电源控制器范文

时间:2023-02-26 02:48:03

电源控制器

电源控制器范文第1篇

数字电源近年成为新兴电源供应器设计上的趋势,对于推动数字电源的半导体厂商而言,大量资源在GUI(图形用户接口)上以降低数字电源设计的门坎成为必需之路。日前ADI美商亚德诺公司即推出一款专门设计的数字电源控制器,电源设计工程师可将其用于高可靠服务器、内存与通信基础设施设备中的交流-直流,以及隔离式直流-直流电源设计。

ADI的ADP1043数字PWM(脉宽调变)电源控制与管理组件为设计工程师提供高度整合的电路架构和弹性,利用直观的GUI(图形用户接口)可以在几分钟内配置系统功率参数。即使是设计经验较少的工程师也可以利用GUI监控并快速调整电源功能,如频率、时序、电压设置与保护限制。在进行终端系统设计时,采用ADP1043可帮助系统整合人员优化电源能量效率,缩短设计周期时间,实现智能的电源管理系统。

就在不久前,ADI才将PC电源IC产品线卖掉,此次宣布让业界对其电源管理产品策略充满好奇。据ADI电源管理产品部门产品营销经理Laurence McGarry表示,该部门成立于2006年3月,以固定式电源与可携式电源为两大策略主轴,虽所占营业额仅在ADI7大产品业务单位中占约5%,但年增长率却高达10%,成长相当快速。为加快增长脚步,该部门计划在今年内投资研发经费将增加20%。

此次发表的电源方案新品ADP1043使用专用的单芯片数字控制引擎,可以与GUI以及工业标准I2C接口协调工作。这款新的电源控制与管理组件采用高整合度电路设计,与竞争的模拟与数字电源控制器相比,大大减少了组件数量。

Laurence McGarry表示:“ADI定义的GUI与ADP1043架构可以帮助电源设计工程师开发智能、自适应电源管理解决方案,从而实时、准确地报告参数信息,而不必采用C++或其它语言进行编程。ADP1043可以满足高可靠电源系统需求,在这些系统中,数字电源具有显着的控制与监控优势,为服务器、内存与通信基础设施应用提供竞争优势。"

电源控制器范文第2篇

DC/DC开关电源因其高效率而广泛应用于现代许多电子系统中。例如,同时拥有一个高侧FET和低侧FET的降压同步开关稳压器,如图1所示。这两个FET会根据控制器设置的占空比进行开关操作,旨在达到理想的输出电压。降压稳压器的占空比方程式如下:间期间导电带来的体二极管损耗,但在本文中将主要讨论AC和DC损耗。

开关电压和电流均为非零时,AC开关损耗出现在开关导通和关断之间的过渡期间。图2中高亮部分显示了这种情况。根据公式4,降低这种损耗的一种方法是缩短开关的升时间和降时间。通过选择一个更低栅极电荷的FET,可以达到这个目标。另一个因数是开关频率。开关频率越高,图3所示升降过渡区域所花费的开关时间百分比就越大。因此,更高频率就意味着更大的AC开关损耗。所以,降低AC损耗的另一种方法便是降低开关频率,但这要求更大且通常也更昂贵的电感来确保峰值开关电流不超出规范。

开关处在导通状态下出现DC损耗,其原因是FET的导通电阻。这是一种十分简单的I2R损耗形成机制,如图4所示。但是,导通电阻会随FET结温而变化,这便使得这种情况更加复杂。所以,使用公式3、4和5准确计算导通电阻时,就必须使用迭代方法,并要考虑到FET的温升。降低DC损耗最简单的一种方法是选择一个低导通电阻的FET。另外,DC损耗大小同FET的百分比导通时间成正比例关系,其为高侧FET控制器占空比加上1减去低侧FET占空比,如前所述。由图5可以知道,更长的导通时间就意味着更大的DC开关损耗,因此,可以通过减小导通时间/FET占空比来降低DC损耗。例如,如果使用了一个中间DC电压轨,并且可以修改输入电压的情况下,设计人员或许就可以修改占空比。

尽管选择一个低栅极电荷和低导通电阻的FET是一种简单的解决方案,但是需要在这两种参数之间做一些折中和平衡,如图6所示。低栅极电荷通常意味着更小的栅极面积/更少的并联晶体管,以及由此带来的高导通电阻。另一方面,使用更大/更多并联晶体管一般会导致低导通电阻,从而产生更多的栅极电荷。这意味着,FET选择必须平衡这两种相互冲突的规范。另外,还必须考虑成本因素。

低占空比设计意味着高输入电压,对这些设计而言,高侧FET大多时候均为关断,因此DC损耗较低。但是,高FET电压带来高AC损耗,所以可以选择低栅极电荷的FET,即使导通电阻较高。低侧FET大多数时候均为导通状态,但是AC损耗却最小。这是因为,导通/关断期间低侧FET的电压因FET体二极管而非常地低。因此,需要选择 一个低导通电阻的FET,并且栅极电荷可以很高。图7显示了上述情况。

如果降低输入电压,则可以得到一个高占空比设计,其高侧FET大多数时候均为导通状态,如图8所示。这种情况下,DC损耗较高,要求低导通电阻。根据不同的输入电压,AC损耗可能并不像低侧FET时那样重要,但还是没有低侧FET那样低。因此,仍然要求适当的低栅极电荷。这要求在低导通电阻和低栅极电荷之间做出妥协。就低侧FET而言,导通时间最短,且AC损耗较低,因此可以按照价格或者体积而非导通电阻和栅极电荷原则,选择正确的FET。

假设一个负载点(POL)稳压器可以规定某个中间电压轨的额定输入电压,那么最佳解决方案是什么呢,是高输入电压/低占空比,还是低输入电压/高占空比呢?在TI的WEBENCH电源设计师中创建一个设计,并以此作为例子。使用不同输入电压对占空比进行调制,同时查看FET功耗情况。图9中,高侧FET反应曲线图表明,占空比从25%~40%时AC损耗明显降低,而DC损耗却线性增加。因此,35%左右的占空比,应为选择电容和导通电阻平衡FET的理想值。不断降低输入电压并提高占空比,可以得到最低的AC损耗和最高的DC损耗,就此而言,可以使用一个低导通电阻的FET,并折中选择高栅极电荷。如图10所示,控制器占空比由低升高时DC损耗线性降低(低侧FET导通时间更短),高控制器占空比时损耗最小。整个电路板的AC损耗都很低,因此任何情况下都应选择使用低导通电阻的FET。

图11显示了我们将高侧和低侧损耗组合到一起时总效率的变化情况。可以看到,这种情况下,高占空比时组合FET损耗最低,并且效率最高。效率从94.5%升高至96.5%。不幸的是,为了获得低输入电压,必须降低中间电压轨电源的电压,使其占空比增加,原因是它通过一个固定输入电源供电。因此,这样可能会抵消在POL获得的部分或者全部增益。另一种方法是不使用中间轨,而是直接从输入电源到POL稳压器,目的是降低稳压器数。这时,占空比较低,必须小心地选择FET。

在有多个输出电压和电流要求的电源系统中,情况会更加复杂。可以利用WEBENCH电源设计师工具,让这类系统的折中选择过程可视化。这种工具让用户可以看到使用不同中间轨电压的各种情景,对比不同POL稳压器占空比的效率、成本和体积。图12显示了一个系统,其输入电压为28V,共有8个负载,4个不同电压,范围为3.3~1.25V。共有3种对比方法:1)无中间轨,直接通过输入电源提供28V电压,以实现POL稳压器的低占空比;2)使用12V中间轨,POL稳压器中等占空比;3)使用5V中间轨,高POL稳压器占空比。图13和表1显示了对比结果。这种情况下,无中间轨电源的构架实现了最低成本,12V中间轨电压的构架获得了最高效率,而5V中间轨电压构架则实现了最小体积。因此,我们可以看到,对于这种大型系统而言,单POL电源情况下所看到的这些参数均没有明显的趋向。这是因为,使用多个稳压器时,除中间轨稳压器本身以外,每个稳压器都有其不同的负载电流和电压要求,而这些需求可能会相互冲突。研究这种情况的最佳方法是使用如WEBENCH电源设计师等工具,对不同的选项进行评估。

电源控制器范文第3篇

关键词:移动通信平台双路电源控制器自动脉宽跳变强制PWM模式

引言

专用移动通信平台(EspecialMobilePlatform),简称EMP,是专门为特殊用户设计的,EMP可以使这些用户充分利用现有的蜂窝移动通信网的网络资源来传输他们的业务,从而节省了重新建网的费用和时间。EMP要求体积小,重量轻,功耗小,供电灵活,适应车载,具备“动中通信”条件,能适应部队、武警、公安、交通等部门和行业的使用需求。在EMP中常同时需要5V,3.3V,15V,以及可调的多路小功率直流电源以满足数据,语音,传真,短消息,全球定位等业务的需要。我们采用MAX1715设计了EMP的供电电路很好地满足了用户的需求。

1MAX1715的工作模式

MAX1715中的MAXIM专有技术——快速PWM脉宽控制,是为宽输入输出电压比,负载快速变化时保持工作频率和电感工作点不变而设计的。快速PWM脉宽控制克服了电流模式控制中,固定频率控制带来的负载瞬态响应差的问题,并且克服了传统的常开通时间和常关闭时间的大范围变频PWM控制带来的问题。MAX1715还提供100ns常开通时间,从而在负载响应时保持相对稳定的开关频率。

如图1所示,快速PWM脉宽控制是一个伪固定频率,具有电压前馈控制的常开通时间电流模式控制。它依靠输出滤波电容的ESR做电流检测电阻,输出纹波电压提供PWM坡度信号。控制算法比较简单:上面开关的开通时间只是由一个单稳态电路来决定,该单稳态电路的工作期和输入电压成反比,而和输出电压成正比。另外一个单稳态电路设定最小的关断时间(典型值是400ns)。如果误差比较器输出低,开通时间单稳态电路被触发。

