MPS4021控制芯片的电路设计
MPS4021是一个初级端控制的离线LED照明控制器。原边控制可以显着简化了LED照明驱动系统消除了光电耦合和在一个孤立的单级转换器的次级反馈组件[5-7]。其专有的实时电流控制方法，可以从检测初级电流来准确地控制次级输出电流。内部集成了电流精度补偿模块，可以提高线路的LED电流精度。
如图2 MPS4021芯片引脚功能图所示，MPS4021集成了功率因数校正功能，并在临界导通模式下工作。功率因数校正功能可以实现在通用电压范围内PF>0.9。边界导通工作模式可减少开关损耗，提高了EMI性能。极低的启动电流和静态电流，可以减少功率消耗，同时MPS4021提供了多种先进的保护措施，包括过电压保护，短路保护，逐周期电流限制和热关断，以提高系统的安全性。
本设计采用MPS4021方案设计一种反激式原边反馈低成本的驱动电源，LED灯板为14串29并排列，本设计选用406颗3528灯珠芯片做为LED负载，每颗灯珠正向导通电压Vf为3.0V-3.4V，工作电流If为20mA，输出电压额定值为45V、输出电流额定值为580mA，LED灯光功率约为26W，设计要求驱动电源效率大于85%，则电源输入功率约为30W。具体电路原理图如图3所示，驱动电路主要包括浪涌保护电路、功率因数校正电路、MOS管驱动电路、RCD吸收回路、电流反馈电路和过压、短路保护电路。每一模块电路合理地设计可以保证电源稳定的工作，提高电源的可靠性，本文主要分析电流反馈电路和过压、短路保护电路并给出了反激变压器的详细计算过程。
4结论
本文采用了MPS4021方案设计了一种反激式原边反馈低成本的驱动电源，双闭环反馈系统，电流内环反馈保证了电源输出电流的稳定，电流精度达到±5%，同时电压外环反馈也保证了过压、短路等故障时系统的可靠性。本设计分析原边反馈方案的工作原理，并对驱动电源的反馈电路、保护电路和高频变压器进行了详细的计算。最终所设计的产品经验证能够达到预期设计的效果。
参考文献
[1]董晓伟，裴云庆，曹建安，等 .一种新型单级PFC变换器的研究[J]. 电力电子技术，2004， 38（4）：32-38.
[2]靳文汇，范蟠果，闫少雄. 一种反激式开关电源变压器改进设计方法研究[J].电力电子技术，2009，43（1）：62-63.
[3]王兆安，黄俊 .电力电子技术[M].北京：机械工业出版，2002.
[4]杨恒 .LED照明驱动器设计步骤详解[M].北京：中国电力出版社，2010.
[5]Marty Brown .电源设计指南（第二版）[M].北京：机械工业出版社，2004.
[6]Steve Winder .LED驱动电路设计[M].北京：人民邮电出版社，2009.
[7]Abraham I.pressman .开关电源设计（第三版）[M].北京：电子工业出版社，2010.
[8]邱关源，罗先觉 .电路 第五版[M].北京：高等教育出版社，2006.
[9]Sanjaya Maniktala.精通开关电源设计[M].北京：人民邮电出版社，2008.