开关电源设计范文

开关电源设计范文第1篇

【关键词】开关电源；主电路；控制电路

1.引言

开关电源是指通过控制开关晶体管开通和关断时间的比率，维持稳定输出电压的一种电源。开关电源被人们誉为十分高效节能的电源，它代表稳压电源发展的方向，现已经是稳压电源主流产品。开关电源的内部重要元器件均运行在高频开关的状态，本身消耗很低的能量，其电源的效率可以达到百分之八十到九十，是普通的线性稳压电源效率的将近两倍。开关电源也被叫做无工频的变压器电源，它利用体积很小高频的变压器以实现电压的转变和电网隔离，不仅可以去掉十分笨重的工频变压器，而且可使用体积很小的滤波元件以及散热器，这就为研究和开发的高效率、高可靠性、高精度、体积小、重量轻的开关电源打下了坚实的基础。

2.开关电源的实现方案研究

2.1 开关变换器的拓扑结构

现代直流稳压电源可分为直流稳压开关电源和交流稳压开关电源两大类，前者可输出质量相对较高的直流电压；后者可输出相对质量较高的交流电压。本研究课题的研究范围属于前者的，直流变换器按照输入与输出间是否含电气隔离，可以分成两类：无电气隔离的直流变换器称为不隔离的直流变换器，具有电气隔离的直流变换器称为隔离的直流变换器。

不隔离的直流变换器根据使用的有源功率器件的个数，可以分为单管、双管以及四管共三大类。采用单管的直流变换器共有六种，包括降压式(Buck)、升压式、Cuk、Zeta、升降压式和Sepic等。这六类单管式变换器当中，降压和升压式是最为基础的，另外四种则是衍生出来的。双管式直流的变换器中有双管式串接的变换器。全桥式直流的变换器是通常用的四管式直流的变换器。隔离直流的变换器同样可以根据所用开关的器件个量进行分类。单管的包括正激式和反激式两类。双管的有正激、推挽、反激和半桥四种。四管式直流即全桥式直流。隔离直流通常使用变压器来造成输入以及输出间的电气隔离，变压器其本身就具有变压功能，将有利于扩展变换器的使用范围以及利于完成多路不同的电压或者多路相同的电压输出。

2.2 开关变换器的软开关的技术

PWM技术已经在电力电子电路中得到了日益广泛的应用，一般说来是指在开关变换的过程中保持开关频率的恒定，但通过改变开关接通时间的长短，使负载变化时，负载上电压输出变化却不大的方法。但这种开关技术是一种“硬开关”，也就是开关管的通断控制与其上流过的电流以及器件两端所加的电压并无关系，功率开关管的开通、关断在器件上的电流或电压不等于零的状态下强迫进行，开关损耗很大。特别是现代电力电子技术正向频率更高的方向发展，PWM硬开关技术将使得开关损耗成为高频化发展的显著障碍。

高频软开关技术大致可以分为以下三大类：

（1）谐振式变换器(串联谐振，准谐振，并联谐振和多谐振)；

（2）有源钳位的ZVS单端变换器；

（3）零开关--脉宽调制变换器(ZVS/ZCS-PWM、PSC FB ZVS-PWM、ZVT/ZCT-PWM变换器)；根据本研究课题所探讨的电源功率大，开关频率高的特点，选用串联谐振变换器等这类谐振变换器和零开关PWM DC/DC全桥变换器以实现软开关，则较为适合。下面以这两类中较为典型的移相全桥ZVS-PWM变换器和串联的谐振式变换器为例，对这两类变化器的特点进行综合比较。

2.3 移相全桥ZVS-PWM变换器与串联式谐振变换器相互比较

谐振式变换器包括串联谐振式和并联式，在谐振的变换器中，谐振元件一直谐振工作，可参与能量变换的全过程。串联式谐振的变换器可实现开关管软开通或者软关断，改善开关管的工作条件；这类的基本控制方式是调频控制；变换器回路电流近似为正弦波，它的EMI小；但同时存在以下缺点：

（1）开关器件通态电流或断态电压的应力较大。对于在电压模式下的谐振开关，开关于零电压下所进行的开通与关断所承受的断态的峰值电压可为其输出电压值的两倍还要多，对于电流模式，则通态的电流峰值可达到输出电流值的两倍还多，通态损耗比较大。

（2）开关的器件工作频率并不为恒定。采用调频的方式控制，当电源或者负载变化，便只能依靠改变开关的器件的运行工作频率来调节相关的输出的电压值，使频率的变化范围很大，以致对功率变压器、输入、输出滤波器的设计以及优化均难以进行，且频率大范围变化并不利于与下级变换器的同步。

3.开关电源的主电路设计

3.1 高频变压器的设计

开关电源主电路主要是处理电能，也就是功率变换。主电路主要包括输入滤波电路、高频变压器、逆变电路、输出滤波电路等部分。主电路的设计一般在整个电源设计过程中具有最为重要的地位。

变压器是开关电源中的核心元器件，许多其他主电路的元器件参数设计均考虑了变压器参数，因此，应首先对变压器进行设计制造。高频的变压器在运行时电压、电流均不为正弦波，因此，工作的状况与工频并不一样，计算公式也不尽相同。需计算的参数包括铁心的尺寸、导体的截面积、各绕组的匝数及其结构等，它们的基础参数是工作电流、电压和频率等。

3.2 输入端整流式滤波电路设计

交流的输入一般使用包括单相输入和三相式输入（包括四线方式和无中线的方式）。对于中大功率的场合，考虑到单相整流电压相对三相整流电压要低得多，使DC-DC电路电流变大，功耗也增大，单相整流和三相整流比较而言直流脉动也比较大，因此，采纳三相输入，故本设计中输入部分使用三相的无中线的控制方式，经过功率控制的二极管形成三相的桥式的整流器以输出脉动的直流波形，并且在整流器的输出端接上LC滤波网络，使脉动电流变成平滑的直流。

输入滤波电容(C1)主要功能是起到滤波以及使得输出直流电压变得平滑，并减小脉动作用，故输入端滤波的电容的挑选是相当关键。一般情况下，输入滤波的电容值根据控制纹波来估算，也就是为了确保逆变电路供应稳定直流电压，滤波电路时间常数必须为纹波中基波周期的6倍以上，由此根据直流输入电压、电流推算出输入滤波电容值。

3.3 输出整流回路的结构设计

一般而言，输出整流回路包括两种，一种为四个二极管组成的单相式全桥整流，另一种是两个整流二极管组成的单相式全波整流。比较两者，全波式整流电路的二次绕组具有中心抽头，结构较为复杂；而全桥式整流相对于全波式整流多采用了两个二极管，成本较高，若输出的电流大，那么整流桥上的二极管总通态损耗也变大，影响了变换器的效率，但是对于波整流电路，二极管所经受最大的反向电压是全桥整流电路值的两倍。通过以上的考虑，当输出的电压较高，且输出的电流较小时，一般采取全桥整流的方式；而输出的电压比较低，且输出的电流较大时，一般使用全波整流的方式。结合本课题所研究的情况，输出整流电路选用单相的全桥整流电路。

3.4 功率开关器件的选型设计

目前，在高频开关电源中使用最为广泛的功率开关器件是MOSFET和IGBT，在功率转换的应用中，MOSFET的导通损耗与开关损耗之比约为3:1,而相比之下的IGBT的导通损耗与开关损耗之比约为1:4。MOSFET较高的导通损耗是由较高的RDS(on)引起，而IGBT较高的开关损耗是由关断时电流拖尾所导致的。相比较而言IGBT的开关速度是低于功率MOSFET的，目前开关速度最快的IGBT的开关频率可以达到150kHz（IR公司的开关频率可高达150kHz的WARP系列400～600V IGBT），而MOSFET的所能达到开关频率则比IGBT高出许多，且在开关频率很高的时候，IGBT的开关损耗比MOSFET要大，故本课题研究采用MOSFET作为逆变电路的功率开关器件。

通常，若主电路工作在硬开关条件下，功率开关管的额定电压常常要求大于直流母线电压两倍。而本电路工作在零电压开关的条件下，功率开关管额定电压可以适当降低一些，因此可选为600V。

3.5 附加谐振电感设计

通过研究移相全桥ZVS-PWM变换器可看出，开关的过程中，输出滤波电感是参与串联谐振的，它的能量很大，已可满足开关管的并联电容器进行充放电的需要，因此超前臂较易实现ZVS；但滞后臂于开关的过程中，变压器副边为短路，仅剩下变压器的原边漏感的能量可参与谐振，并不能快速完成其并联电容器充放电的过程，滞后桥臂达到ZVS相对较为困难。故为了促进滞后桥臂达到ZV S，我们可另外增设附加的电感量，从而为并联电容器充放电提供足够多的磁能。

4.开关电源控制电路设计

4.1 开关电源控制电路设计

开关电源的主电路主要任务是处理电能，而控制电路的主要任务是处理电信号，它控制着主电路中各个开关器件的工作，控制电路的设计质量对电源的性能甚为重要。一般由驱动电路，PWM控制电路，调节器电路及保护电路组成。

其中，PWM控制电路的作用是将于一定范围内不断变化的控制量模拟信号转换为PWM信号，通常集成的PWM控制器可将误差电压放大器（EA），振荡器，PWM比较器，基准源，驱动，保护电路等常用开关电源控制电路集成在同一个芯片中，组成功能完整的集成电路，成为控制电路的核心。

4.2 移相PWM控制芯片UC-3879特性

这里UC-3879的系列IC是指UC-3875的改进产品，它是一个含软开关的功能的PWM式驱动器，采用移相开关方式调节半桥电路的驱动式脉冲的电压，同时控制了全桥式变换器的功率管，使固定的频率的脉宽调制器和谐振零电压的开关结合以具有相对高性能。此芯片除了可在电压模式工作，同时可工作在电流模式，并且具有快速的过流保护功能。UC3879可以独立编程以控制时间延迟，在每只输出级开关管导通之前提供足够的死区时间，为每个谐振开关区间里实现ZVS留有余地。

4.3 驱动电路设计

驱动电路是主电路与控制电路的接口，同开关电源的可靠性，效率等性能关系密切。驱动电路对快速性有较高要求，能提供一定的驱动功率，并具有较高的抗干扰和隔离噪声的能力。通常MOSFET的驱动电路包括以下三类：

1)使用光耦合器作为电气隔离的驱动电路，它由电气隔离及放大电路两部分构成，可以获得很好的驱动波形，但由于受到光耦响应时间限制，当开关频率较高时，驱动延时显著(为微秒级)，并且需要独立的驱动电源。

2)使用集成驱动芯片(比如IR2110)的驱动电路，根据自举原理，驱动高压侧和低压侧的两元件时，并不需独立电源，驱动延时较小(纳秒级)，适用的开关频率高，驱动波形理想。但是当MOSFET并联时，该电路驱动能力显得不足，需要增加放大电路。

3)使用脉冲变压器的驱动电路，它的电路结构简单而可靠，并不需独立驱动电源，延时小（为纳秒级），适用的开关频率很高。本设计依据自身的特点，采用脉冲变压器来组成驱动电路，电路的结构简单，延时较小（经实验测定本电源驱动电路延时小于50ns）,可靠性较高。