MAX1715的PWM控制器具有自动的脉宽跳变模式和强制PWM模式两种工作模式。

1.1自动的脉宽跳变模式

对于跳变模式(脉宽跳变控制端SKIP置低,见图2),轻载时MAX1715自动由PWM控制跳变到PFM控制,这种跳变由一个比较器来决定,在电感电流过零时,该比较器截断了下端开关的开通时间。这种控制方式使脉宽跳变到PFM运行和脉宽不跳变的PWM运行的转折点对应于连续和不连续的电感电流转折点。这个转折点和蓄电池电压的关系不大,对于7V到24V的蓄电池电压,这个转折点基本保持不变。如果使用软饱和电感,PWM到PFM的转折点电流更小。

因为轻载时脉宽跳变,开关波形可能出现噪声和不同步,但是效率高。要在PFM噪声和效率间达到平衡就要改变电感值。通常,低电感值(假定线圈电阻保持恒定)在负载曲线中可以得到更宽的高效范围;高电感值在重载时效率高(假设线圈电阻恒定)并且输出纹波小。高电感值还意味着体积更大,和降低负载瞬态响应(尤其是在低输入电压时)。

图1MAX1715的快速宽控制逻辑图

直流输出的准确性由跟踪误差的水平来决定,电感电流连续时要比不连续时对纹波的调整性要高50%。电感电流不连续时如果有斜坡补偿,则直流电压的调整率还可以提高1.5%。

1.2强制PWM模式

在低噪声的强制PWM模式时,控制下端开关开通时间的过零比较器不工作。这使下端开关的波形和上端开关的波形互补。因为,PWM环要保持占空比为VOUT/VIN,所以,轻载时电感电流反向。强制PWM模式的好处是保持频率为常数,坏处是空载时电池电流有10mA到40mA,这由外部MOSFET决定。

强制PWM模式对提高负载瞬态响应,减小音频噪声很有好处,还能提高动态输出电压调整时所需的吸收电流能力,提高多路输出时的调整能力。

2MAX1715的参数计算

我们设计的移动通信平台电路参数如下:

输入电压VIN=8~14.5V;

输出电压VOUT1=3.3V,VOUT2=5V;

蓄电池5×1.2V=6V,容量为2.8A·h;

纹波系数LIR=0.35;

负载电流3A;

开关频率第一路345kHz,第二路255kHz;

MOS管IRF7313,导通电阻RDS=0.032Ω,最大导通电阻RDS(MAX)=0.046Ω,VDSS=30V,CRSS=130pF。

在确定开关频率和电感工作点(纹波比率)前,先确定输入电压范围和最大负载电流。尖峰负载电流会对元器件的瞬态应力和滤波要求产生影响,并因此决定了输出电容选择,电感饱和率和限流电路的设计。连续负载电流决定了温度应力,并因此决定了输入电容及MOSFET的选择和其他要考虑热效应的器件的选择。一般设计连续负载电流是尖峰负载电流的80%。

电感工作点也是效率和体积的折中,最小的最优电感使电路工作在导通关键点的边际(每个周期在最大负载电流时,电感电流刚好过零)。MAX1715的脉宽跳变算法在每个关键导通点启动跳变模式。所以,电感的运行点也决定了PFM/PWM模式转换的负载电流。最优的点是20%到50%电感电流间,所以,我们取LIR为0.35。

2.1电感选择

开关频率和电感运行点〔纹波(%)即纹波系数LIR〕决定了电感值,电感的直流电阻要小,以减小电感的损耗。最好选择铁心电感,并且磁芯要足够大,以保证在尖峰电感电流时不会饱和。低电感值使电感电流上升较快,在负载突变时补充输出滤波电容上的电荷,瞬态响应快。

第一种输出的电感为L1(对应图2中的L8),第二路输出的电感为L2(对应图2中的L9),当VIN取10V时其计算值如下:

L1=VOUT1(VIN-VOUT1)/VIS×f×LIR×ILOAD(MAX)

=[3.3(10-3.3)]/[10×345×103×0.35(3/0.8)]

=4.88μH

取标称值6.8μH;

L2=VOUT2(VIN-VOUT2)/[VIN×f×LIR×ILOAD(MAX)]=

=7.47μH

取标称值6.8μH。

IPEAK=ILOAD(MAX)+(LIR/2)×ILOAD(MAX)=(3/0.8)+(0.35/2)×(3/0.8)

=4.41A

2.2确定限流

限流的下限电流值等于最小限流门限(范围由50mV到200mV)除以下端MOSFET的最大通态电阻,这个最大通态电阻是考虑了每℃增加0.5%的值。

限流的方法有两种:一种是将脚3ILIM接脚

21VCC(见图2),对应的限流门限是默认值100mV;

另一种是由限流电路内部5μA电流源和ILIM外接

电阻调限流门限(电阻范围由100kΩ到400kΩ),

内部实际的限流门限是ILIM端电压的1/10。则

限流电阻RLIMIT为

RLIMIT=ILOAD(MAX)×RDS(MAX)×10/(5×10-6)

=(3/0.8)×0.046×107/5=345kΩ

取标称值280kΩ。

图2MAX1715的实验电路

2.3输出电容选择

输出电容(对应图2中C35及C41)的选择主要看ESR和耐压值而不仅仅看电容值。输出电容必须有足够小的ESR,以满足输出纹波和负载动态响应的需要;同时又必须有足够大的ESR以满足稳定性的需要。电容值也要足够大以满足满载到空载转换时吸收电感储能的需要,否则,过电压保护会触发。

在有CPU的应用场合,电容的尺寸取决于需要多大的ESR来防止负载瞬态响应时输出电压太低。如VDIP是瞬态输出电压,则ESRVDIP/ILOAD(MAX)。

在没有CPU的应用场合,电容的尺寸取决于需要多大的ESR来保持输出电压纹波的水平。如Vpp是电压纹波,则

ESR≤Vp-p/(LIR×ILOAD(MAX))

输出电容引起的不稳定工作体现在两个方面:双跳动和反馈电路不稳定。双跳动是由于输出噪声或ESR电阻太小使输出电压信号没有足够的坡度。这“欺骗”了误差放大器在400ns的最小死区后产生一个新的周期。电路不稳定是指在电源或负载扰动时产生振荡,这将触发输出过压保护或使输出电压降到设定值以下。稳定性由相对开关频率的ESR零点决定,电容的零点频率必须低于开关频率f决定的稳定点fESR。

fESR=f/π,fESR=1/(2×π×ESR×C)

我们选择了ESR零点频率低的钽电容,其电容值为330μF。

2.4输入电容选择

输入电容(对应图2中C39,C40)主要是要满足抑制开关产生的纹波电流(IRMS)的需要。

采用陶瓷电容,铝电容比较合适,因为,它们的电阻能抑制开通时的浪涌电流。我们选用了10μF的铝电解电容和10nF的陶瓷电容。

2.5MOSFET选择

注意最大输入电压时的导通损耗和开关损耗之和不超过封装热限制。选择下端的MOSFET也应尽量具有小的导通电阻,虽然,下端MOSFET在最大输入电压时电阻上的功率损耗最大,但是,在Buck电路中下端的MOSFET是零电压开关,所以,下端的MOSFET导通损耗不是问题,还可以在下端开关管上并一个肖特基二极管,以防止下端开关管的体二极管在死区时间导通。

最坏导通损耗在占空比极限时产生。上端MOSFET在最小输入电压时的导通损耗最大,在最大输入电压时开关损耗最大,即

导通损耗PRDS=(VOUT2/VIN(MIN)I2LOAD×RDS

=5/8×32×0.046=0.2588W

开关损耗PS=VRSS×VIN(MAX)×f×ILOAD=

=(130×10-12×14.5×345×103×3)/1

=0.0283W

3实验结果

MAX1715由于没有电流检测电阻,并且有快速PWM控制和自动的脉宽跳变模式,所以,其效率相对其他应用电路更高,我们设计的电路实验效率达到了97%。电路图如图2所示。

4结语

电源控制器范文第4篇

目前,业界为电源转换提供了数字控制和模拟控制两种方案,两种方案各有利弊,随着应用需求的不断提高,这两种方案已经无法完全满足电源转换市场和应用的需求。电源转换市场呈现一种新趋势——将数字控制和模拟控制整合到单个器件中,也称作合成或者混合信息电源转换。

整合单片机、混合信号、模拟器件和闪存专利解决方案供应商——美国微芯科技公司(Microchip)近日宣布,推出全球第一款数字增强型电源模拟控制器MCP19111,它就是一款全新合成数字和模拟功能的电源管理器件,将基于模拟的PWM控制器与功能齐全的闪存单片机集于一体,既提供了数字解决方案的灵活性,又具备基于模拟的控制器的速度、性能和分辨率,为广泛的消费电子和工业应用提供可配置的高效率DC/DC电源转换设计。

Microchip在数字控制和模拟控制方面早有相应的产品可实现这两类解决方案,此次的MCP19111扩展了Microchip多元化的智能DC/DC电源转换解决方案。Microchip还宣布推出全新MCP87018、MCP87030、MCP87090和MCP87130,扩展其高速MOSFET系列。它们专门针对开关电源(SMPS)应用进行了优化。

Microchip模拟和接口产品部营销副总裁Bryan J. Liddiard在北京接受记者采访时称,MCP19111是一款真正的8位单片机,其推出的原因之一就是客户对8位单片机的需求。“我们的很多客户不断询问我们他们能否编写自己的代码,因此就要通过这个8位单片机来实现客户的这个需求。完全数字控制和完全模拟控制的产品市场依然存在。但是当设计人员想要实现更大的灵活性,编写自己的代码时,就可以使用我们的这款产品。”

Bryan J. Liddiard介绍说,MCP19111与Microchip不久前推出的第一个分立式MOSFET器件相配合,可以最大程度地提升电源转换效率。除此之外,Microchip还提供软硬件支持,比如在软件方面,提供基于Excel的设计工具,还有一个基于MPLAB X的图形用户界面(GUI);在硬件方面,提供一款专门针对电源应用的评估板,并附带标准固件。评估板、GUI和固件相互配合使用,让电源设计人员能够配置并评估其目标应用中MCP19111的性能。

电源控制器范文第5篇

关键词 逆变;脉宽调制;SVPWM;控制器

中图分类号TM4 文献标识码A 文章编号 1674-6708(2011)49-0184-02

许多行业的用电设备不是直接使用通用交流电网提供的交流电作为电能源,而是通过各种形式对其进行变换,从而得到各自所需的电能形式。其幅值、频率稳定度及变化方式因用电设备的不同而不尽相同,例如通信电源、不间断电源、医用电源等都是通过整流和逆变组合电路对原始电能进行变换后得到的。电力系统中,将电网交流电通过整流技术变成直流电,然后通过逆变技术,将直流变成高频交流,再通过高频变压器降压,就达到缩小变压器体积和提高供电质量的目的了[1]。工控行业中,应用广泛的交流伺服电机的驱动单元使用的是频率可调的三相交流电,而电网提供的交流电是不变的,为了得到幅值和频率可调的三相交流电,我们需要进行直交变换。本文采用了TI公司生产的32位定点DSP控制器TMS320F2812作为控制器主处理器,采用先进的SVPWM空间矢量控制算法,并且融合了多元化的保护功能,通过电流采样实现了逆变电源的过流和短路保护,具有良好的实用性。

1 系统结构

逆变器中的变流器由三组IGBT组成,在其运行的过程中,IGBT的通断频率是很高的,这就需要驱动信号发生器有较高的运算速度,能够产生所需频率的驱动信号,而高性能控制器DSP可以满足这个要求。TI公司生产的32位定点DSP控制器TMS320F2812,其工作频率高达150Mz,高性能的32位CPU,大大提高了控制系统的控制精度和芯片处理能力,是目前控制领域最先进的处理器之一,其PWM发生电路可以根据需要直接改变PWM输出频率,随时改变PWM的脉宽,能够满足逆变器的控制要求。同时,可以利用MATLAB中的Simulink对TMS320F2812进行图形化编程,用MATLAB直接编译出TMS320F2812的代码进行应用,这样可以使逆变器的控制算法可读性高,易于修改,并且可以减少软件的开发周期,降低产品成本。另外,通过定义MATLAB中的subsystem,可以使编译出的程序模块化,这样,除了可以增加程序的可读性,而且灵活性高,可以很好的适应不同系统带来的变化,可移植性也高[2]。以TMS320F2812为核心的逆变电源控制系统如图1所示:

TMS320F2812具有丰富的片内设备:两个事件管理器(EV)模块:EVA和EVB,每一个模块都包含两个16位定时器;8个16位脉宽调制(PWM)通道;3个捕获单元等,可以完成PWM信号产生、信号指示和故障保护等功能;最小转换时间为80ns的12位ADC,可以完成数据采集;CAN,SCI和SPI通信接口,可以完成快速通信功能;单个指令周期为6.67ns。TMS320F2812具有强大的数学运算和控制功能,丰富的接口外设,数据处理能力强,可以很好地满足逆变电源的实时控制要求。

2 控制器设计

2.1电源电路的设计

逆变电源控制器中的电源板的作用是对主电源进行调理从而得到控制器所需要的各种电源电压,同时为各传感器提供相应的电源。控制器所需电压有±15V,因此,电源调理板应提供此相应的电压。

根据经验我们选择1 000uF的电解电容和0.1uF的瓷片电容,其作用分别是:

C2:防止输入引线较长带来电感效应而产生的自激。

C4:减小负载电流瞬时变化而引起的高频干扰。

C1、C3:是容量较大的电解电容,用来进一步减小输出脉动和低频干扰。

2.2信号调理电路的设计

所谓信号调理,就是将被测的模拟信号或数字(离散)信号通过放大、滤波等功能变换为适合测量或后端电路要求的信号。从传感器采集过来的电网中的信号为电流信号,要求输送到DSP中的是0V~3V的电压信号,所以需要一步信号转换,信号调理板的功能就是实现这一转换。把从电网中采集到的电流信号(-50mA~50mA)经过采集,放大,限幅,跟随,形成稳定的电压信号(0V~3V),送给处理器DSP。

信号调理电路的原理为:该图实现的功能是把从传感器出来的信号,经过这个电路,整理成具有箝位、稳压、跟随特点的信号,然后输入到DSP(数字信号处理器)中。其中最重要的器件就是运放OPA2822,箝位稳压管。假如从传感器出来的信号是-1.5V―+1.5V,要得到0―+3V的稳定的电压,要经过一级运算放大电路的放大,铅位,与基准电压(≥2.5V)的相加,电压跟随这几个步骤得到。箝位稳压管的作用是将信号稳定在一个范围之内,最低不能低于-3V,最高不能高于+3V。

2.3驱动电路设计

功率管的驱动电路采用美国IR公司推出的IR2110专用功率驱动芯片。该芯片具有体积小、集成度高、驱动能力强、响应快、偏值电压高、内设欠压封锁、成本低等显著特点。因为上管驱动采用外部自举电容上电,使得驱动电源数目大大少于其他IC芯片。对于6管构成的三相全桥逆变电路,3片IR2110驱动三个桥臂仅需一路15V的电源,这样大大减少了控制变压器体积和供电电源数目,同时性价比得到了很大提高。

D1、C4分别为自举充电二极管和自举充电电容。当Q2开通时,Vcc经D1、C4、负载以及Q2给C4充电,以确保Q2关闭、Q1开通时,Q1管的栅极靠C4上的储能来驱动,从而实现自举式驱动。C3为下桥臂功率器件栅极供电电源的去耦电容。自举充电二极管和自举充电电容必须进行严格的设计,其中自举二极管应能阻断直流母线上的高压,二极管承受的电流是栅极电荷与开关频率之积,其耐压能力必须大于高端母线电压的峰值。为了减少电荷损失,应选用漏电流小的快恢复二极管或者超快恢复二极管。因为自举充电二极管的瞬态正向压降导致关断时产生尖峰电压,如果二极管反向恢复的时间长,高频交换动作时二极管产生的损耗就会变大,二极管反向恢复将会变得急剧,反向恢复动作时开关管Q1栅源间的驱动电压将产生急剧的大幅震荡。自举电容需要能够提供给自举电路足够的电荷,并且能保持其电压,否则电压将有比较大的纹波,使高端开关无法正常工作。本设计选取1μF的钽电容作为自举电容。电阻R7、R9为保护电阻,限制MOSFET的门极和源极的电压差值,以保护管子不被烧坏。

2.4电流检测电路设计

进行电流检测的方法很多,如采样电流互感器、采样电阻等。前者增加了设备成本,安装不当会影响检测精度;后者如果采用一般的电阻,采样精度不高,并且难以实现电流检测信号的隔离。本系统采用ACS712ELCTR-30A-T芯片来检测电路中的电流。电流检测的应用电路如图2所示。

2.5保护电路设计

一个可靠的控制系统,由于受到各种干扰的影响,有可能发生故障。当出现故障时,如果不及时处理,就会造成损坏功率开关器件以及其它设备的严重后果,所以保护环节非常重要。当系统出现异常情况时应及时检测并快速封锁系统的输出,切断主回路电源,使系统停止工作,以保护控制系统免受更大的损坏。本系统设置了过压、过流等保护环节,根据简单可靠原则设计了该系统具体的保护电路。

2.5.1过压保护电路的设计

半导体开关器件在关断瞬间会产生尖峰电压,如果不加以限制会超过元件的极限参数,造成元件的永久性损坏,因而必须采用有效的保护措施消除可能产生的尖峰,并将器件的大部分开关损耗转移到保护电路中。由于MOSFET的开关速度较高,在MOSFET关断时,将会产生很高的浪涌电压,如果其峰值超过了MOSFET的耐压,将损坏MOSFET。为了抑制此浪涌电压,本文增设了RCD缓冲电路。RCD缓冲电路并接在直流母线侧,且靠近逆变桥。其中D2为快恢复二极管FR607,C为无感吸收电容,R为10Ω、2W电阻。RCD缓冲电路可有效吸收浪涌电压,抑制电压尖峰­[3]。

2.5.2过流保护电路的设计

电机在运行过程中需要保证电枢电流不超过允许的最大值,如果超出范围,则可能导致损坏功率MOSFET的情况,甚至可能造成烧毁电机本体的严重后果,因此采取过流保护非常必要。本系统的过流保护采用了软件保护和硬件保护相结合的方法。软件保护是电流信号经过放大后输入dsPIC30F2010,由故障信号申请外部中断,由程序封锁PWM信号;硬件保护则是将信号直接接到IR2110的SD端口,故障发生时由IR2110直接将PWM信号截断,响应迅速,可靠性高,最大程度的保护MOSFET。

ACS712检测到的电流信号转化为电压信号Vcom输出,一路经过LM358构成的有源滤波电路后与设定值(s=5V)进行比较,将得到的信号作为IR2110的SD触发端,如果主电路中的电流过大,IR2110将关闭驱动输出,以保证能够迅速将MOSFET关断。另一路经放大滤波后输出为I,以此作为芯片的输入信号,在软件中用中断进行闭锁保护。

3 软件设计

随着科学技术的飞速发展,对产品设计的相应要求也越来越高。高性能、低成本以及开发周期短是当今的最基本要求。使用MATLAB中的Simulink对采集的数据进行处理,同时对切换控制算法进行模块化和图形化编程,利用MATLAB和DSP编译平台CCS进行通信,方便的把MATLAB编写的程序转化为DSP可以使用的C语言,完成逆变器的软件设计。软件设计采用C语言和汇编语言相结合的方式,主要完成PI双闭环控制、重复控制、A/D转换、SPWM 脉冲的生成等。软件组成如图7所示。与传统的SPWM相比,SVPWM的电流畸变率更小,电流的畸变率越低,电压的利用率就越高,并且SVPWM非常适合数字化实现和实时控制。

SVPWM传统的算法复杂,运算时间长,本文仿真采用了简化算法,有效地提高了SVPWM的计算速度,能满足有源滤波器对实时性的要求,大大地提高了控制精度,减少了输出谐波,其适合微机控制。空间矢量SVPWM在逆变电源控制器中的应用取得了明显的效果,与SPWM相比,提高了控制精度,补偿后电网电流总的谐波畸变率也较小。通过仿真,由于SVPWM采用简化算法,计算简单,有效地提高其运算速度,使得逆变器的输出补偿电流能实时地跟踪指令电流,满足逆变器的实时性要求,滤波效果明显。采用DSP实现数字化控制已经成为未来的发展趋势,大大提高了其运算精度和处理能力,因此,SVPWM应是一种逆变器的变流器优先选择的算法

4 结论

通过将三相SVPWM 控制技术运用在单相逆变器中,研制了高性能的逆变电源控制器,它具有更高的直流侧电压利用率和较低的开关损耗,采用SVPWM 技术算法的逆变电源控制器较传统SPWM 控制器开关损耗降低了50%,并延长了功率开关管的工作寿命,在实际工程中具有较高的应用价值。由于输出电压和频率可以通过控制参数调整,这样的逆变电源具有广阔的应用空间,可广泛应用于交流调速系统和伺服电机的驱动单元中,具有很好的开发前景和现实意义。

参考文献

[1]赵良炳.现代电力电子技术基础[M].清华大学电力电子工程研究中心,1992:1.