4.4 电源容量扩充的途径

自八十年代，伴随高频电源技术及新型功率器件的快速发展，大容量高频开关电源的研究和开发逐渐成为当今电力电子学的主要研究方向，并且派生了多个新研究方向。我们从电路的角度来考虑开关电源的容量扩充，将容量扩充技术分为二大类：

第一种，通过器件的串、并联增大电源工作电压或工作电流，以实现扩容的目的；

第二种，通过将多台单个电源并联，实现扩容和冗余设计的目标。

对于前者，器件的串、并联的方式中，需要特别处理串联式器件均压问题以及并联器件均流问题，考虑到器件的制造工艺以及参数离散性，限制器件相互之间的串并联的数目，同时串、并联的数量越多，那么装置可靠性将会越差。

对于后者，多台电源并联的技术是基于器件的并联技术进行大容量的可行方式，借助可靠电源并联技术，在单机的容量合适的情况下，可简单通过并联的运行方式得到非常大容量的装置，每台单机仅为装置的一个整理单元或一个相关的模块。大功率电源系统是由若干个较小的模块化电源形成的。在空间上，各个模块接近于负载，供电的质量高，采用调整并联模块数量以符合有差异的功率负载，设计较为灵活，每个模块可承受较小的电应力，开关频率将达兆赫级，从而提高系统的功率的密度。另外，模块化的电源系统突破了仅仅只有单个电源的功率限制，用户可如同搭建积木一般，按照电源功率进行最佳的组合，当某一个模块发生了故障，可热换掉此模块，这时其他的模块会均担此故障模块负载，并不影响整体系统工作，以提升系统安全，且方便维护，节省了投资。

4.5 开关电源电磁兼容的设计

随着电子电路不断向高密度高集成化的方向发展，我们对电源产品的要求越来越高。体积小、高效能、重量轻、高可靠性的“绿色电源”已不可避免地成为下一代电源产品的发展趋势。功率密度急剧增大将导致电源内部电磁环境日益复杂，由此产生的电磁干扰对电源及其周围的电子设备正常工作都产生威胁。同时随着国际电磁兼容法规变得日益严格，国内已经以新的3C认证取代了CCIB和CCEE认证，对开关电源在电磁兼容方面的要求更加详细、更加严格。目前，如何降低以致消除开关电源的EMI问题已成为全球开关电源设计师和电磁兼容设计师密切关注的问题。

电磁兼容(EMC)是说在十分有限的时间、空间和有限的频谱范围内不同的电气设备共同存在但却不会造成各个电气设备的性能下降，包括电磁敏感(EMS)和电磁干扰(EMI)这样两个方面。EMS是指电气设备抵御电磁的干扰方面的能力，EMI则指的是电气设备向周围环境发出噪声。某一台具有十分良好的电磁兼容的性能设备，将会既不会遭到周围的电磁噪声的影响，同时对周围的环境也不会形成较大的电磁干扰。

参考文献

[l]刘军.开关电源的应用与发展[J].大众用电,2002(12):16-17.

[2]丁道宏.国内外开关电源发展展望[J].电气时代,2000(10):14-15.

作者简介：

方传伟（1976—），男，河南潢川人，大学专科，助理工程师，现供职于中石化中原油田分公司天然气处理厂，研究方向：电子电气。

开关电源设计范文第2篇

关键词：单片开关电源快速设计

topswithⅱ

thewayofquickdesignforsinglechipswitchingpowersupplyabctract:threeendssinglechipswitchingpowersupplyisnewtypeswitchingpowersupplycorewhichhasbeenpopularsince1990.thispaperintroducesquickdesignforsinglechipswitchingpowersupply.

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在设计开关电源时，首先面临的问题是如何选择合适的单片开关电源芯片，既能满足要求，又不因选型不当而造成资源的浪费。然而，这并非易事。原因之一是单片开关电源现已形成四大系列、近70种型号，即使采用同一种封装的不同型号，其输出功率也各不相同；原因之二是选择芯片时，不仅要知道设计的输出功率po，还必须预先确定开关电源的效率η和芯片的功率损耗pd，而后两个特征参数只有在设计安装好开关电源时才能测出来，在设计之前它们是未知的。

下面重点介绍利用topswitch－ii系列单片开关电源的功率损耗（pd）与电源效率（η）、输出功率（po）关系曲线，快速选择芯片的方法，可圆满解决上述难题。在设计前，只要根据预期的输出功率和电源效率值，即可从曲线上查出最合适的单片开关电源型号及功率损耗值，这不仅简化了设计，还为选择散热器提

η/％(uimin=85v)

中图法分类号：tn86文献标识码：a文章编码：02192713(2000)0948805

po/w

图1宽范围输入且输出为5v时pd与η，po的关系曲线

图2宽范围输入且输出为12v时pd与η，po的关系曲线

图3固定输入且输出为5v时pd与η，po的关系曲线

供了依据。

1topswitch－ii的pd与η、po关系曲线

topswitch－ii系列的交流输入电压分宽范围输入（亦称通用输入），固定输入（也叫单一电压输入）两种情况。二者的交流输入电压分别为ui=85v～265v，230v±15％。

1．1宽范围输入时pd与η，po的关系曲线

top221～top227系列单片开关电源在宽范围输入（85v～265v）的条件下，当uo=＋5v或者＋12v时，pd与η、po的关系曲线分别如图1、图2所示。这里假定交流输入电压最小值uimin=85v，最高

η/％(uimin=85v)

η/％(uimin=195v)

交流输入电压uimax=265v。图中的横坐标代表输出功率po，纵坐标表示电源效率η。所画出的7条实线分别对应于top221～top227的电源效率，而15条虚线均为芯片功耗的等值线（下同）。

1．2固定输入时pd与η、po的关系曲线

top221～top227系列在固定交流输入（230v±15％）条件下，当uo=＋5v或＋12v时，pd与η、po的关系曲线分别如图3、图4所示。这两个曲线族对于208v、220v、240v也同样适用。现假定uimin=195v,uimax=265v。

2正确选择topswitch－ii芯片的方法

利用上述关系曲线迅速确定topswitch－ii芯片型号的设计程序如下：

（1）首先确定哪一幅曲线图适用。例如，当ui=85v～265v，uo=＋5v时，应选择图1。而当ui=220v(即230v－230v×4.3％)，uo=＋12v时，就只能选图4；

（2）然后在横坐标上找出欲设计的输出功率点位置（po）；

（3）从输出功率点垂直向上移动，直到选中合适芯片所指的那条实曲线。如不适用，可继续向上查找另一条实线；

（4）再从等值线（虚线）上读出芯片的功耗pd。进而还可求出芯片的结温（tj）以确定散热片的大小；

（5）最后转入电路设计阶段，包括高频变压器设计，元器件参数的选择等。

下面将通过3个典型设计实例加以说明。

例1：设计输出为5v、300w的通用开关电源

通用开关电源就意味着交流输入电压范围是85v～265v。又因uo=＋5v，故必须查图1所示的曲线。首先从横坐标上找到po=30w的输出功率点，然后垂直上移与top224的实线相交于一点，由纵坐标上查出该点的η=71.2％，最后从经过这点的那条等值线上查得pd=2.5w。这表明，选择top224就能输出30w功率，并且预期的电源效率为71.2％,芯片功耗为2.5w。

若觉得η=71.2％的效率指标偏低，还可继续往上查找top225的实线。同理，选择top225也能输出30w功率，而预期的电源效率将提高到75％，芯片功耗降至1.7w。

根据所得到的pd值，进而可完成散热片设计。这是因为在设计前对所用芯片功耗做出的估计是完全可信的。

例2：设计交流固定输入230v±15％，输出为直流12v、30w开关电源。

图4固定输入且输出为12v时pd与η，po的关系曲线

η/％(uimin=195v)

图5宽范围输入时k与uimin′的关系

图6固定输入时k与uimin′的关系

根据已知条件，从图4中可以查出，top223是最佳选择，此时po=30w，η=85.2％，pd=0.8w。

例3：计算topswitch－ii的结温

这里讲的结温是指管芯温度tj。假定已知从结到器件表面的热阻为rθa(它包括topswitch－ii管芯到外壳的热阻rθ1和外壳到散热片的热阻rθ2)、环境温度为ta。再从相关曲线图中查出pd值，即可用下式求出芯片的结温：

tj=pd·rθa＋ta(1)

举例说明，top225的设计功耗为1.7w，rθa=20℃/w，ta=40℃，代入式（1）中得到tj=74℃。设计时必须保证，在最高环境温度tam下，芯片结温tj低于100℃，才能使开关电源长期正常工作。

3根据输出功率比来修正等效输出功率等参数

3．1修正方法

如上所述，pd与η，po的关系曲线均对交流输入电压最小值作了限制。图1和图2规定的uimin=85v，而图3与图4规定uimin=195v（即230v－230v×15％）。若交流输入电压最小值不符合上述规定，就会直接影响芯片的正确选择。此时须将实际的交流输入电压最小值uimin′所对应的输入功率po′，折算成uimin为规定值时的等效功率po，才能使用上述4图。折算系数亦称输出功率比（po′/po）用k表示。topswitch－ii在宽范围输入、固定输入两种情况下，k与u′min的特性曲线分别如图5、图6中的实线所示。需要说明几点：

（1）图5和图6的额定交流输入电压最小值uimin依次为85v，195v，图中的横坐标仅标出ui在低端的电压范围。

（2）当uimin′>uimin时k>1，即po′>po，这表明原来选中的芯片此时已具有更大的可用功率，必要时可选输出功率略低的芯片。当uimin′（3）设初级电压为uor，其典型值为135v。但在uimin′<85v时，受topswitch－ii调节占空比能力的限制，uor会按线性规律降低uor′。此时折算系数k="uor′"/uor<1。图5和图6中的虚线表示uor′/uor与uimin′的特性曲线，利用它可以修正初级感应电压值。

现将对输出功率进行修正的工作程序归纳如下：

（1）首先从图5、图6中选择适用的特性曲线，然后根据已知的uimin′值查出折算系数k。

（2）将po′折算成uimin为规定值时的等效功率po，有公式

po=po′/k（2）

（3）最后从图1～图4中选取适用的关系曲线，并根据po值查出合适的芯片型号以及η、pd参数值。

下面通过一个典型的实例来说明修正方法。

例4：设计12v，35w的通用开关电源

已知uimin=85v，假定uimin′=90％×115v=103.5v。从图5中查出k=1.15。将po′=35w、k=1.15一并代入式（2）中，计算出po=30.4w。再根据po值，从图2上查出最佳选择应是top224型芯片，此时η=81.6％，pd=2w。

若选top223，则η降至73.5％,pd增加到5w，显然不合适。倘若选top225型，就会造成资源浪费，因为它比top224的价格要高一些，且适合输出40w～60w的更大功率。