[2]董建怀.电流传感器ACS712的原理与应用.中国科技信息,2010,6:92-93,96.

电源控制器范文第6篇

【关键词】升压;稳压;TL494;高频变压器

1.引言

随着电子技术的发展,电子产品日新月异,其中电子产品的核心之一,电源越来越受到人们的关注,没有一个好的电源电路就谈不上是一个好的电子产品。电源电路正朝着功耗小,输出电压稳定,体积小、重量轻,转化效率高,节能等方面发展,本文基于脉宽控制器TL494设计的升压开关电源具有上述优点,有一定的实用价值。

2.电路思路设计

基于脉宽控制器TL494的升压开关电源设计框图如图1所示。利用TL494芯片为核心设计的脉冲产生电路产生可调脉宽信号,将产生可调脉宽信号送入半桥式推免电路控制高频变压器产生高频脉冲电压,高频脉冲电压经整流滤波为负载提供直流电压,同时将输出电压幅度的变化反馈到可调脉宽信号发生电路中以达到按输出电压的变化调整输出脉冲信号的脉宽,实现将输入的12V-24V的直流电压升高到28.7V稳定的直流电压提供给负载。

图1 升压开关电源设计框图

3.主要模块电路

3.1 脉冲信号产生电路

脉冲产生电路如图2所示,电路由TL494芯片及其电阻,电容共同构成。TL494芯片的CT(5脚)和RT(6脚)外部的一个电阻和一个电容决定振荡频率大小,其振荡频率:,式中,f单位为KHz,R的单位为kΩ,C的单位为μF,其最高振荡频率为300KHz,能驱动双极型开关管或MOSFET管[1]。由外接的电容和电阻的数值可以算出其固定振荡频率为73.3KHZ。当电路接通时,脉冲信号经芯片的8脚和11脚输送给下一个模块。

图2 脉冲信号发生电路图

3.2 半桥推免电路

如图3所示,半桥推免电路由两个三极管TIP32C组成,在基级和发射级之间串接一个47欧的电阻为三极管提供偏置电压。因为受到电阻Rc的限制(Rc是固定值,那么最大电流为U/Rc,其中U为电源电压),集电极电流是不能无限增加下去的。当基极电流的增大,不能使集电极电流继续增大时,三极管就进入了饱和状态。进入饱和状态之后,三极管的集电极跟发射极之间的电压将很小,可以理解为一个开关闭合了。这样我们就可以拿三极管来当作开关使用:当基极电流为0时,三极管集电极电流为0(这叫做三极管截止),相当于开关断开;当基极电流很大,以至于三极管饱和时,相当于开关闭合。[2]

图3 半桥推免电路图

图4 整流滤波电路图

3.3 高频变压器

高频电源变压器是工作频率超过中频(10kHz)的电源变压器,主要用于高频开关电源中作高频开关电源变压器。设计变压器时,应预先搞清电路拓扑、工作频率、输入和输出电压、输出功率或输出电流及环境条件,同时还应当知道所设计的变压器允许多大损耗[3]。

高频变压器是本电路成功与否的关键,经过多次查阅资料并多次尝试,我选测EE42型骨架,初级线圈直径为1.0mm,次级线圈直径为0.6mm,初、次匝数比为10比28。

3.4 整流滤波电路

整流滤波的方法很多,如桥堆整流,单个二极管整流等。这里使用单二极管整流,加上一个470uN的电感,如图4所示。前一模块输出的流电压经二极管1N4934整流,经过电容的滤波,以及电感对纹波的抑制,得到平稳的28.7V电源电压。

3.5 电路原理(如图5所示)

图5 电路原理图

图6 TL494型脉宽调制器等效方框图

图7 输出电压与负载曲线图

4.主要元件TL494芯片介绍

4.1 TL494芯片的简介

TL494是一种固定频率脉宽调制电路,它包有两种封装规格,为直插式和贴片式;由16只管脚构成。

4.2 TL494内部结构

TL494中有一个独立的死区时间比较器,控制比较器(4脚)的电位,除可以改变调制器的死区时间之外,还可以用它设计电源软启动电路或欠压保护电路;输出方式控制(13)脚,控制TL494的应用方式,当该端为高电平时,两路输出分别由触发器的Q和控制端,形成双端输出式;当13脚为低电平时,触发器失去作用,两路输出同时由PWM比较后的或门输出控制,同步工作。两路并联输出时,输出驱动电流较大(达400Ma),内部电路如图6所示[1]。

5.电路性能测试

测试电路所须仪器如表1所示:

表1 系统测试所用仪器

序号 仪器名称 仪器型号 规格

1 直流稳压电源 YB1731A 2A

2 数字万用表 UT39A

3 示波器 YB4365 100MHZ

表2 输出电压与负载对应关系表

负载R/Ω 50 83 105 119 126 143 300 空载

输出电压V 12 20 25 28 28.7 28.7 28.7 28.7

负载调整率(电流调整率):在加入不同阻值的的负载情况下输出电压如表2所示:

根据表2可得到下面的输出电压与负载的曲线图(如图7所示)。

6.结论

由此可以得出,当输入直流电压在12V-24V时,电路工作正常,输出直流电压为28.7V,负载电阻最小等于或大于126欧电路才能正常工作,输出电流最大可达到0.23A,转化效率在70%左右,在输入直流电压在14V左右时转化率最高;在一定范围内,随着负载阻值的增大,转化效率增大。输出纹波空载时为50mV,外接后负载在200mV左右。

参考文献

[1]杜少武.现代电源技术[M].合肥工业大学出版社, 2010:190,191.

[2]王兆安,黄俊.电力电子技术(第四版)[M].机械工业出版社,2001,3.

[3]赵广林.常用电子元器件识别/检测/选用一读通[M].电子工业出版社,2007.

[4]康光华.电子技术基础模拟部分(第五版)[M].高等教育出版社,2005,7.

[5]周志敏.开关电源实用技术设计与应用[M].人民邮电出版社,2007.

[6]何希才.常用集成电路应用实例[M].电子工业出版社,2007.

[7]钱照明,程肇基.电力电子系统电磁兼容设计基础及干扰抑制技术[M].浙江大学出版社,2000,2.

[8]清源计算机工作室.Protel 99 SE[M].机械工业出版社,2004,1.

基金项目:部级物理学(师范类)特色专业项目(TS12467);云南省基金(2009CD097);楚雄师范学院大学生创新训练项目。

作者简介:

肖东升,现就读于楚雄师范学院物理与电子科学系。

吴东,现就读于楚雄师范学院物理与电子科学系。

电源控制器范文第7篇

新一代ATX机或平板电视电源控制器能给出更高的效率,更低的EMI。可谓环保节能绿色电源。它将CCM的PFC控制,LLC谐振半桥及高压驱动完好地设计在一个芯片中,大幅度降低了成本,完全满足85PLUS的节能标准。PFC部分采用可变频的折返模式以减小轻载时的开关损耗,满足ATX机的所有信号顺序,控制器包括几个致力端子,能在一次侧与二次侧之间使能掌控振动。这些信号包括电源好指示,还有一个控制开启/关断的端子(经光耦控制),在二次侧OVP输入提供必要的冗余,使主反馈网络离开。快速的故障保护可以立即作用于现有条件,然后再自动恢复软启动程序。

主要特色有:

固定的65kHz CCM功率因数校正;

平均电流模式控制低线畸变;

动态响应增强,减少BULK电容低于额定电压值的可能;

独立的过压保护检测端,并且具有闩锁能力;

可调的轻载频率折返式PFC,有效改善轻载效率;

可调AC线路布朗保护,保护时间有50ms延迟,以满足保持时间的规范。

可调的用最佳检测电阻的过流保护阈值;

±1A的峰值电流驱动能力;

LLC控制器频率范围为25kHz~500kH,精度达±3%;

内部固定死区时间达300ns;

可调的软启动顺序;

快速故障输入,具有软启动触发,可立即自动恢复保护;

ON/OFF控制IC可以从二次侧遥控;

板上5V基准电压供精密阈值调节和滞后调节;

工作正常后给出电源好(POWER-GOOD)信号;

NCP1910A版本有两个GND,无跳跃(SKIP)端;

NCP1910B版本为单一GND,但加入LLC控制跳跃(SKIP)端;

VCC电压为10V-20V。

该芯片典型用于ATX机电源(A版本)及平板电视电源(B版本)。NCP1910典型应用电路如图1(A版)、图2(B版)

NCP1910内部等效电路如图3所示。

NCP1910 24引脚功能如下:

1PIN SS,软启动,外部接一只电容到GND,作为LLC部分启动时间。

2PIN Rt,LLC的反馈端,用一个电阻阵列设置最高和最低频率,以光耦为反馈驱动。

3PIN PGout,集电极开路的PG信号输出,其在Vbulk好了以后为低电平。

4PIN ON/OFF,遥控端,将此端拉低时,电路工作,PFC级首先工作,当FB端进入稳定状态,LLC进入工作,当令其开路时,控制器进入休闲模式。

5PIN BO调节端,布朗输出调节端,此端设置PFC部分工作的开启和关断点。

6PIN Vref,5V基准电压端,给出稳定电压供外部使用。

7PIN PG调节端,调节PG触发电平,从基准供电调节之。

8PIN OVP2 冗余OVP,一个完全锁住OVP监视PFC BULK电容电压的功能,其从FB端检测之。

9PIN FB PFC反馈端,监视升压BULK电容电压,并使之稳压,还用作快速OVP检测及恢复。

10PIN VCTRLPFC误差放大器输出,外部接补偿网络。

11PIN VMPFC电流放大器输出,外接一只电阻到GND,设置最大功率水平。

12PIN LBOPFC线路输入电压检测,作为线路前馈及PFC的布朗保护。

13PIN FoldPFC级的频率折返控制,选择功率折返水平及折返频率。

14PIN CSPFC级电流检测,检测电感电流,调节最大检测电压。

15PIN CS/FF 快速故障输入端。当上拉过1V时,LLC停止工作,重新进行软启 动程序。

16PIN SKIP/AGND 对A版本为AGND,对B版本为SKIP。

17PIN GND/PGND 对A版本为PGND,对B版本为GND。

18PIN DRVPFC级驱动输出,驱动PFC级的MOSFET。

19PIN VCCIC供电电压端,电压从10V~20V最大。

20PIN MLLLC部分低边MOS驱动输出。

22PIN BridgeLLC半桥结点端。

23PIN MULLC部分高边MOS驱动输出。

24PIN Vboot 高边MOS驱动的VCC端。

应用说明

NCP1910是全新一代控制电路,将连续导电模式(CCM)控制的功率因数校正(PFC)和LLC谐振控制半桥的两种独立功能结合在一个电路中。这些内核相互协调,不仅在正常工作条件下可以实施协调功能而且在出现故障时同样起作用。LLC部分可以直接驱动LLC半桥拓扑的高边MOSFET而不需要栅极驱动变压器。

功率因数校正部分

简单灵活:NCP1910仅需要少量外部元件执行CCM模式PFC工作。此电路方案简化了PFC级的设计。另外,电路还提供了其它一些功能,例如,布朗保护,检测AC电压和准确功率限制功能,以便优化PFC级的设计。

低功耗与闩锁能力:NCP1910设计为在整个工作模式下消耗少量电流。在开机阶段和闩锁模式时芯片所消耗的电流极大地降低,因此,当电路发生故障时功率损耗最小。此功能有助于满足严格的待机功耗规范。利用反馈(FB)引脚可以使电路处于待机状态,另外利用ON/OFF引脚也可以实现此目的。

最大电流限制:电路固定的检测电感电流,如果其检测值比设置的限制电流高将会立刻关闭功率开关。NCP1910也会阻止任何功率开关的开通只要电感电流不低于最大允许水平。此特性保护MOSFET,避免由于开关电流高于功率开关管所能承受最大电流造成的MOSFET可能的极限应力。另外,此方案有效地保护了在开机阶段过大的过冲电流给电容充电的PFC级。

欠电压保护和开路保护:电路检测到反馈电压低于管理水平的8%时,电路关断,同时其损耗降到一个很低的值。此特性用于保护PFC级,避免启动工作时交流线路电压过低或者反馈网络不正常工作(例如:连接错误)。万一欠电压电路被触发,功率好信号关断,LLC电路立刻停止工作。

快速瞬态响应:给出一个低带宽的调整方框,PFC的输出电压超出欠压段,这是由于突然的负载变化或输入电压变化引起的。如果Bulk电容电压与控制水平相差太大:

1)过电压保护:NCP1910关断功率开关,当Vbulk超过过电压阈值(105%的管理水平)。这是一种自动恢复功能。

2) 动态响应增强:NCP1910通过其内部200uA电流源提高控制回路速度,当布朗电压降低到95%的控制水平时被触发。

线路布朗OUT检测:当电路检测到低的交流条件时PFC级被关断。这种保护形式最大程度地保护了功率开关避免由于过大的应力造成的损坏。

过功率限制:NCP1910依靠通过布朗OUT方框测试出的平均输入电压估算出最大允许电流。这是取决于线路阈值的第二个OCP。当电路检测到一个过功率转换,将立刻复位驱动输出。

冗余过电压保护:作为冗余保护特性,NCP1910提供了第二个锁定OVP,其输入超过了OVP2引脚。如果在此引脚上的电压超出最大的允许电压,PFC和LLC全部被锁定。

PFC异常保护:当PFC面对异常状态,因此Bulk电容电压低于管理电压时间长于允许时间,则PFC和LLC均被闩锁。

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频率折返:在轻载的条件下,执行将振荡器频率逐渐降低,这有助于维持PFC级的效率。

软启动:提供启动顺序,限制MOSFET的应力和布朗电压,一个30μA的电流源为在VCTRL端的补偿网络充电使VCTRL逐渐上升。

图腾柱式输出:NCP1910包含一个1.0A栅级驱动,可以有效驱动TO220或者TO247封装的MOSFET。

LLC控制器部分

宽频率工作:通过对地电阻网络RT可以使这部分电路的工作频率最高为达到500kHz。一个电阻设置最大开关频率而另一个电阻设置最小开关频率。

板上死区时间:忽略半桥引脚,死区时间被包括在控制器。(见DTL部分)

软启动:一个专用引脚为接地电容放电。当开启提供一个平滑的上升斜波电压时,开机频率通过在RT和SS引脚之间用电阻连接设置为最大。电容与接地RT引脚相连确定软启动持续时间。在故障的模式下,在CS/FF引脚电压超过典型值1.0V时,软启动引脚立刻放电同时,一个高频率重新启动开始。

跳周期工作模式:为了防止轻载条件下频率失去控制,而且可以改善待机功率损耗。NCP1910B用跳周期输入引脚固定检测光耦的集电极。如果这个引脚检测到一个低电平,其将切断LLC的输出直到集电极电平升高。NCP1910A不提供跳周期功能,用线路16脚的模拟地代替。

高压驱动器:在LLC控制器中包含的高压驱动可以直接连接到高压电路中。因此可以直接驱动半桥高边MOSFET而不再需要使用驱动变压器。

故障保护:CS/FF引脚结合了两种电平保护电路。如果电平超过第一个设置水平(1V),则LLC控制器立刻通过外部接地电阻Rt将开关频率设置为最高。这是一种自动恢复保护模式。如果故障更加严重,CS/FF引脚的信号超过第二个设置水平(1.5V),则整个控制器将全部锁定。复位通过检测VCC的欠电压水平、ON/OFF引脚或者是检测PFC部分的布朗输出。最后其还具有用户插、拔电源的设计。

联合管理

启动延迟:PFC启动顺序经常会导致由减弱的振荡器引起过度输出。确保PFC输出电压在LLC控制器启动之前完全稳定,一个插在PFC内部启动信号完成之后的20ms延迟是必须的。当联合器出现VCC欠电压、线路布OUT或者通过ON/OFF引脚动作时,这个延迟经常会被复位。

功率好信号:一旦PFC开始工作,内部的PFC_OK信号是必须的。20ms之后,PG引脚电平变低。这个信号在下列两种情况下消失:Bulk电压降低到到异常水平,由强加到PG引脚上面的参考电压编程。这个电平一般在由BO引脚编程的LLC关断电压之上。因此,一个正常的关断顺序是,PG电平首先降低,二次侧的信号闭锁。第二个重要的情况是可以将PG信号降低,当PFC出现错误:反馈线路被破坏、严重的过载。在这种情况下,PG引脚信号立刻变为持续高电平,5ms定时器启动。一旦这个定时器时间过去,LLC控制器被安全的停止。

闩锁功能:在出现恶劣的故障工作条件,PFC级可以自动闭锁OVP2引脚,LLC控制器可以闭锁CS/FF引脚。在这种情况下,整个联合器是闭锁的,只有通过VCC-UVLO,线路布朗输出或者ON/OFF引脚的转换来复位。

过热关断:内部过热关断电路使门级驱动电路不工作,当结温超过典型值140℃时,功率开关关断。电路在温度降低到大约110℃时再恢复工作。

NCP1910工作原理

PFC部分

一个CCM模式的PFC变换器如图4所示。输入整流电压为50或60Hz正弦信号。MOSFET的开关在一个很高的频率(NCP1910的典型值为65KHz),因此电感电流IL基本上是由高频和低频部分构成。

滤波电容Cin是必不可少的,小容量的电容是用来消除电感电流IL上面的高频干扰的。这个滤波电容不可以太大,因为它会使整流的正弦输入电压畸变而污染功率因数。

PFC控制方法

NCP1910使用CCM模式特别设计的PFC控制方法。PFC控制方法由以下部分描述。

如图5所示,电感电流IL的开关周期T包括充电时段t1和放电时段t2。电压转换率如(1)式得到。

==

V=V(1)

这里:Vbulk为PFC部分输出电压。

Vin为整流输入电压。

T是开关周期。

t1是MOSFET导通时间。

t2是MOSFET关断时间。

输入滤波电容Cin和EMI前端滤波器吸收电感电流的高频噪声。使输入电流仅仅为低频正弦电感电流。

I=I (2)

这里:Iin为输入交流电流

IL为电感电流

IL-50假设为50Hz工作。后缀50意为最初IL的带宽为50Hz

从(1)式和(2)式可得,输入阻抗Zin为:

Z==(3)