3．2相关参数的修正及选择

（1）修正初级电感量

在使用topswitch－ii系列设计开关电源时，高频变压器以及相关元件参数的典型情况见表1，这些数值可做为初选值。当uimin′lp′=klp（3）

查表1可知，使用top224时，lp=1475μh。当k=1.15时，lp′=1.15×1475=1696μh。

表2光耦合器参数随uimin′的变化

最低交流输入电压uimin(v)85195

led的工作电流if（ma）3.55.0

光敏三极管的发射极电流ie（ma）3.55.0

（2）对其他参数的影响

当uimin的规定值发生变化时，topswitch－ii的占空比亦随之改变，进而影响光耦合器中的led工作电流if、光敏三极管发射极电流ie也产生变化。此时应根据表2对if、ie进行重新调整。

开关电源设计范文第3篇

开关电源中的功率开关管在高频下的通、断过程产生大幅度的电压和电流跳变,因而产生强大的电磁骚扰,但骚扰的频率范围(

电磁骚扰

讨论电磁骚扰一般是从骚扰源的特性,骚扰的耦合通道特性和受扰体的特性三个方面来进行的。

1.开关电源中的主要电磁骚扰源

开关电源中的电磁骚扰源主要有开关器件、二极管和非线性无源元件;在开关电源中,印制板布线不当也是引起电磁骚扰的一个主要因素。

1.1 开关电路产生的电磁骚扰

对开关电源来说,开关电路产生的电磁骚扰是开关电源的主要骚扰源之一。开关电路是开关电源的核心,主要由开关管和高频变压器组成。它产生的dv/dt是具有较大辐度的脉冲,频带较宽且谐波丰富。这种脉冲骚扰产生的主要原因是 :

1)开关管负载为高频变压器初级线圈,是感性负载。在开关管导通瞬间,初级线圈产生很大的涌流,并在初级线圈的两端出现较高的浪涌尖峰电压;在开关管断开瞬间,由于初级线圈的漏磁通,致使一部分能量没有从一次线圈传输到二次线圈,储藏在电感中的这部分能量将和集电极电路中的电容、电阻形成带有尖峰的衰减振荡,叠加在关断电压上,形成关断电压尖峰。这种电源电压中断会产生与初级线圈接通时一样的磁化冲击电流瞬变,这个噪声会传导到输入输出端,形成传导骚扰,重者有可能击穿开关管。

2)脉冲变压器初级线圈,开关管和滤波电容构成的高频开关电流环路可能会产生较大的空间辐射,形成辐射骚扰。如果电容滤波容量不足或高频特性不好,电容上的高频阻抗会使高频电流以差模方式传导到交流电源中形成传导骚扰。

1.2 二极管整流电路产生的电磁骚扰

主电路中整流二极管产生的反向恢复电流的|di/dt|远比续流二极管反向恢复电流的|di/dt|小得多。作为电磁骚扰源来研究,整流二极管反向恢复电流形成的骚扰强度大,频带宽。整流二极管产生的电压跳变远小于电源中的功率开关管导通和关断时产生的电压跳变。因此,不计整流二极管产生的|dv/dt|和|di/dt|的影响,而把整流电路当成电磁骚扰耦合通道的一部分来研究也是可以的。

1.3 dv/dt与负载大小的关系

功率开关管开通和关断时产生的dv/dt是开关电源的主要骚扰源。经理论分析及实验表明,负载加大,关断产生的|dv/dt|值加大,而负载变化对开通的|dv/dt|影响不大。由于开通和关断时产生的|dv/dt|不同,从而对外部产生的骚扰脉冲也是不同的。

2. 开关电源电磁噪声的耦合通道

描述开关电源和系统传导骚扰的耦合通道有两种方法:

1)将耦合通道分为共模通道和差模通道;

2)采用系统函数来描述骚扰和受扰体之间的耦合通道的特性。

2.1 共模和差模骚扰通道

开关电源在由电网供电时,它将从电网取得的电能变换成另一种特性的电能供给负载。同时开关电源又是一噪声源,通过耦合通道对电网、开关电源本身和其它设备产生骚扰,通常多采用共模和差模骚扰加以分析。 如图1,为开关电源共模骚扰等效电路。

“共模骚扰”是指骚扰大小和方向一致,其存在于电源任何一相对大地、或中线对大地间。共模骚扰也称为纵模骚扰、不对称骚扰或接地骚扰。是载流体与大地之间的骚扰。如图2,为带共模干扰的+5V直流信号。

“差模骚扰”是指大小相等,方向相反,其存在于电源相线与中线及相线与相线之间。差模骚扰也称为常模骚扰、横模骚扰或对称骚扰。是载流体之间的骚扰。

共模骚扰说明骚扰是由辐射或串扰耦合到电路中的,而差模骚扰则说明骚扰源于同一条电源电路的。通常这两种骚扰是同时存在的,由于线路阻抗的不平衡,两种骚扰在传输中还会相互转化,情况十分复杂。共模骚扰主要是由|dv/dt|产生的,|di/dt|也产生一定的共模骚扰。但是,在低压大电流的开关电源中,共模骚扰主要是由|dv/dt|产生的还是由|di/dt|产生的,需要进一步研究。 如图3,共模/差模信号与磁场的关系。

在频率不是很高的情况下,开关电源的骚扰源、耦合通道和受扰体实质上构成一多输入多输出的电网络,而将其分解为共模和差模骚扰来研究是对上述复杂网络的一种处理方法,这种处理方法在某种场合还比较合适。但是,将耦合通道分为共模和差模通道具有一定的局限性,虽然能测量出共模分量和差模分量,但共模分量和差模分量是由哪些元器件产生的,的确不易确定。因此有人用系统函数的方法来描述开关电源骚扰的耦合通道,即研究耦合通道的系统函数与各元器件的关系,建立耦合通道的电路模型。许多系统分析的结果,如灵敏度的分析、模态的分析等,都可用来研究开关电源的EMD的调试和预测。但是,用系统函数的方法分析骚扰的耦合通道,还需要做很多工作。

2.2.2 杂散参数影响耦合通道的特性

在传导骚扰频段(小于30MHz)范围内,多数开关电源骚扰的耦合通道是可以用电路网络来描述的。但是,在开关电源中的任何一个实际元器件,如电阻器、电容器、电感器乃至开关管、二极管都包含有杂散参数,且研究的频带愈宽,等值电路的阶次愈高,因此,包括各元器件杂散参数和元器件间的耦合在内的开关电源的等效电路将复杂得多。在高频时,杂散参数对耦合通道的特性影响很大,分布电容的存在成为电磁骚扰的通道。另外,在开关管功率较大时,集电极一般都需加上散热片,散热片与开关管之间的分布电容在高频时不能忽略,它能形成面向空间的辐射骚扰和电源线传导的共模骚扰。

电磁骚扰的抑制

对开关电源的EMD的抑制措施,主要是

1)减小骚扰源的骚扰强度;

2)切断骚扰传播途径。

为了达到这个目的,主要从选择合适的开关电源电路拓扑;采用正确的接地、屏蔽、滤波措施;设计合理的元器件布局及印制板布线等几个方面考虑。

1.减小开关电源本身的骚扰

减小开关电源本身的骚扰是抑制开关电源骚扰的根本,是使开关电源电磁骚扰低于规定极限值的有效方法。

1)减小功率管通、断过程中产生的骚扰

上面分析表明,开关电源的主要骚扰是来自功率开关管通、断的dv/dt。因此减小功率开关管通、断的dv/dt是减小开关电源骚扰的重要方面。人们通常认为软开关技术可以减小开关管通、断的dv/dt。但是,目前的一些研究结果表明软开关并不像人们预料的那样,可以明显地减小开关电源的骚扰。没有实验结果表明,软开关变换器在EMC性能方面明显地优于硬开关变换器。

有文献系统地研究了PWM反激式变换器、准谐振零电流变频开关正激变换器、多谐振零电压变频开关反激式变换器、多揩振零电压变频开关正激变换器、电压箝位多谐振零电压定频开关反激式变换器以及半桥式零电压变频串联谐振变换器的EMD特性,讨论了缓冲电路、箝位电路、变频与定频控制对骚扰水平的影响。实验结果表明,具有电压箝位的零电压定频开关变换器的EMD电平最低。

因此,采用软开关电源技术,结合合理的元器件布置及合理的印制电路板布线,对开关电源的EMD水平有一定的改善。

2)开关频率调制技术

将频率不变的调制改变为随机调制,变频调制等。频率固定不变的调制脉冲产生的骚扰在低频段主要是调制频率的谐波骚扰,低频段的骚扰主要集中在各谐波点上。由F.Lin提出的开关频率调制方法[3],其基本思想是通过调制开关频率fc的方法,把集中在开关频率fc及其谐波2fc,3fc……上的能量分散到它们周围的频带上,由此降低各个频点上的EMD幅值,以达到低于EMD标准规定的限值。这种开关调频PWM的方法虽然不能降低总的骚扰能量,但它把能量分散到频点的基带上,以达到各个频点都不超过EMD规定的限值。

2. 接地

“接地”有设备内部的信号接地和设备接大地,两者概念不同,目的也不同。“地”的经典定义是“作为电路或系统基准的等电位点或平面”。

3.2.1 设备的信号接地

设备的信号接地,可能是以设备中的一点或一块金属来作为信号的接地参考点,它为设备中的所有信号提供了一个公共参考电位。

在这里介绍浮地和混合接地,另外,还有单点接地和多点接地。

1)浮地

采用浮地的目的是将电路或设备与公共接地系统,或可能引起环流的公共导线隔离开来。浮地还可以使不同电位间的电路配合变得容易。实现电路或设备浮地的方法有变压器隔离和光电隔离。浮地的最大优点是抗骚扰性能好。

浮地的缺点是由于设备不与公共地相连,容易在两者间造成静电积累,当电荷积累到一定程度后,在设备地与公共地之间的电位差可能引起剧烈的静电放电,而成为破环性很强的骚扰源。

一个折衷方案是在浮地与公共地之间跨接一个阻值很大的泄放电阻,用以释放所积累的电荷。注意控制释放电阻的阻抗,太低的电阻会影响设备泄漏电流的合格性。

2)混合接地

混合接地使接地系统在低频和高频时呈现不同的特性,这在宽带敏感电路中是必要的。电容对低频和直流有较高的阻抗,因此能够避免两模块之间的地环路形成。当将直流地和射频地分开时,将每个子系统的直流地通过10～100nF的电容器接到射频地上,这两种地应在一点有低阻抗连接起来,连接点应选在最高翻转速度(di/dt)信号存在的点。

3.2.2 设备接大地

在工程实践中,除认真考虑设备内部的信号接地外,通常还将设备的信号地,机壳与大地连在一起,以大地作为设备的接地参考点。设备接大地的目的是:

1)保证设备操作人员人身的安全。

2)泄放机箱上所积累的电荷,避免电荷积累使机箱电位升高,造成电路工作的不稳定。

3)避免设备在外界电磁环境的作用下使设备对大地的电位发生变化,造成设备工作的不稳定。

由此可见,设备接大地除了是对人员安全、设备安全的考虑外,也是抑制骚扰发生的重要手段。

3. 屏蔽

抑制开关电源产生的骚扰辐射的有效方法是屏蔽,即用电导率良好的材料对电场屏蔽,用磁导率高的材料对磁场屏蔽。为了防止脉冲变压器的磁场泄露,可利用闭合环形成磁屏蔽,另外,还要对整个开关电源进行电场屏蔽。屏蔽应考虑散热和通风问题,屏蔽外壳上的通风孔最好为圆形多孔,在满足通风的条件下,孔的数量可以多,每个孔的尺寸要尽可能小。接缝处要焊接,以保证电磁的连续性,如果采用螺钉固定,注意螺钉间距要短。屏蔽外壳的引入、引出线处要采取滤波措施,否则,这些会成为骚扰发射天线,严重降低屏蔽外壳的屏蔽效果。若用电场屏蔽,屏蔽外壳一定要接地,否则,将起不到屏蔽效果;若用磁场屏蔽,屏蔽外壳则不需接地。对非嵌入的外置式开关电源的外壳一定要进行电场屏蔽,否则,很难通过辐射骚扰测试。

4. 滤波

电源滤波器安装在电源线与电子设备之间,用于抑制电源线引出的传导骚扰,又可以降低从电网引入的传导骚扰。对提高设备的可靠性有重要的作用。

开关电源产生的电磁骚扰以传导骚扰为主,而传导骚扰又分差模骚扰和共模干扰两种。通常共模骚扰要比差模骚扰产生更大的辐射型EMD。目前抑制传导EMD最有效的方法是利用无源滤波技术。如图4,为共模与差模噪声对比(红色为共模噪声,蓝色为差模噪声)。

作为一种双端口网络EMD滤波器,它对骚扰的抑制性能不仅取决于滤波器本身的拓扑,而且在很大程度上也受EMD滤波器输入、输出阻抗值的影响。由于EMD滤波器阻抗和负载阻抗的可变动性以及它们可能直接与电网相连的特点,电源EMD滤波器的输入、输出阻抗不但不匹配而且常常是末知的。这就造成了EMD滤波器设计不能完全应用成熟的通信用滤波器的设计方法和理论。这是电源波波器设计面临的主要问题。

5.元器件布局及印制电路板布线

开关电源的辐射骚扰与电流通路中的电流大小,通路的环路面积,以及电流频率的平方等三者的乘积成正比,即辐射骚扰E∝I•A•f2。运用这一关系的前提是通路尺寸远小于频率的波长。

上述关系式表明减小通路面积是减小辐射骚扰的关键,这是说开关电源的元器件要彼此紧密排列。在初级电路中,要求输入端电容、晶体管和变压器彼此靠近,且布线紧凑;在次级电路中,要求二极管、变压器和输出端电容彼此贴近。

在印制板上,将正负载流导线分别布在印制板的两面,并设法使两个载流导体彼此间保持平行,因为平行紧靠的正负载流导体所产生的外部磁场是趋向于相互抵消的。

布线间的电磁耦合是通过电场和磁场进行的,因此在布线时,应注意对电场与磁场耦合的抑制。对电场的抑制方法有:

1)尽量增大线间距离,使电容耦合为最小;

2)采用静电屏蔽,屏蔽层要接地;

3)降低敏感线路的输入阻抗。

对磁场的抑制方法有:

1)减小骚扰源和敏感电路的环路面积;

2)增大线间距离,使耦合骚扰源与敏感电路间的互感尽可能地小;

3)最好使骚扰源与敏感电路呈直角布线,以便大大降低线路间耦合。

结论

开关电源设计范文第4篇

【关键词】机电设备；开关电源；设计

1.机电设备中开关电源的工作原理

1.1 原理简介

在节电设备的开关电源中，开关元件主要是利用电子技术通过半导体等相关的元器件对开关的打开以及关闭进行控制，从而有效的保证电压能够稳定的输出。通过开关电源能够使得晶体管能够实现接通与关闭，晶体管导通的情况下，电压比较低，电流比较大；晶体管关闭时，电压比较高，电流比较小。半导体元件中电压与电流的成绩就是该元件的损耗量，所以说此类开关电源能够在损耗比较低的情况下能够提供多种直流电源。

在PWM工作的时候其首先是将输入电流的电压进行斩波，从而将其转换为与输入电压幅值相同的脉冲电压。对于机电设备开关电源的调节主要是通过脉冲的占空比进行控制的，通过PWM将其斩波为交流方波之后，就可以通过变压器等设备对幅值进行控制。想增加电压的组数，只需对变压器的绕组数目的增加就可以实现。通过整流滤波的作用，就能够获得我们所需要的直流电压。

在对机电设备开关电源的设计中，输入能够从母线出获取，这是对于变频器的特点进行分析得出的结论。在开关电源的设计中主要包括以下几个方面：输入电路、功率因数的校正以及转换、输出电路和频率振荡器等部分。

若想实现电能的转换主要是靠高频的电子开关实现的，根据数据分析可知若接通占空比的高地决定着负载电压的高地。

1.2 UC3842的反激式原理简介

对开关电源的分类通常有反激式变换器以及正激式变换器两种，在本文中笔者将对反激式变压器进行着重讨论。反激式变换器主要指的是变压器的初级性与次级性时不同的，而正激式变换器则与之相反。

对于反激式变换器的工作原理介绍：在打开的时候，Q1为导通的状态，在LP的两侧对其加以电压U0，此时的电流就会呈线性增加的方式进行升高，反激式变换器则进行储能作用；反激式变换器的此时的电压为N0/N2与Vm以及D的乘积，在这个时候位于L5两侧的电压上方的为负电压，下方的为正电压，但是D0由于反偏的作用就会停止。在其关闭的时候，Q1处于关闭状态，此时其中的电流为0，但是在原边中的电压的极性则呈反向，相应的副边电压也会发生调换，这时候之前所储存在变压器中的磁能就会转变为电能进行释放。

对于单端的反激式变换器来说，在其开关导通的时候能够进行电能的储存，在将开关关闭的时候能够将之前所储存的电能进行释放，所以说高频变压器不仅具有变压、隔离的作用，同时还是一种能够进行能力储存的元件。

2.关于开关电源的设计细节

2.1 所选用的器件介绍

通过UC3842能够产生PWM波形，能够对电流方式进行很好的控制。在这种电路中不但具有振荡器，而且具有能够为温度补偿提供参考等作用，若想有效的驱动MOSFET，就必须选用大电流图腾柱输出。

在UC3842中，首先要在其引脚的电路的1脚要求与定时电阻和电容之间进行连接，其作用是控制震荡频率；2脚与阻容元件之间进行连接，其主要作用就是对误差放大器的频率进行补偿；其3脚要与反馈电压的输入端之间进行连接，这样才能够实现其电压转向反响输入端的功能；与4脚进行连接的则是电流的检测输入端；；7脚的作用为基准的电压输出。

在TL431电路中的电压基准与齐纳管的运行为同种原理，利用外部电阻能够实现对其电压编程为40V，通常将其坎作为能够维持电压稳定的二极管，在其两端的输出电压主要是由它外部所连接的电阻所决定的。当TL431的输出电压提高的时候，就会使得其中的晶体管VT能够导通，其输出电压相应的就会降低。

由于在开关电源的输入端的电源大多都是从直流的母线中所取得的，在反激变换功率关断的时候就会使得电压出现顶峰，为了对电路进行保护就必须对其采取相应的措施以抑制。通过RCD能够有效的缓解存在于元器件两侧的过电压。通过RCD电路的设计，根据楞次定律的相关知识可以知道，当关断MOS的时候，能够在变压器的原边中形成一个非常高的瞬时电压，由此可见在设计选择MOS的时候要保证其能够承受的电压在实际电路输入电压的1.5倍以上。

2.2 关于电路

在机电设备的开关电源的设计主要是为了实现对于功率开关管的控制以及IC的控制，其电源的供给主要是通过直流母线，之后再设计各种电压的开关电源。在本文中笔者将对10V的开关电源的设计过程进行阐述，向大家讲解机械设备的开关电源设计中的关键。

UC3842这种芯片能够很好的实现对电流控制的功能，这种芯片主要是通过对频率的调节从而实现对输出电压的有效控制。在其工作的状态中在滤波器的作用下，能够对开关的噪音以及谐波等进行滤除。交流电压之间形成一个能够抗串膜的干扰电路，主要就是为了能够对噪声实现其抑制的作用。

电路中的交流电源能够在经其处理之后进去到整流器之中，从而获得我们所需要的电压。也就是说通过滤波电容的输入将输入电压中所存在的一些干扰因素进行去除，从而得到一个稳定的输出电压。

对于启动电路中主要包括电阻以及电容，若想保证其在启动之后能够正常工作，首先要保证其功率能够达到2W，在电容中所存储的能量要保证能够满足开关电源启动时的需求，不能够低于150uF。

由于此电源开关中有很多电路输出，不能够单纯的对其中的某一路进行反馈，所以说要在电路中设计一个反馈线圈来进行对电压的反馈，由此实现对没路输出进行很好的控制。通过整流滤波的作用能够为人们提供一个相对较为稳定的电压反馈。

在通过UC3842对电路进行保护的时候，如果输入端出现短路的情况，就会导致过流的现象，从而导致漏极电流明显的提高，其中的电压也会有明显的提高。

如果引脚中的电压超过2V的时候，比较器中就会输出比高电平，这样就会使锁存器复位，输出也就会随之而关闭。在这种情况下芯片的引脚中是没有输出电压的，从而达到了保护电路的目的。如果电路中的电压太高，不能够很好的实现对占空比的调整，就会导致变压器中的电压升高，从而输出也会关闭。

在电路短路的情况下，电流的突然增大所产生的热量就会使电阻值增大，实现断路的作用，经过技术解决之后，自恢复开关便能够恢复其阻抗值。

根据示波器的显示我们可以发现，在直流母线的上电过程中电压不够稳定，但是在芯片的调解下，能够有效地保证电压输出，由此可见其抗干扰的能力是非常强的，所以在一些比较复杂的环境中也能够正常的工作。

在机电设备开关电源的设计中要实现电源通道之间的相互隔离，只需在原基础之上加入一些新的元器件就能够达到我们的目的，投资不高，能够更好的对变频器进行利用。根据机电设备中开关电源的使用调查情况可以发现，此电路系统是非常安全的。

3.变压器的设计细节

3.1 变压器参数

变压器的工作频率为50kHz，变压器的工作周期为30us，其工作效率η为0.87；变压器的电压为220v±50%，所以其范围为110v—330v，该变压器的输出功率为120w。

3.2 变压器设计过程

在变压器的设计过程中首先要按照整流管的损耗选择合理的刺心，变压器的输入功率通过计算式计算为率P输入=P输出/η=120/0.87=138W。变压器的磁芯一般都是选用铁氧体的磁芯，主要原因是由于这种磁芯的电阻率比较高，而且价格比较便宜。

UC3842能够有效的对电流的峰值进行控制，在其正常运转的情况下，该芯片的占空比要小于0.6，在变压器的设计过程中占空比按照0.5进行计算，所以说在变压器的工作过程中开关管的导通时间为12.5微秒，变压器的输入电压为180v。

变压器工作过程中的磁通密度也非常重要，在其温度处于100摄氏度的时候其磁感应强度为400mT，将此时变压器的振幅折中计算，此时交变电流的磁通密度为0.238T。

对于边缘线的匝数的计算时，首先要掌握变压器中磁芯的有效面积，不同的变压器的型号可以找出其中的固定数值等方面进行计算。变压器的电源输出端与负载之间连接的时候通常都会使得电压降低，在变压器的设计中就要在设计基础之上对每个输出电路多设计出一匝，这样能够得到一个要高一些的电压，自后再由稳压器的转换得到我们所需要的电压。

4.结语

对于机电设备开关电源的设计具有非常高的要求，在对于开关电源的设计中只有很好的把握好其中的技术关键才能够保证设计成功。

由于机电设备经常性的开启和关闭，所以在设计开关电源的时候要保证能够在电磁干扰比较低的情况下为其提供稳定的电源，通过选取合理的电容值，避免波纹的出现对机电设备的供电产生影响。由于机电设备开关电源在性能方面比较优越，在未来的机电设备中的应用会变得越来越广泛，所以对于此类问题的研究还要不断的深入。

参考文献

[1]张帅，李俊刚，王兴.开关电源设计[J].科技资讯，2011，34.