这里:Zin为输入阻抗

当公式3中的输入阻抗在带宽为50或60Hz时缓慢变化或者不变时,功率因数是正确的。

PFC调节和时序图如图6所示。MOSFET的t1时间段是由基准电压Vpref和斜坡电压Vramp相交引起的。其关系如(4)式所示:

V=V+=V(4)

这里:Vpref是内部斜波电压,为PFC调节比较器的输入;

VM为在VM引脚上产生的乘数电压;

Ich为内部充电电流;

Cramp内部斜波电容;

Vpref是内部参考电压,PFC调节比较器反相输入。

Ich,Cramp和Vpref也可以作为开关频率斜波信号。专门设计的充电电流Ich如(5)式所示。因此乘法器电压VM如(6)式所示。

I=(5)

V=V-=V(6)

由(3)式和(6)式,可以重新得出输入阻抗Zin,如(7)式:

Z= (7)

因为Vpref和Vbulk对于时间大致上是不变的,乘法器电压VM与IL-50设计为成比例以确保PFC级的Zin保持固定的目的。见图7阐述:

在图6的定时图表中可以看到,VM最初是由来自于电感电流IL的开关频率纹波所构成。由于这种纹波的影响,占空比的产生将不准确。这种调节方式被称为“峰值电流型”。因此,一个外部用来避免VM的高频成分的电容CM连接到乘法器电压VM引脚是必须的。调节方式因此被称为带有更好PF值的“平均电流型”。

乘法器的电压VM由公式8算得

V= (8)

其中:

RM是接在VM脚的外部乘法器的固定值电阻。

VLBO是LBO脚发生的输入电压信号,和输入电压有效值成比例。

Ics是检测电流,和(13)式中提到的电感电流I L成正例。

Vctrl是控制电压信号,如(17)式中提到的运行传导放大器(OTA)的输出电压。

Vctrl(min)不只是Vctrl的最小运行电压,还是PFC电流调制的补偿电压。

RM直接限制了最大输入功率能力。并且由于Vin^2的前馈特性,在此是VLBO的平方。传输功能和传输功率并不受AC电压的限制。Vctrl和能量传输的关系会在随后描述。

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线电压的布朗输出保护

如图9所示,线路电压的布朗输出保护脚(用LBO脚表示)接收到输入电压(Vin)的一部分,因为VIN为整流得到的正弦电压, LBO脚必须接一只电容消减AC线路纹波,使电压正比于VIN的平均值。

LBO不分的主要功能是检测过低的输入电压。当检测到布朗输出条件时,用一个7uA的电流源降低LBO脚的电压,该功能需要一个窗口应用。

在正常的运行中,LBO脚的电压必须高于内部基准电压。VLBOT(典型值为1V)。在此情况下LBO比较器的输出VLBOcomp为低。

相反,如果VLBO低于1V,VLBOcomp变为高电平,980mV的电压源VLBO(clamp)接在LBO端,使其电平保持在接近1V。如果没有故障被检测到,一个50ms的延时t LBO(blank)会被激活。这个延时主要目的是为了帮助达到保持状态的条件。在主线一个短暂的中断之后,没有故障发生,PFC和LLC会继续运行。进一步,LBO端被保持在980mV。线电压恢复到LBO断正常的电压送出之间几乎没有额外的延时。而在一般情况下,由于LBO端和地之间会接大电容来滤除输入电压纹波。因此会产生延时,这样,NCP1910有效地”消除”了任何主线间断,使之短过25ms。(由50ms计时器保证最小值)。

在消隐延时t LBO(blank)的末尾,另一个计时器被激活。当故障被检测到时,设置一个50ms的窗口,这就是图9所示t LBO(window)所起的作用。

如果VLBOcomp在第二个50ms延时(tLBO(window))内为高电平,则被确认为线电压布朗输出情况,PFC_BO信号将被变成高电平。

如果VLBOcomp在t LBO(window)期间仍旧保持低电平,则没有故障被检测到。

当PFC_BO信号为高时。

PFC驱动被禁止,Vctrl端接地,当故障排除后进入软起动的恢复运行。

从LBO脚移除VLBO(clamp)电压源。

I LBOH电流源(典型值为7uA)启用,降低LBO端电压,以应用于滞后的情况。

起动时,一个PNP的三极管使LBO脚电压保持低在如下条件:Vcc

当器件处于关断模式时,ILBOH也会启用,但在起动时,ILBOH直到Vcc达到Vcc(on)时才会禁用。

线电压Brown-Out网络模式计算

如果线电压Brown-Out网络连接到桥式二极管整流后的电压,监测到的电压根据相们不同会有非常大差异:

在运行前,PFC部分是关断的,输入桥是作为一个尖峰检测器,输入电压大致是平的并且相当于AC线电压的幅值。= Vac,rms Vac,rms为线电压的有效值。在前面的章节中提到,ILBOH在PFC运行前是开启的,以便调整线电压Brown-Out的滞后时间。因此,LBO脚的平均电压为:

V=Vac,rms

I• (9)

If R

V~V I•R

在PFC部分起动运行后,输入电压变为一个整流后的正弦波,平均电压变为=(2/π) Vac,rms 其降低为(2/π)倍的输入电压有效值的尖峰值.因此LBO脚的平均电压为=(2/π) Vac,rms RLBOL/(RLBOU+RLBOL)。并且由于LBO脚的纹波,VLBO的最小值大约为:

V=V

×1-(10)

其中:

fLBO为感应网络单极频率。

f=

fline为线频率。

RLBOL为LBO到地之间的分压电阻中的低边电阻。

RLBOU为Vin到LBO端之间的分压电阻中的高边电阻。

公式10中的1-用来计算LBO脚的电压纹波(第一次估计值)。

一般情况下,我们假设fLBO=,重排(9)式和(10)式。则网络连接的LBO端可以由以下公式算出:

R=••-1•

≌••-1• (11)

R=-1R(12)

其中:

Vac是PFC启动工作交流电压的有效值

Vac,off是布朗OUT检测交流电压有效值

PFC电流检测

器件检测电感电流IC,如图10,是用RSENSE检测出的电压加到CS端,然后求出ICS。

I=I (13)

其中,RSENSE为检测IL的电阻,RCS为CS端至RSENSE之间的电阻。

该方法有如下优点:最少的检测元件数,检测电流ICS代表电感电流IL,它将用于PFC的占空比调制,并产生乘法器电压VM,过功率限制及过流保护。(13)式主张实际上提供柔性的RSENSE选择,它允许检测出冲击电流。

PFC过流保护(OCP)

PFC的过流保护,实现是在ICS大于IS(OCP)(200μA)时,CS端偏置电压典型为10mV时,计算时它可以忽略,因此,最大OCP电感电流阈值IL(OCP)从(14)式得到:

I==×200μA(14)

当过流保护阈值达到时,PFC驱动为低电平,当电感电流降到阈值以下时器件自动返回工作。

PFC过功率限制(OPL)

这是与一个线路检测阈值的第二个OCP。检测电流ICS代表电感电流IL,亦即是输入电流的近似值,输入电压信号VLBO表示输入电压的均方根值,乘积ICS×VLBO表示近似的输入功率(IL×VAC),如图11。

当乘积(ICS×VLBO)大于275μVA时,器件关闭PFC的驱动,输入功率即被限制。在乘积(ICS×VLBO)低于275μVA时OPL自动恢复工作,275μVA水平相对应的输入功率,可以用(15)式标出:

IV

IוV

I•V

其中:

K=

(由于本文篇幅过长,本杂志将分(上)(下)两部,分别予以刊登,(下)将会刊登在2011年2月刊。

电源控制器范文第8篇

德州仪器(Texas Instruments)宣布推出一款高灵活度的电源管理芯片TPS40140,该器件可将数据中心与电信设备中的电源转变成为完全可扩展的移相扩容式电源系统,从而允许电源具有更高的负载处理能力并且实现电源更高的效率。据称该同步脉宽调制(PWM)控制器既可作为生成双输出的独立器件工作,也可作为双通道多相控制器工作。利用其高级功能,设计人员可将多个器件“并联”在一起,以实现高密度电源,从而生成高达320A的输出电流,且支持多达16个相位。此外,该公司称系统的功率效率也高于当前的功率级组件。

TI系统电源管理业务部副总裁Stephen Anderson指出:“高性能数据中心与3G基站应用的电源设计人员面临着挑战性很高的要求,既要提高电源密度与可扩展性,又要实现高效率工作。TI全新移相扩容式控制器为客户提供了一种方便易用的模块化技术,以满足上述需求。”德州仪器模拟HPA资深技术销售工程师李志林先生在介绍此款芯片时表示,全球范围内持续升高的能源成本推动使用更多高效电源,而3G基站等高速通信应用催生一些新电源管理架构,而不同的应用领域需要独特的解决方案来管理多个电压需求,在更小空间提供功率更高的电源。TPS40140及其系列产品在单一芯片上实现双通道输出与多相应用,降低了输入/输出电流波纹与电容要求。这种架构虽然也可以采用分立器件实现,但实现起来的难度要大很多,而且用分立器件来实现要面临更大的电磁干扰(EMI)等问题。该产品独特的电流控制模式和强制的均流功能使芯片即使工作在多相条件下,也可以达到器件之间的平衡,避免了由于电流不均造成器件损坏。

市场人士认为,就高密度电信与无线系统而言,TPS40140的独特之处在于提高了负载处理能力,并简化了系统设计。对于3G基站等高速数据通信而言,TPS40140显著提高了节能性能,实现了低噪声与低功耗。就数据中心服务器而言,该控制器能够帮助计人员更轻松地开发高效工作的完整多相电源系统。TPS40140独特的移相扩容式功能使电源能够自动完成相位平衡,从而显著降低了输入与输出电容的纹波电流,缩小了整体解决方案的尺寸。设计人员还能实施相关拓扑,使基于多相和/或单相输出拓扑的多输出轨都能实现同步化与相位平衡,从而提高电源密度与灵活性,并保持统一的电磁干扰(EMI)频谱。TPS40140电流模式控制器支持从2V至40V的宽泛的输入电压转换范围,能够在4.5V至15V的电源电压下高性能工作。该器件可实现出色的线性调整率与0.1%的负载调整率,这要归功于高精度差动负载感应放大器的支持,该放大器的精度可达±0.5%,电压基准为0.7V。

TPS40140提供当前电源所需的全部监控特性,其中包括预偏置启动功能、可编程欠压锁定、无损直流阻抗或电阻电流感应、独立电源状态良好指示器、独立软启动控制、同步输入、可编程过流保护与热关断等。此外,TPS40140控制器还支持三种通用排序方案,其中包括顺序排序、比例排序以及同时排序。TPS40140控制器现已投入量产,可通过TI及其授权分销商订购获得。该产品采用6x6毫米36引脚QFN封装,批量为1,000片时的建议零销单价为3.30美元。TI将于2006年第四季度在全新专业工具系列中提供TPS40140的软件开发工具。

电源控制器范文第9篇

关键词: 智能控制; PSO; 逆变器接口; 参数优化

中图分类号: TN710?34  ;  ;  ;  ;  ;  ;  ;  ;  ;  ;  ; 文献标识码: A  ;  ;  ;  ;  ;  ;  ;  ;  ;  ;  ;  ;文章编号: 1004?373X(2014)23?0136?03

PSO?based optimization method of output?controller for inverter interface power supply

ZHANG Lu, SU Hai?bin, GAO Meng?ze

(Electric Power School, North China University of Water Resources and Electric Power, Zhengzhou 450045, China)

Abstract: With the increasing demand of electricity, more and more micro?grids access to power systems. In micro?grid, distributed power, load, energy storage facilities, energy conversion facilities and control devices are integrated into an integral whole to make comprehensive control. Because its size is expanding and the operation difficulty is increasing, it is difficult to meet users′ increasing requirements of high safety and reliability. A PSO algorithm based control method for the distributed power supply of inverter interface is proposed in this paper. The interference of voltage, frequency, operating mode conversion existing in micro?grid can be efficiently suppressed by optimizing the parameters of the inverter output?controller. The simulation results show the correctness and effectiveness of the intelligent control method.

Keywords: intelligent control; PSO; inverter interface; parameter optimization

0  ;引  ;言

近年来,随着电力电子技术的不断发展,大多数分布式电源(DG)通过逆变器接口部署在电力系统中。它能够灵活地在不同用电时段对大电网功率进行削峰填谷,并提高电能质量。

如图1所示,往往在一个微电网中包含有多个DG。一般情况下,微电网和主电网并网运行,依靠主网支撑的微电网可以快速调整电压和频率[1]。当主网某馈线发生故障,微电网脱离主网作为不间断电源孤岛运行。孤岛模式下,下垂控制器为了匹配负载的变化和各DG之间功率的协调不断地调整母线的电压和频率[2?3]。由于微电网DG的小惯性特点,大的扰动容易引起电能质量下降,甚至微电网的崩溃解裂。为了保障孤岛模式下微电网的电能质量,需要一种快速、智能、有效的逆变器接口DG控制方法[4?5]。

<;E:\2014年23期\2014年23期\Image\41t1.tif>;

图1 微电网系统模型

粒子群优化算法(PSO)是一种基于群体协作的随机搜索算法。它不要求传递函数可导,并且对复杂系统有很好的避免局部最优能力和较快的收敛速度。它非常适合对微电网控制器参数进行实时优化。在控制器的优化过程中,还需要考虑控制性能、电能质量、稳定性等方面问题。

1  ;逆变器接口DG的控制策略

图2显示了DG的逆变器接口在d?q旋转坐标系中的控制方框图。d?q变换对有功和无功功率进行了解耦,作为逆变器d轴和q轴的基准电流的参考值。下垂控制器根据下垂特性产生有功和无功参考功率。逆变器输出控制器产生逆变器参考电压与比例积分(PI)控制器。本文中,使用三相脉宽调制(PWM)逆变器,其中包含很少的高次谐波。

<;E:\2014年23期\2014年23期\Image\41t2.tif>;

图2 DG逆变器接口控制框图

逆变器输出控制器的方程为:

[ddt?d=id*inv-idinv]  ; (1)

[ddt?q=iq*inv-iqinv]  ;(2)

[vd*inv=Kp1?(id*inv-idinv)+Ki1??d-Xinvidinv+vdbus] (3)

[vq*inv=Kp2?(iq*inv-iqinv)+Ki2??q+Xinvidinv+vdbus] (4)

2  ;逆变器控制器的数学模型

该逆变器输出控制器是设备级的控制器,性能会受到逆变器输出电路、母线电压和系统频率的影响。该母线电压依赖于相应的DG和系统其余部分之间的相互作用。优化目标是使逆变器输出控制器在母线电压和频率变化的情况下关于扰动鲁棒。

可以简化图1,并得到其微电网等效模型以及闭环控制框图[6],如图3所示。

从图3可以得到微电网电路的数学表达式,从而推出闭环小信号的状态空间模型为:

[x=Aclx(t)+Bclw(t),x(0)=0]  ;(5)

[y(t)=Cclx(t)+Dclw(t)]  ;(6)

式中:[x(t)=x(t)xc(t)T]表示闭环状态,并且:

[Acl=A+BuDcmCmBuCcBcmCmAc]  ;(7)

[Bcl=Bw+BuDcwBcw]  ;  ;(8)

[Ccl=Cy+DyuDcmCmDyuCc]  ; (9)

[Dcl=DyuDcw+Dyu]  ;  ;  ;  ;  ;  ;  ; (10)

<;E:\2014年23期\2014年23期\Image\41t3.tif>;

图3 微电网等效模型及闭环控制框图

3  ;逆变器输出控制器的优化

3.1  ;PSO算法

PSO是一种基于概率规律的优化算法,它的灵感来自于自然模型。该算法属于直接搜索方法一类,用于一个给定的搜索空间中的优化问题里,找到一个最优解决方案。PSO算法与其他智能方法相比,其最大差异是PSO的实施更简单。

在该算法中,每只鸟被引入作为一个粒子,所有粒子形成一组或群。每个粒子是由两个向量[x(t)]和[v(t)]构成,分别代表在粒子在[t]时刻的位置和速度。每个粒子的位置[xi]可能会被认为作为一个问题的答案。其中:

 ;  ;[Vk+1i=ωVki+c1?rd1(Xpbki-Xki)+c2rd2(Xgbki-Xki)] (11)

[Xk+1i=Xki+Vk+1i]  ; (12)

所有粒子根据自己和其他粒子的飞行经验的基础上,调节它们的路线。但根据优化经验,算法很难找到边界附近的最优解,所以本文采用阻尼反射边界法,在一个[n]维搜索区域中,第[i]个粒子的第[j]个元素的速度和位置分别由以下矢量表示:

[Vk+1i=…vki(j-1)-rd?vkijvki(j+1)…]  ;(13)

[Xk+1i=…vki(j-1)-rd?vkijvki(j+1)…]  ;(14)

3.2  ;PSO优化参数以及其边界的确定

PSO算法优化DG中逆变器控制器中的4个PI控制器参数:[kp1,][kp2,][ki1,][ki2。]模型中共2个DG,分别进行优化。

本文使用基于L1理论的边界确定方法[7?9]:

[G21≤inf0≤α≤-2αR(Acl)σmax(CclQCTcl)+σmax(DclDTcl)] (15)

式中[αR(Acl)]为[Acl]的谱横坐标。

3.3  ;适应度函数的确定

本文设计的逆变器输出控制器优化标准如下:

首先,闭环系统(5)和(6)应该渐进稳定。其次,逆变器控制的带宽应该足够大,保证它能够跟随输出功率的快速变化。最后使用ITAE对控制器性能进行评价[10?11]。

为了满足逆变器输出控制器的三个设计标准,待优化函数如下:

[J=i=13ci?fi]  ;(16)

式中[ci]为权重因子。

[f1=0,Acl Hurwitz10 000,其他]  ;  ; (17)

[f2=Real(λc)-1]  ; (18)

[f3=0∞te(t)dt]  ;(19)

式中:[λc]是闭环系统中的主要特征值;罚函数[f1]对系统在不稳定的情况下进行处罚;[f2]评价该控制器的带宽;[f3]为ITAE系统性能指标。最小化待优化函数[J]包括了这3个操作条件,在算法中对某粒子的位置[xi]进行综合评估。

4  ;仿真结果分析

该系统的仿真针对微电网两种模式切换过程中以及切换过后,在负载扰动下,微电网电能质量的变化情况。仿真序列如下:

(1) 0~0.3 s期间是微电网初始化时间。

(2) 从0.3 s开始,DG1和DG2开始产生有功、无功功率。

(3) 0.6 s时断开断路器,系统切换为孤岛模式。

(4) 0.9 s时下垂控制器接收到负载参考值,恢复额定电压和频率。

(5) 1.2 s时孤岛模式下本地用电负荷突然降低。

图4,图5分别为母线电压有效值和系统频率在仿真过程中的变化。在并网模式下,母线电压和频率良好地保持在标称值附近。切换到孤岛模式下,它们根据不同的瞬时功率的不匹配,进行下垂特性变化。在0.9 s时,电压和频率恢复到标称值附近。

<;E:\2014年23期\2014年23期\Image\41t4.tif>;

图4 微电网系统母线电压

5  ;结  ;论

本文在微电网多DG模型基础上,设计并优化了逆变器输出控制器。在仿真实验中检验了本系统能够有效抑制存在于微电网中的电压、频率、操作模式转换等干扰,使系统具有较好鲁棒性,并且具有超调小、响应速度快等优点。

<;E:\2014年23期\2014年23期\Image\41t5.tif>;

图5 微电网系统频率

参考文献

[1] 时珊珊,鲁宗相,闵勇,等.微电网孤网运行时的频率特性分析[J].电力系统自动化,2011,35(9):36?41.

[2] 郑永伟,陈民铀,李闯,等.自适应调节下垂系数的微电网控制策略[J].电力系统自动化,2013,37(7):6?11.