[2]李飞亮，张琳洁.基于DSP的大功率数字开关电源设计[J].电子技术，2011，12.

开关电源设计范文第5篇

【关键词】开关电源 可靠性 三防设计

随着科学技术的进步，开关电源已经应用于人们生活的方方面面，人们对开关电源的的可靠性要求也在不断的提高，开关电源的可靠性是保证设备正常运行的关键。为此如何设计出可靠性性能高的开关电源成为相关研究者重点研究的方向。

1 开关电源可靠性设计

1.1 供电方式的选择

集中式供电系统和分布式供电系统是开关电源主要两种供电方式，其中集中式供电系统会由于输出间和传输距离不同的偏差，容易造成压差，给整个供电的质量造成影响，另外，集中式供电系统采用一台电源集中供电，一旦该电源发生故障就会影响整个供电系统，分布式供电系统相比集中式供电系统供电质量具有一定的优势，其供电电源和负载距离比较近，能够有效改善动态响应特性，除此之外，还具有能源损耗小，传输效率高，节约能源的优点，因此分布式供电星相比集中式供电具有一定的可靠性。在设计开关电源时，出于可靠性的考虑，通常都应用分布式供电系统，

1.2 电路拓扑选择

开关电源的拓扑的结构非常多，有推挽式、半桥、全桥、单端正激式，单段反激式，双管正激式，双单端正激式、双正激式等八种拓扑结构，双桥或者半桥正激式电路开关能够满足电源最大的输入电压，所以在选择开关管时比较容易，单端反激式、单端正激式、推挽式双端正激式、电路拓扑，其开关管的承受电压大约是2倍的输入电压，给开关管选择带来很大的困难。全桥拓扑结构和推挽式拓扑结构容易出现单向偏磁饱和现象，容易造成开关管损坏，半桥电路本身具有自动抗不平衡的特点，可以有效改善开关管损坏的现象。所以根据拓扑结构的特点，为了保证开关电源的可靠性通常选用双管正激式电路或者半桥电路。

1.3 控制策略

电流型PWM控制主要是中小功率电源中应用的方法，其在电压控制方面具有以下优势：

（1）比电压型控制速度快，并且不出出现电流过大损坏开关管的现象，降低了短路故障和过载现象；

（2）比电压型纹波稳定；

（3）容易补偿，环路稳定；

（4）快速的瞬态响应和优良的电网电压调整率。经过实践证明50W开关电源采用电流控制，输出纹波大约为25mV，远远比电压控制型优良。

硬开关技术往往会受到开关损耗的影响，一般情况下，其开关频率都在350kHZ之下，利用谐振原理的软开关技术，可以将开关的损耗降低到零。软开关技术具有谐振变换器和PWM变换器的优点，可以应用于大功率带能源中。

1.4 元器件

元器件能够直接影响开关电源的可靠性，通常开关电源中元器件失效主要有以下几种原因。

1.4.1 质量问题

制造质量出现问题，解决的方法只有一个就是严格的选择元器件，避免不成熟、劣质的元器件投入使用，选择有知名度的厂家，最大限度的避免因元器件质量问题影响开关电源的可靠性。

1.4.2 器件可靠性问题

器件可靠性是常见的基本失效问题，主要和元器件的工作应力水平有关，因此需要选择可靠性良好的元器件，在选择元器件时将早期失效。密封性能不合格。稳定性差、电参数不合格、外观不合格的元器件剔除。在应用元器件之前进行非破坏性试验进行筛选，通过非破坏性试验可以明显降低元器件可靠性的问题，在进行非破坏性试验时需要让普通电容器和电阻在室温条件下，严格按照技术要求进行测试。

1.4.3 设计问题

为了有效降低设计问题导致的元器件失效，因此在选择元器件时最好选用硅半导体，尽量少用褚半导体或者避免使用褚半导体，；最好使用集成电路，尽可能降低分离器件的数目；尽量使用玻璃封装或者金属封装、陶瓷封装的器件，杜绝使用塑料封装的器件；设计的原则一般是不使用电位器，但是如果无法避免，就需要对电位器最好封装措施，对于在恶劣环境下。例如潮湿、烟雾等，在设计时不要选用率电解电容，由于铝电解电容自身的特性，导致其容易在恶劣的环境中发生腐蚀，进而影响设备的正常运行。在航天设备中应用的元器件因为常常受到空间粒子的影响，容易导致铝电解电容发生分解。因此在选择时尽量不要选用率电解电容。

1.4.4 能源损耗问题

能源损耗问题和元器件的工作应力没有关系，主要和元器件的工作的时间有关，例如铝电解容易如果长时间运行，铝电解电容的电容液就会会被破坏，相应的电电容容量就会降低，电解液没损失40%，电容量就会下降20%。如果点容易的芯子出现干涸，就无法在继续运行，因此为了避免这种情况的发生，在设计开关电源时，最好注明率电解电容的更换时间，在使用达到更换时间时，强制对其进行跟换。

1.5 安全设计和三防设计

安全性是开关电源重要的一项性能指标，如果开关电源不具有安全性就不可能实现预定的功能，还特别容易发生安全事故，从而导致发生无法挽回的重大损失。因此开关电源必须要具有很高的安全性，那么在设计开关电源时，需做好防止触电烧伤的措施，对于防触电可以将输出端设计为空，对于防烧伤控制其暴露在外面的机壳以及散热性等零件不要让去其温度超过60度。在开关设计时，密封的要求也非常高，因此对于要求密封的器件做好相应的密封措施了对于暴露在空气中的结构，不要设计凹陷的结构，做好防潮防腐蚀措施，对于开关的电源结构可以应用密封或者半密封的形势隔绝不利的因素，在组建表面涂覆准用的防潮、防霉菌、防盐雾氢气，避免任何对开关电源不利的因素，保证开关电源的可靠性。

2 结束语

开关电源的可靠性和开关电源设备的性能息息相关，因此保证开关电源的可靠性保证开关电源的设备的正常运行，选择合适的元器件，合适的拓扑电路没做好安全设计和三防设计可以有效提高开关电源的可靠性。

参考文献

[1]姚洪平，刘亿文，薛晨光.开关电源可靠性设计研究[J].电子制作，2013，17：39.

[2]刘志雄.开关电源可靠性设计探讨[J].现代商贸工业，2010，09：325-326.

[3]黄永俊，张居敏，胡月来.开关电源可靠性的设计[J].农机化研究，2005，02：147-148.

作者单位

开关电源设计范文第6篇

关键词：开关电源；反激式电路；高频变压器

引言

开关电源是综合现代电力电子、自动控制、电力变换等技术，通过控制开关管开通和关断的时间比率，来获得稳定输出电压的一种电源，因其具有体积小、重量轻、效率高、发热量低、性能稳定等优点，在现代电力电子设备中得到广泛应用，代表着当今稳压电源的发展方向，已成为稳压电源的主导产品。文章设计了一种基于TOP-Switch系列芯片的小功率多路输出DC/DC的反激式开关电源。

1 电源设计要求

文章设计的开关电源将用于轨道车辆电动门控制系统中，最大的功率为12W，分四路输出，具体设计参数如下：（1）输入电压Vin=110V；（2）开关频率fs=132kHz；（3）效率η=80%；（4）输出电压/电流 48V/0.2A，15V/0.02A-15V/0.02A，5V/0.3A；（5）输出功率12W；（6）电压精度1%；（7）纹波率1%。（8）负载调整率±3%，电源最小输入电压为Vimin=77V，最大输入电压为Vimax=138V。考虑到设计要满足结构简单，可靠性高，经济性及电磁兼容性等要求，结合本设计输出功率小的特点，最终选用了单端反激式开关电源，它具有结构简单，所需元器件少，可靠性高，驱动电路简单的特点，适合多路输出场合。

2 单端反激式开关电源的基本原理

单端反激式开关电源由功率MOS管，高频变压器，无源钳位RCD电路及输出整流电路组成。其工作原理是当开关管Q被PWM脉冲激励而导通时，输入电压就加在高频变压器的初级绕组N1上，由于变压器次级整流二极管D1反接，次级绕组N2没有电流流过；当开关管关断时，次级绕组上的电压极性是上正下负，整流二极管正偏导通，开关管导通期间储存在变压器中的能量便通过整流二极管向输出负载释放。反激变压器在开关管导通期间只存能量，在截止期间才向负载传递能量，因为能量是单方向传导，所以称为单端变化器[1]。

图1 单端反激式开关电源的原理图

3 TOP-Switch系列芯片的介绍及选型

TOP-Swtich单片开关电源是开关电源专用集成电路，它将脉宽调制电路与高压MOSFET开关管及驱动电路等集成在一起，具备完善的保护功能。使用该芯片设计的小功率开关电源，可大大减少电路，降低成本，提高可靠性[4]。

对于芯片的选择主要考虑输入电压和功率，由设计要求可知，输入电压为宽范围输入，输出功率不大于12W，故选择TOP264VG。

4 电路设计

本设计开关电源的总体设计方案如图2所示。

4.1 主电路设计

4.1.1 变压器设计

变压器的设计是整个电源设计最重要的部分，它的设计好坏直接影响到整个电源性能。

（1）磁芯和骨架的确定

由参考文献[1]可查出，当P0=12W时可供选择的铁氧体磁芯型号，由于采用包线绕制，而且EE型铁芯廉价，磁损耗小且适用性强，故选择EEL19。从厂家提供的磁芯产品手册中可以查到磁芯有效截面积Ae=0.23cm2，磁路有效长度Le=3.94cm2，磁芯等效电感AL=1250Nh/T2

（2）确定最大占空比

（式中VOR为初级感应电压，VDS为开关管漏源导通电压，其中VOR=135V，VDS=10V）

（3）初级波形参数计算

初级波形的参数主要包括输入电流平均值IAGV、初级峰值电流IP

输入电流平均值

初级峰值电流

（其中KRP为初级纹波电流IR与初级峰值电流IP的比值，当反激式开关电源工作在不连续状态时取KRP=1）

（4）确定初级绕组电感

（5）计算各绕组的匝数

初级绕组的匝数 实取33匝

次级为5v输出的绕组定义为NS=4turn

对于±15V输出 实取12匝

对于48V输出 实取36匝

对于偏置绕组 实取10匝

4.1.2 无源钳位电路的设计

反激式开关电源，每当功率MOSFET由导通变为截止时，在开关电源的一次绕组上就会产生尖峰电压和感应电压，和直流高压一起叠加在MOSFET上，漏极电压

这就要求功率MOSFET至少能承受450V的高压，并且要求钳位电路吸收尖峰电压来保护功率MOSFET。本电源的钳位电路由稳压管和二极管D1组成，其中VR1为瞬态电压抑制器P6KE200，D1为快恢复二极管IN4936，当MOSFET导通时，原边绕组电压上正下负，使D1截止，钳位电路不起作用；当MOSFET截止瞬间，原边绕组电压上负下正，使得D1导通，电压被钳位在200V左右。

4.1.3 输出环节的设计

以+5V输出为例，次级绕组高频电压经肖特基二极管SB120整流后，用超低的ESR滤波，为了得到获得更小的纹波电压，在设计时又加入了次级LC滤波器，实验表明，输出的电压更符合期望值。

4.2 反馈环节的设计

反馈回路主要由PC817和TL431组成，这里用的TL431型可调式精密并联稳压器来代替普通的稳压管，构成外部误差放大器，进而对输出电压作精密调整，当输出电压发生波动时，经过电阻R13、R14分压后得到取样电压与TL431中的2.5V的基准电压进行比较，在阴极K上形成误差电压，使光耦合器中的LED工作电流产生相应变化，再通过光耦合器去改变单片开关电源的控制端电流，进而调节输出占空比，使输出电压维持不变，达到稳压目的。

5 结束语

文章设计的开关电源具有结构简单，所需元器件少，体积小，成本低的特点，并且满足所有设计要求，在轨道车辆电动门控制系统中有很好的应用前景。

参考文献

[1]杨立杰.多路输出单端反激式开关电源的设计[J].现代电子技术，2007.

[2]沙占友.开关电源实用技术[M].北京：中国电力出版社，2011.

[3]王云亮.电力电子技术[M].北京：电子工业出版社，2004.

开关电源设计范文第7篇

关键词：开关电源；反激式；Flyback；LNK364

中图分类号：TM464 文献标识码：A

1 前言

开关电源的设计涉及到的知识方方面面，不仅涉及到模拟数字电路，半导体元件特性，电磁学知识，还需要考虑产品散热，安全要求、电兼容性能等。传统的设计需要人工来完成，其步骤繁琐，工作量大，效率低。传统控制电路的器件多，结构繁冗，一个环节出现问题，电源就无法正常工作，产品可靠性差。

为了解决上述问题，本文特别选择PowerIntegrations公司的一款反击式开关电源控制芯片LNK364。该器件在一个单片IC上集成了一个700 V的功率MOSFET、新颖的开/关控制状态机、一个自偏置的高压开关电流源、频率抖动、逐周期的电流限制及迟滞热关断电路，仅需要搭配少量阻容原件，即可和脉冲变压器配合实现基本开关电源的所有功能。并且其内部具有一个5.8V的自稳压电路，能够为芯片提供电源，并且提供一个1mA的输出，给反馈电路供电，从而省去了脉冲变压器的一个电源次级绕组，使得电源的设计电路更加简化。

2 整体结构设计

作为一款微功率的电源设计，首选的拓扑结构为反激式，其拓扑结构简单，设计适应范围广，是一般小功率电源的首选拓扑，选用LNK364作为控制芯片。电路设计如图1所示。

整个电路分为缓冲保护部分，EMC部分，整流滤波部分，PWM变送部分，整流输出部分和稳压反馈部分来进行设计。交流电源经过缓冲保护，EMC电路和整流滤波后转化成高电平直流信号，高电平直流信号经过PWM调制和脉冲变压器，转化成低电压交流脉冲信号，低电压交流脉冲信号经过整流输出部分转化成所需要的直流信号，直流信号上再接稳压反馈通过光耦将隔离后的开通/关断信号传输给开关电源控制芯片，从而完成输出端不同负载下的稳压功能。

3 硬件设计

3.1 缓冲保护电路设计

缓冲保护电路共包括两个原件RQ1和MOV1。其中RQ1为辅温度系数电度，其主要用于缓冲开关电源上电瞬间电容充电电流，对电容起到一个保护作用。MOV1位压敏电阻，用于防止雷击等情况发生时的差模干扰，当有差模高电压进来的时候，其与RQ1共同形成一个电阻稳压电路将差模高电压信号滤除。RQ1 选型为MT72-10D7，MOV1选型为14D471K。

3.2 EMC电路设计

EMC电路共有两个元件L1、C1，它们的主要作用为提高电源的电磁兼容性能。其中L1为环形共模电感，C1位X1型安规电容，L1和C1组合成为一个低通滤波电路，从而衰减外部差/共模高频干扰对电源性能的影响。L1选择5.6mH/1A的环形共模电感，C1 选择0.1uF/275V的X1行安规电容。

3.3 整流滤波电路设计

整流滤波电路主要是将交流电源转换成直流，其由DB1、L2-3、C2-3组成。其中DB1为整流桥，根据开关电源控制芯片特性，控制芯片过流保护阈值为250mA，所以此处设计容量为1A就能满足要求，因此整流桥额定电流等于1A，反向击穿电压大于400V（275V*1.414）即可，此处选型GBP08（2A、800V）。L2-3选型为1mH/1A工型电感，C2-3选型为6.8uF/450V电解电容。

3.4 PWM变送电路设计

PWM变送电路由主控芯片，脉冲变压器和续流电路三部分组成。其中主控芯片（LNK364）内部包含一个700V的MOSFET及其控制器。内部连接到漏极的高压电流源在启动阶段提供偏置电流，从而省去了外部启动电路。其内部集成的振荡器能够给输出MOSFET提供132kHz的输出脉冲。

此外，IC还集成了一些功能用于系统级的保护。自动重启动功能可以在过载、输出短路或开环条件下限制MOSFET、变压器及输出二极管中的功率耗散。自动恢复迟滞热关断功能还可以在温度超过安全限值时禁止MOSFET开关。芯片通过控制内部的开关管不断的开通关断，将上级输出的高压直流信号转化成132kHz的脉冲信号。当开关管开通的时候，脉冲变压器的初级内流动的电流增加，达到峰值Ip。当开关管关断的时候，反激电压使输出二极管进入导通状态，同时初级线圈存储的能量为1/2LI^2传递到次级，提供负载电流，同时给输出电容充电。通过电压反馈电路可以调节初级脉冲的占空比来调节Ip的大小，从而起到稳压输出的作用。

这其中关键在于脉冲变压器的选型，根据功率要求我们选择EE16磁芯，材料为PC47，初级绕组为87匝，5V次级6匝，12V绕组14匝。D1为续流二极管，在这里选择超快速二极管MUR160。R2为10K/1W，C4为102/1kV高频瓷片电容。D1、R2和C4共同组成了一个续流缓冲电路，防止开关管关断的时候变压器初级产生瞬间反向高压烧坏开关管。

3.5 整流输出电路设计

整流输出电路设计主要包括单向整流电路和滤波输出电路，单向整流主要是利用二极管的单向导通能力，当一次关断期间，次级整流二极管导通，将铁心中存储的磁能释放，再经过滤波输出电路输出稳定直流电压。二极管选用SF24超快速整流二极管。滤波输出电路由L4-5、C6-9组成，L4、L5为6.8uH磁棒电感。C6-7选用470uF/16V电解电容，C8-9选用220uF/35V电解电容。

3.6 稳压反馈电路设计

稳压反馈电路包括一个TL431，一个反馈光耦和一些阻容组成。是一个典型的稳压开关反馈电路，当输出电压达到5V的时候，U2导通，U1内的MOSFET关断，直到下一个开关周期的到来。U2选用PC817，R7=R9=10K，R6=150R，R8=1K，C=102。

结语

设计中采用了LNK364单片开关电源控制芯片，其内部集成的全部开关电源控制及保护功能，使得开关电源的集成度进一步提高，性价比增强，电路简化，可靠性增强，使得小成本、高要求、高可靠性电源更好地选择。

参考文献

[1] Power Integrations. LNK362-364 Datasheet[Z].

[2]安森美半导体.TL431 datasheet[Z].

[3]TI开关电源基础知识[Z].

开关电源设计范文第8篇

【关键词】抗干扰;电源芯片;智能;误差放大

Abstract：In recent years，with the rapid development of new energy technology，develop a high efficiency and energy saving，service life long power chips become a hot spot.AC/DC switching power supply converter source with its advantage of price and volume efficiency，has been widely applied in the field of small power sources.Based on the working principle of AC/DC switching power supply converter，found that the error amp had a great influence on the precision of the power chip，and accordingly puts forward a kind of combined error amplifier，would reduce the output voltage of the light load to full load to 40 mv.And put forward the intelligent resistance peak circuit，reduced the LEB end and the switch is off，the time lag of safety performance improvement.This chip test，finally found the ESD resistance up to 10 kv，chip performance is stable.Hope for the future power supply chip design to provide the reference.

Keyword：anti-interference;power chips;intelligent;error amplifier

引言

AC/DC开关电源转换器以其价格、效率、体积等优势在小功率电源领域得到了广泛应用，电脑、显示器、路由器、移动设备都离不开AC/DC开关电源[1]。经过数十年的发展，开关电源的功率、工作频率等都大幅提升，但是由于电源中的电流和电压不能突变，交替过程中会产生功率损耗。研究表明，此损耗与频率成线性关系，因此电源工作频率越高，损耗也就更大。

近些年来，随着新能源技术的飞速发展，研发一种高效节能、使用年限长的电源芯片势在必行[2]。从需求来看，电源发展趋于智能化、集成化、数字化、微型化、高频化等方向[3]。本文基于AC/DC开关电源转换器的工作原理，设计了一种PFM型恒流恒压模式抗干扰AC/DC适配器。设计中发现误差放大器对整个电源芯片的精度影响很大，据此提出一种组合式的误差放大器，设置两条不同增益的误差放大电流，分别为40倍和400倍，将轻载到满载的电压输出降低到40mV。减少了LEB结束与开关断开的时间差，使安全性能提高。经过试验测量，发现本电源芯片抗ESD能力达到10kV，性能稳定。

1.AD/DC开关电源工作原理

AC/DC开关电源输入信号为低频交流电压，输出信号为直流电压和电流，中间的转换过程通过整流电路和滤波器完成。由于开关电源极易受到干扰，一般都是隔离放置。电路内部还需要升压装置，故器件本身体积较大。

其工作原理是[4]：交流信号首先经过桥式整流器和PFC功率校正器，在经过EMI滤波器变成类直流信号，随后经过升压装置进行耦合传输，开关导管完成信号输出。开关电源一次传递的能量由PFM控制开关的占空比确定，在输出端完成整流后实现AC/DC转换。其电路结构示意图如图1所示。

图1 AC/DC开关电源电路结构

上述系统一般通过光耦合将输出的电压信号反馈给电源芯片，图1中的电压信号以原边反馈形式输出。电源芯片负责求出参考电压信号与反馈电源信号的误差，并通过误差放大器将其放大。此误差为控制系统工作频率和脉冲宽度的信号，直接决定占空比和传递能量的大小。