[3] 吴志,顾伟.孤岛方式下基于多系统的微电网有功?频率控制[J].电力自动化设备,2009,29(11):57?61.

[4] 杨玺.基于遗传算法的模糊控制器规则优化[J].电气传动自动化,2010,32(5):41?44.

[5] 杨鹏,代冀阳,赵文龙.基于遗传算法的参数优化在控制器设计中的应用[J].南昌航空工业学院学报:自然科学版,2004,18(4):24?27.

[6] MAKRIDOU G, ATSALAKIS G S, ZOPOUNIDIS C, et al. Gold price forecasting with a neuro?fuzzy?based inference system [J]. International Journal of Financial Engineering and Risk Management, 2013, 1(1): 35?54.

[7] PENANGSANG O, ABDILLAH M, WIBOWO R S, et al. Optimal design of photovoltaicbattery systems using interval type?2 fuzzy adaptive genetic algorithm [J]. 2013, 5(1):50?55.

[8] KUMAR S, CHATURVEDI D K. Optimal power flow solution using fuzzy evolutionary and swarm optimization [J]. Internatio?nal Journal of Electrical Power &; Energy Systems, 2013, 47: 416?423.

[9] KARUPPANAN P, MAHAPATRA K K. PI and fuzzy logic controllers for shunt active power filter. ISA Transactions. 2012, 51(1):234?243.

[10] PHADKE A R, FOZDAR M, NIAZI K R. A new multi?objective fuzzy?GA formulation for optimal placement and sizing of shunt FACTS controller[J]. International Journal of Electrical Power &; Energy Systems, 2012, 40(1): 46?53.

电源控制器范文第10篇

关键词: 双闭环控制器; 滑模变结构控制; 高频开关电源; FPGA

中图分类号: TN710?34 文献标识码: A 文章编号: 1004?373X(2014)22?0157?03

Research of high?frequency switching power supply based on double closed?loop sliding mode controller

WANG Jun?hui1, ZHANG Bin1, 2

(1. Xi’an Institute of Crystal Growing Technology Co., Ltd, Xi’an 710077, China;

2. School of Automation and Information Engineering, Xi’an University of Technology, Xi’an 710048, China)

Abstract: A kind of voltage and current double closed?loop sliding mode controller was designed to overcome the drawbacks of the traditional switching power supply controller, whose dynamic response is slow, regulation effect is not ideal in case of mutation of system conditions and control precision is low. The controller adopts the series structure of voltage controller and current controller. The former is taken as the outer loop, and the latter as the inner loop. The output of the voltage controller is taken as the given of the current controller, and the output of the current controller as the final control action to the object. The sliding mode control algorithm is adopted in it. The simulation results show that double closed?loop sliding mode variable structure controller has better control effect, stronger robustness, better dynamic performance and lower error than general single closed?loop sliding mode variable structure controller. The digital controller was realized with FPGA hardware platform. The high?frequency switching power supply prototype has been effectively controlled. The effectiveness of the controller was validated by experiment.

Keywords: double closed?loop controller; sliding mode variable structure control; high?frequency switching power supply; FPGA

0 引 言

开关电源是通过输出电压反馈和施加有效控制来维持稳定输出电压幅值的装置,广泛应用于工业领域。在高频开关电源的实际控制过程中,传统控制在参数整定过程中对于对象模型过分依赖[1],并且在参数一旦整定计算后,整个控制过程中参数都是固定不变的,所以适应性较差。而在实际系统中,系统状态和参数等会发生变化,体现出不确定性,控制器很难达到最佳的控制效果。滑模控制能够克服被控系统的不确定性, 对干扰和未建模动态具有很强的鲁棒性, 尤其是对开关电源等非线性系统的控制具有良好的控制效果[2?3]。采用传统的单闭环控制策略对高频开关电源进行控制时,其反馈量取自于输出电压,当系统受到外界干扰时,首先作用到输出端,待输出电压发生变化后,再由反馈环节作出调节响应,这样就造成了系统的动态响应速度慢,甚至造成系统的不稳定。双闭环控制策略应用在高频开关电源的控制中时,较之前者多出了一个反馈环,使系统能够较快地对外界干扰作出响应,极大地改善了系统动态能力使开关电源系统性能有了较大的改善[4?5]。

1 双闭环结构控制器的设计

1.1 双闭环控制器的结构

在开关电源中设置两个闭环控制器,分别调节输出电压和电感电流或电容电流[6],双闭环控制器结构框图如图1所示。

图1 双闭环控制器结构框图

图中电压控制器的输出作为电流控制器的给定,另外电流控制器的输出作为驱动模块的输入,从而用驱动模块产生的驱动波形去控制开关器件的开通和关断。从整体结构上看,电流调节器为内环,电压调节器为外环,这样就形成了双闭环控制系统。

1.2 滑模控制的设计

设典型离散系统的状态方程为:

[x(k+1)=Ax(k)+Bu] (1)

且[x(k)=[x1(k),x2(k)]],[R(k)=[r(k),dr(k)]],[r(k)]为状态变量的设定值,[dr(k)]为[r(k)]的导数,[x(k)∈Rn,u∈Rm]。基于指数的离散趋近率为:

[s(k+1)-s(k)=-εTx(k)1sgn(s(k))] (2)

其中控制超平面选用典型动态非线性滑模函数方程,即[s=ce+e]。偏差[e=r(k)-x(k)],偏差的导数[e=d(r(k)-x(k))]。故基于指数趋近率的离散控制律可化为:

[u(k)=(CeB)-1(CeR(k+1)-CeAx(k) -s(k)-ds(k))] (3)

式中[0

1.3 滑动模态的不变性

对于同时存在外干扰和参数摄动的系统

[rank[B,D]=rank[B]] (4)

如果满足:

[rank[B,D]=rank[B],rank[B,ΔΑ]=rank[B]]

则系统可以化为:

[x(k+1)=Ax(k)+B(u+ΔAx(k)+Df)] (5)

式中[D=B-1D],[ΔA=BΔA]。

由此可见系统对参数摄动和外界干扰是不变的。

2 系统建模

2.1 系统拓扑结构

移相全桥开关电源拓扑结构如图2所示。

2.2 准线性小信号扰动模型

移相全桥变换器准线性小信号模型如图3所示。

图2 移相全桥开关电源拓扑结构

图3 移相全桥变换器准线性小信号模型

采用准线性建模方法对移相全桥开关电源进行建模,克服了状态空间平均法建模存在工作点变化范围较小的局限性[7]。

由图3可知,准线性小信号扰动模型的状态方程为:

[x=-4n2L1fs/L -1L 1/C -1RCx+nVinL 0duUo(t)=0 1x(t)] (6)

式中:[x(t)]为状态变量,包括小信号滤波电感[iL]和小信号滤波电容电压[uc]两个状态变量,分别等于[iL]和输出电压[uo]与它们的设定值之差:[n]为小信号占空比扰动输入;[n]为高频变压器匝数比;[fs]为开关频率;[Vin]为整流后全桥逆变环节直流电压输入。

离散化求解得出状态方程中的系数为:

[A=1+(-4n2L1fsTL ) -TL TC 1+( -TRC),C=0 1,B=nVinTL 0。]

式中[T]为采样周期。

3 系统仿真及结果分析

在Matlab/simulink中建立仿真模型如图4所示。

模型中各参数为:输入直流电压[Ui]=220 V,输出电压[Uo]=60 V,开关频率fs=20 kHz,滤波电感L=1 mH。

图4 Simulink仿真模型

在系统启动的情况下,比较单环滑模变结构控制与双环滑模变结构控制的结果,输出电压电流波形如图5所示。

图5 两种控制方法输出电压和电流启动波形

在系统负载由5~10 Ω之间变化的情况下,比较单环滑模变结构控制与双环滑模变结构控制的结果,输出电压电流波形图6所示。

图6 两种控制方法在电压扰动下输出

电压和电流动态响应波形

从图中可知双环滑模变结构控制方式从启动到达稳态的时间较短,系统抖振较小。负载值变化时,响应波形波动较小,同时较快重新到达稳态。

4 实验验证

设计基于Xilinx XC3S500E Spartan?3E FPGA的控制系统,针对1.2 kW移相全桥开关电源样机进行实验研究。开关频率为20 kHz,输出滤波电感1 mH,滤波电容2 mF。

图7(a)、(b)中下方的箭头均为电压的零点,上方的箭头均为电流的零点。可以看出负载变化对输出电压的影响很小,电流也很快过渡到稳定值。说明采用双闭环滑模变结构控制方法后,系统的动态响应速度快,鲁棒性强,与仿真结果一致。

图7 输出电压电流波形

5 结 语

本文设计一种基于双闭环的滑模变结构控制策 略,利用FPGA实现该控制器,并将该控制器应用于 移相全桥拓扑的高频开关电源控制中,仿真和实验结果均表明该控制器具有调节速度快、电压控制精度高等优点。

参考文献

[1] 王敬志,任开春,胡斌.基于 BP 神经网络整定的PID 控制[J].工业控制计算机,2011,24(3):72?73.

[2] 洪庆祖,谢运祥.基于滑模控制的 PWM 整流器的研制[J].电力电子技术,2012,46(1):35?36.

[3] 余勇.电流型逆变器离散滑模控制技术研究[J].电力电子技术,2009,43(1):69?70.

[4] 李东旭,黄灿水,汤宁平,等.基于 DSP 双闭环控制的单相逆变电源设计与实现[J].电工电气,2011(3):21?23.

[5] 江剑峰,曹中圣,杨喜军,等.采用双环控制并联交错模拟 PFC的研究[J].电力电子技术,2011,45(9):95?97.

[6] 张冬梅,杨苹,周国仲,等.双闭环控制稳流型开关电源的建模与仿真[J].微计算机信息,2009(23):56?57.

[7] 唐建军,梁冠安.移相全桥变换器的极点配置自适应预测控制[J].电力电子技术,2003,37(6):20?23.

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