根据本文的相关要求，初步设置电流误差不超过10%，电压误差不超过5%，输出恒压电压的波动值小于0.2V，电源转换效率不低于70%，电磁干扰裕量设置为6dB，抗ESD能力达到8kV以上。选用PFM型恒流恒压模式抗干扰AC/DC适配器，芯片内部系统框架如图2所示。

图2 电源芯片内部系统框架

2.芯片重要模块电路研究

芯片中至关重要的模块就是带隙基准电压源，其作为整个电路原始电压参考值，影响着整个系统的性能[5]。带隙基准电压源电路稳定后才能提供参考电压Vref，此电路的电压由VCC提供，变化范围在9V～18V，工作环境欠佳。本文对其进行改进，将VCC的电压降低到 6V，在通过高压管给芯片带隙基准电压源供电，这样可以使电压源较为稳定。改进之后，芯片核心电路不在需要高压管，会节省其体积并降低制造成本。

低压线性差稳压源可以给芯片内部电路供电，并供给一些偏置装置。一般情况下，低压线性差稳压源的供电能力要不低于2mA，此为电路的满载电流。电流过低，低压线性差稳压源的电压将会降低，导致电路无法工作。

误差放大器可以提高输出电压精度，其系统电路如图3所示。

图3 误差放大器电路

传统放大器的输出电压为：

其中，VH为误差放大器的正端电位，V;Vref为误差放大器的负端电位，V;gm为跨导，S;RO为上电阻，Ω;VDC是DC端的电位，V。

为了增大芯片的控制范围，将输出电压的范围设置为1V～5V，重载时的输出电压取1V，轻载时取5V。将其进行折算，得到的输出电压偏差为：

其中，R1为下电阻，Ω;NS、Naus为电感，如图3所示。

说明传统芯片轻载与满载变化过程会出现0.2V的电压差。为了克服这个问题，提出一种复合放大电路，其包含快、慢两条增益电路。在负载迅速变化时，快速通路作用;当系统接近稳定时，慢速通路作用。这样两个增益通路共同作用实现了电源芯片的高精度输出，从而保证了系统的稳定性。改进的误差放大器电路如图4所示。

图4 改进的误差放大器电路图

3.芯片系统测试

对AC/DC开关电源转换器芯片各个部分进行设计之后，最终得到的电源芯片含有5个pin脚，其典型应用电路连接如图5所示。

图5 电源芯片典型应用电路连接

由图5可以看出，整个芯片所需要的电量都是由电容C提供。OUT是输出脚，可以控制开关管的连接与断开。对芯片系统进行测试，结果见表1。

表1 芯片系统板端实验数据

90V 264V

I（mA） U（V） 纹波（mV） I（mA） U（V） 纹波（mV）

0 4.85 44 0 4.85 47

100 4.9 68 100 4.91 69

200 4.95 73 200 4.96 77

300 5 82 300 5.02 88

400 5.04 92 400 5.03 93

500 5.09 94 500 5.09 101

600 5.15 99 600 5.13 110

700 5.19 119 700 5.19 118

800 5.24 120 800 5.24 130

900 5.28 130 900 5.29 138

1000 5.32 150 1000 5.33 141

1025 5.32 152 1025 5.35 156

1050 5.17 160 1050 5.06 150

1091 4.75 158 1075 4.75 148

1105 2.5 148 1086 2.5 155

为了满足不同国家的需求，芯片系统电压选择了90V和264V两种初始条件。从表1中的数据分析，线损补偿大约为10%，基本接近设计目标9%。整个系统补偿过程为类似线性补偿，最大波纹出现在电流为1050mA时，为160mV，小于200mV的设计值。系统的转换效率约为74%，达到高效的要求。电源芯片抗干扰裕量为7.6dB，大于设计值6dB。气隙放电模式的系统能抵抗10KV的ESD干扰。经测试，本芯片系统满足各项设计指标。

4.结语

随着新能源技术的飞速发展，研发一种高效节能、寿命长的电源芯片势在必行。本文基于AC/DC开关电源转换器的工作原理，设计了一种PFM型恒流恒压模式抗干扰AC/DC适配器。讨论了带隙基准电压源、低压线性差稳压源、误差放大器等字模块。设计中发现误差放大器对整个电源芯片的精度影响很大，据此提出一种组合式的误差放大器，设置两条不同增益的误差放大电流，分别为40倍和400倍，将轻载到满载的电压输出降低到40mV。减少了LEB结束与开关断开的时间差，使安全性能提高。经过试验测量，发现本电源芯片抗ESD能力达到10kV，最大波纹为160mV，电源芯片抗干扰裕量为7.6dB，且性能稳定。希望为今后AC/DC开关电源转换器的设计制造提供帮助。

参考文献

[1]邹爱萍.Buck型DCDC开关电源芯片工作原理分析[J].电源技术应用，2013，05：125-126.

[2]许幸，何杞鑫，王英.新型高效同步整流式DC-DC开关电源芯片的设计[J].电子器件，2006，03：643-646.

[3]常昌远，姚建楠，谭春玲，等.一种PWM/PFM自动切换的DC-DC芯片[J].应用科学学报，2007，04：433-436.

[4]应建华，张姣阳，方超.AC/DC开关电源中温度补偿电流源的设计[J].半导体技术，2007，11：980-983.

[5]周筛蓿李冬梅.一种高动态性能数字DC-DC算法建模与芯片设计[J].电子器件，2010，04：399-402.

开关电源设计范文第9篇

关键词：单片开关电源快速设计

TOPSwith? Ⅱ

The Way of Quick Design for Single? chip Switching Power Supply Abctract:Three? ends single? chip switching power supply is new type switching power supply core which has been popular since 1990.This paper introduces quick design for single? chip switching power supply.

Keywords:Single? chip switching power supply,Quick design,Topswith? Ⅱ

在设计开关电源时，首先面临的问题是如何选择合适的单片开关电源芯片，既能满足要求，又不因选型不当而造成资源的浪费。然而，这并非易事。原因之一是单片开关电源现已形成四大系列、近70种型号，即使采用同一种封装的不同型号，其输出功率也各不相同；原因之二是选择芯片时，不仅要知道设计的输出功率PO，还必须预先确定开关电源的效率η和芯片的功率损耗PD，而后两个特征参数只有在设计安装好开关电源时才能测出来，在设计之前它们是未知的。

下面重点介绍利用TOPSwitch－II系列单片开关电源的功率损耗（PD）与电源效率（η）、输出功率（PO）关系曲线，快速选择芯片的方法，可圆满解决上述难题。在设计前，只要根据预期的输出功率和电源效率值，即可从曲线上查出最合适的单片开关电源型号及功率损耗值，这不仅简化了设计，还为选择散热器提

η/％(Uimin=85V)

中图法分类号：TN86文献标识码：A文章编码：0219?2713(2000)09?488?05

PO/W

图1宽范围输入且输出为5V时PD与η，PO的关系曲线

图2宽范围输入且输出为12V时PD与η，PO的关系曲线

图3固定输入且输出为5V时PD与η，PO的关系曲线

供了依据。

1TOPSwitch－II的PD与η、PO关系曲线

TOPSwitch－II系列的交流输入电压分宽范围输入（亦称通用输入），固定输入（也叫单一电压输入）两种情况。二者的交流输入电压分别为Ui=85V～265V，230V±15％。

1．1宽范围输入时PD与η，PO的关系曲线

TOP221～TOP227系列单片开关电源在宽范围输入（85V～265V）的条件下，当UO=＋5V或者＋12V时，PD与η、PO的关系曲线分别如图1、图2所示。这里假定交流输入电压最小值Uimin=85V，最高

η/％(Uimin=85V)

η/％(Uimin=195V)

交流输入电压Uimax=265V。图中的横坐标代表输出功率PO，纵坐标表示电源效率η。所画出的7条实线分别对应于TOP221～TOP227的电源效率，而15条虚线均为芯片功耗的等值线（下同）。

1．2固定输入时PD与η、PO的关系曲线

TOP221～TOP227系列在固定交流输入（230V±15％）条件下，当UO=＋5V或＋12V时，PD与η、PO的关系曲线分别如图3、图4所示。这两个曲线族对于208V、220V、240V也同样适用。现假定Uimin=195V,Uimax=265V。

2正确选择TOPSwitch－II芯片的方法

利用上述关系曲线迅速确定TOPSwitch－II芯片型号的设计程序如下：

（1）首先确定哪一幅曲线图适用。例如，当Ui=85V～265V，UO=＋5V时，应选择图1。而当Ui=220V(即230V－230V×4.3％)，UO=＋12V时，就只能选图4；

（2）然后在横坐标上找出欲设计的输出功率点位置（PO）；

（3）从输出功率点垂直向上移动，直到选中合适芯片所指的那条实曲线。如不适用，可继续向上查找另一条实线；

（4）再从等值线（虚线）上读出芯片的功耗PD。进而还可求出芯片的结温（Tj）以确定散热片的大小；

（5）最后转入电路设计阶段，包括高频变压器设计，元器件参数的选择等。

下面将通过3个典型设计实例加以说明。

例1：设计输出为5V、300W的通用开关电源

通用开关电源就意味着交流输入电压范围是85V～265V。又因UO=＋5V，故必须查图1所示的曲线。首先从横坐标上找到PO=30W的输出功率点，然后垂直上移与TOP224的实线相交于一点，由纵坐标上查出该点的η=71.2％，最后从经过这点的那条等值线上查得PD=2.5W。这表明，选择TOP224就能输出30W功率，并且预期的电源效率为71.2％,芯片功耗为2.5W。

若觉得η=71.2％的效率指标偏低，还可继续往上查找TOP225的实线。同理，选择TOP225也能输出30W功率，而预期的电源效率将提高到75％，芯片功耗降至1.7W。

根据所得到的PD值，进而可完成散热片设计。这是因为在设计前对所用芯片功耗做出的估计是完全可信的。

例2：设计交流固定输入230V±15％，输出为直流12V、30W开关电源。

图4固定输入且输出为12V时PD与η，PO的关系曲线

η/％(Uimin=195V)

图5宽范围输入时K与Uimin′的关系

图6固定输入时K与Uimin′的关系

根据已知条件，从图4中可以查出，TOP223是最佳选择，此时PO=30W，η=85.2％，PD=0.8W。

例3：计算TOPswitch－II的结温

这里讲的结温是指管芯温度Tj。假定已知从结到器件表面的热阻为RθA(它包括TOPSwitch－II管芯到外壳的热阻Rθ1和外壳到散热片的热阻Rθ2)、环境温度为TA。再从相关曲线图中查出PD值，即可用下式求出芯片的结温：

Tj=PD·RθA＋TA(1)

举例说明，TOP225的设计功耗为1.7W，RθA=20℃/W，TA=40℃，代入式（1）中得到Tj=74℃。设计时必须保证，在最高环境温度TAM下，芯片结温Tj低于100℃，才能使开关电源长期正常工作。

3根据输出功率比来修正等效输出功率等参数

3．1修正方法

如上所述，PD与η，PO的关系曲线均对交流输入电压最小值作了限制。图1和图2规定的Uimin=85V，而图3与图4规定Uimin=195V（即230V－230V×15％）。若交流输入电压最小值不符合上述规定，就会直接影响芯片的正确选择。此时须将实际的交流输入电压最小值Uimin′所对应的输入功率PO′，折算成Uimin为规定值时的等效功率PO，才能使用上述4图。折算系数亦称输出功率比（PO′/PO）用K表示。TOPSwitch－II在宽范围输入、固定输入两种情况下，K与U′min的特性曲线分别如图5、图6中的实线所示。需要说明几点：

（1）图5和图6的额定交流输入电压最小值Uimin依次为85V，195V，图中的横坐标仅标出Ui在低端的电压范围。

（2）当Uimin′>Uimin时K>1，即PO′>PO，这表明原来选中的芯片此时已具有更大的可用功率，必要时可选输出功率略低的芯片。当Uimin′

（1）首先从图5、图6中选择适用的特性曲线，然后根据已知的Uimin′值查出折算系数K。

（2）将PO′折算成Uimin为规定值时的等效功率PO，有公式

PO=PO′/K（2）

（3）最后从图1～图4中选取适用的关系曲线，并根据PO值查出合适的芯片型号以及η、PD参数值。

下面通过一个典型的实例来说明修正方法。

例4：设计12V，35W的通用开关电源

已知Uimin=85V，假定Uimin′=90％×115V=103.5V。从图5中查出K=1.15。将PO′=35W、K=1.15一并代入式（2）中，计算出PO=30.4W。再根据PO值，从图2上查出最佳选择应是TOP224型芯片，此时η=81.6％，PD=2W。

若选TOP223，则η降至73.5％,PD增加到5W，显然不合适。倘若选TOP225型，就会造成资源浪费，因为它比TOP224的价格要高一些，且适合输出40W～60W的更大功率。

3．2相关参数的修正及选择

（1）修正初级电感量

在使用TOPSwitch－II系列设计开关电源时，高频变压器以及相关元件参数的典型情况见表1，这些数值可做为初选值。当Uimin′

查表1可知，使用TOP224时，LP=1475μH。当K=1.15时，LP′=1.15×1475=1696μH。

表2光耦合器参数随Uimin′的变化

最低交流输入电压Uimin(V) 85 195 LED的工作电流IF（mA） 3.5 5.0 光敏三极管的发射极电流IE（mA） 3.5 5.0

（2）对其他参数的影响

当Uimin的规定值发生变化时，TOPSwitch－II的占空比亦随之改变，进而影响光耦合器中的LED工作电流IF、光敏三极管发射极电流IE也产生变化。此时应根据表2对IF、IE进行重新调整。

TOPSwitch－II独立于Ui、PO的电源参数值，见表3。这些参数一般不受Uimin变化的影响。

表3独立于Ui、PO的电源参数值

独立参数 典型值 开关频率f(kHz) 100 输入保护电路的箝位电压UB(V) 200 输出级肖特基整流二极管的正向压降UF(V) 0.4 初始偏置电压UFB(V) 16

（3）输入滤波电容的选择

开关电源设计范文第10篇

关键词：气隙；RCD；离线式；变换器；电磁辐射

中图分类号：TP212文献标识码：Adoi: 10.3969/j.issn.1003-6970.2011.03.039

0引 言

以往对于小于10W以下的离线式直流电源来说，在效率要求不高的地方，一般认为采用工频变压器加整流电路及线性稳压电路比较合理。因为那时10W以下的工频变压器成本相对于开关变换器来说并不高，而线性稳压器的半导体器件比开关电源的环路控制成本要低，至于说工频变压器转换效率低的问题那是用户的事情，研发者并不关心。而如今提倡节能环保，电子设备高度集成化，体积做得越来越小。相同功率的工频变压器要比开关变换器的重量（体积）大几倍，对于原材料、人工费不断攀升的今天来说用离线式10W小功率开关电源取代线性电源是当勿之急。

110W开关电源的设计制作要点：

1.1频率问题

选择工作频率高的芯片，可以使变换器的体积减小、容性器件的容量及体积减小，PCB尺寸将减小，制作的开关电源体积自然减小，但它所带来的缺点是对变换器的磁芯要求提高，人工缠绕变换器的难度增加，高频磁芯不但成本高而且在国内不易购买；而选择工作频率过低的芯片，所制作出的开关电源其效率降低、体积增大，这不是我们所追求的。

1.2器件是否容易购买

阻容器件在电子市场上容易购买，滤波电感可以自行绕制，磁芯、控制芯片的选取上是令人郁闷的事情。对于小批量生产，为了购买到器件不得不修改合理的设计初宗，但不管怎样，制作出性能稳定的产品才是硬道理。

1.3成本

尽量选用国产器件，以便降低成本。

设计一个离线式10W开关电源并不是一件容易的事情，因为它涉及到许多电学、磁学、安全规范方面的知识，在器件的选定上要经过反复大量的计算，试验才能最终敲定。如何利用先人的经验撇开繁琐的计算快速地设计出性能稳定的开关电源，我想这是每个电路设计者所期望的。在芯片高度集成的今天，开关电源的控制、驱动、振荡、比较等电路都集成到一个芯片里，这为对开关电源的拆分设计提供了条件。在离线式10W开关电源应用领域，芯片制造商推出多种型号的开关电源控制芯片，这些芯片虽然型号不同但在性能和使用的方式上却雷同。THX203H是南京通华芯微电子公司制造，它性能稳定、功能多、价格低，工作频率在60KHz左右，易于买到与之相适应的磁芯，是一款比较实用的离线式10W开关电源控制芯片。

2离线式10W开关电源基本框架说明

图1是基于THX203H的离线式10W开关电源的基本框架。

Fuse：选用1.5A保险丝。

Bridge：选用1N4007

Cin：在VAC 85～265V时，一般认为3uF/1W，10W应选30uF/400V的电容。

R1、R2、CT：是THX203H固定搭配电路，按要求设定即可。当然CT、R2尽量选用贴片件，以减少器件的分布电感，且在PCB布线时尽量靠近THX203H。

Clamp Zener、Blocking Diode ：两个二极管组合成箝位电路用以消除THX203H内部功率管关断时变换器漏感储能所引起的尖峰，当然这个电路在小于10W功率输出时完全可以用RCD电路替代。 RCD即电阻、电容、二极管。

Clamp Zener选用P6KE200，Blocking Diode选用BYV26C。

光藕、RB、RZ：完成对开关电源输出端的取样、反馈。DZ可选BZX79-B4V7，RB可选39Ω。一般认为选用这种反馈电路VOUT精度较低，约为±5%，利用TL431构成的反馈电路VOUT精度更高，约为±1%。

VDB：可选1N4148，Cb可选47uF/50V。

VD：整流管，可选肖特基1N5822。

Cm：VOUT输出5-24V，1A时选330uF/35V。VOUT输出5-24V，2A时选1000uF/35V。这种选择是有条件的，要求电解的ESR（等效内阻）要低。我们在市场上购得的电解性能优劣不一，所以在选定电解容量时，要比上述容量大100-200uF 比较合理。

Lf、Cf：起消除纹波作用。Lf选8-12uH，Cf选470uF/35V。

磁芯的选定[1]：有一个非常简单的预测典型铁氧体反激变器的能量转换关系式，PO≈100×f×Ve(W)。这里f为工作频率，单位为HZ，Ve铁氧体体积单位为m3，EE25磁芯

Ve=1890×10-9m3。设f=60kHZ，则磁芯转换出的功率PO≈11.34W。满足10W要求。

初级线圈匝数的确定[2] ：首先确定初级线圈的电感量，10W离线式开关电源工作频率在100KHz时，初级线圈电感量一般在1～2mH之间，我们所设计的开关电源工作频率为60kHz，所以首先设定初级线圈电感量为2mH。气隙的设定，气隙就是在组装变换器时在变换器的两个E型磁芯之间保留一段距离，大批量生产通过研磨E型磁芯中间柱实现，小批量生产通过在E型磁芯的两边柱中间加垫绝缘层来实现。为了便于加工，气隙要大于0.051mm。气隙即不能太小也不能太大，太大会大大降低磁导率。在磁芯中加上气隙是为了防止磁饱和。 青稞纸，防静电、绝缘性好、耐压性强。用0.12mm厚度的青稞纸作为气隙绝缘层。磁芯、初级电感量、气隙确定之后初级线圈匝数基本确定。

初级线圈要排绕、密绕、布满整个骨架的绕线窗，留够爬线距离。直径0.21mm漆包线绕3层，每层40圈，实测变换器初级绕组电感量为1.9mH±0.1mH。

次级线圈、偏置绕组线圈匝数的确定：对于VOUT=5V这类开关电源匝比多设在14：1左右。现在按照14：1匝比进行设置，次级线圈的匝数为8圈。那么，次级每圈对应0.625V。偏置绕组设为9圈，则偏执绕组产生的电压约为5.6V接近THX203H的典型供电值。如果次级还有其它绕组，只需按照 0.625V/1圈 进行推算即可。

3一款完整离线式10W开关电源电路的推荐

下面介绍一个成型电路，AC输入电压范围：130V―250V；DC输出：5V、5V、15V；第二绕组输出电流可达1A，精度±0.2V，纹波小于30mV。第四绕组输出电流可达200mA，电压精度在10%以内，纹波小于30mV。

原理图如图2所示：

4变换器的绕制

磁芯参数：EE25，TDK PC40，骨架：10脚，立式。

4.1变换器的绕制方法

4.2变换器绕制要点

1.变换器1、2脚爬线距离大于6mm，不同绕组之间的爬线距离大于3mm，每层排绕。

2.第一绕组的电感量=19mH±0.1mH，通过调整磁芯的气隙实现。气隙的实现：在E型磁芯的两端的柱上，分别加上约0.12mm厚的青稞纸。

3.PCB布线问题，器件尽量紧凑，以减少分布电容、分布电感、电磁辐射。

4.THX203H的散热问题[3]，在THX203H的7、8脚上铺设200mm 以上的铜箔，最好将铺设的铜箔定义成焊盘，在焊盘上加焊锡以提高其散热能力。

5.漆包线绕的一定要紧。如果制作的开关电源用于商品出售，变换器要浸漆，要是自用可不必浸漆。

5结论

本文介绍了离线式10W开关电源的设计制作方法，提供了一些经验数据及相关公式，对离线式10W开关电源的设计制作要点进行了阐述。文中所用电路是经过实践检验的，所选磁芯、芯片只要上网查找均可轻松查到，文中公式、数据多数是笔者查阅相关资料获得，也有些是笔者长期工作经验的总结。希望对此方面感兴趣的朋友阅读此文时，剔除糟粕汲取精华。

参考文献

[1] Sanjaya Maniktala 著王志强、郑俊杰译. 开关电源设计与优化[M]. 北京：电子工业出版社，2006

[2] Abraham I. Pressman, Switching Power Supply Design (2nded.), New York, McGraw-Hill, Inc., 1991

[3]南京通华芯微电子有限公司. SPEC203H0609A1，2006.9.1