电源控制器范文

时间:2023-02-26 02:48:03

电源控制器

电源控制器范文第1篇

数字电源近年成为新兴电源供应器设计上的趋势,对于推动数字电源的半导体厂商而言,大量资源在GUI(图形用户接口)上以降低数字电源设计的门坎成为必需之路。日前ADI美商亚德诺公司即推出一款专门设计的数字电源控制器,电源设计工程师可将其用于高可靠服务器、内存与通信基础设施设备中的交流-直流,以及隔离式直流-直流电源设计。

ADI的ADP1043数字PWM(脉宽调变)电源控制与管理组件为设计工程师提供高度整合的电路架构和弹性,利用直观的GUI(图形用户接口)可以在几分钟内配置系统功率参数。即使是设计经验较少的工程师也可以利用GUI监控并快速调整电源功能,如频率、时序、电压设置与保护限制。在进行终端系统设计时,采用ADP1043可帮助系统整合人员优化电源能量效率,缩短设计周期时间,实现智能的电源管理系统。

就在不久前,ADI才将PC电源IC产品线卖掉,此次宣布让业界对其电源管理产品策略充满好奇。据ADI电源管理产品部门产品营销经理Laurence McGarry表示,该部门成立于2006年3月,以固定式电源与可携式电源为两大策略主轴,虽所占营业额仅在ADI7大产品业务单位中占约5%,但年增长率却高达10%,成长相当快速。为加快增长脚步,该部门计划在今年内投资研发经费将增加20%。

此次发表的电源方案新品ADP1043使用专用的单芯片数字控制引擎,可以与GUI以及工业标准I2C接口协调工作。这款新的电源控制与管理组件采用高整合度电路设计,与竞争的模拟与数字电源控制器相比,大大减少了组件数量。

Laurence McGarry表示:“ADI定义的GUI与ADP1043架构可以帮助电源设计工程师开发智能、自适应电源管理解决方案,从而实时、准确地报告参数信息,而不必采用C++或其它语言进行编程。ADP1043可以满足高可靠电源系统需求,在这些系统中,数字电源具有显着的控制与监控优势,为服务器、内存与通信基础设施应用提供竞争优势。"

电源控制器范文第2篇

1996年之前,电动跑步机都是国外产品,进入家庭的大都是由自行车厂改制的生产厂制造的机械跑步机。1993年以后,随着国际产业结构的调整,韩国企业向我国转移,首先是山东祥和集团公司于1995年生产出了全部为自制部件的家用电动跑步机。

国外市场上,据电跑分销商预测,美国是电动跑步机的需求大国,年需求量在300万台以上,其次是欧洲各国,年需求量在100万台以上。在亚洲,南韩则是电跑消费市场的龙头老大,其数量甚至已经远超日本。中国市场是电动跑步机的后起之秀,虽然基数不是太大,但市场成长性极好,年市场增长率超过80%,因此,电跑市场已经成为各大运动器材厂商的兵家必争之地。值得注意的是,全球的电跑市场,台湾OEM产品占据了半壁江山,因此,跑步机不仅仅是国内市场,而且是包括台湾电跑制造商和国外市场的国际市场,在亚洲,尤其是南韩市场。

总体来讲,国内各健身器材企业生产的产品在性能等各方面已经达到国际水平,在精细程度和人性化设计上也已经大幅度提高。并且国产品牌具有适合国人身体结构特点、价位适中、符合国人审美观点等优势,而国外品牌的产品往往存在价格较高、售后服务会受到局限等不利之处。另外,许多国外的厂家并不生产多功能型产品。近年来国内的跑步机产品在其价格和适用性方面逐渐体现出了其优势。

二、跑步机电源控制器的具体设计

(一)跑步机电源控制器具有的功能如下:

1.具有时间、速度、距离、热量的界面显示;

2.具有手动速度调整、速度滑键直选和手动坡度调整、坡度滑键直选及坡度显示功能;

3.可以实现四个速度程序、五个速度、坡度混合程序、一个自编程序的操作;

4.能够检测心率,LCD显示器上心率表显示当前心率值;

5.具有安全开关、功放、音量控制、跑步机折叠与平放功能;

6.对电机的工作状况有温度保护和电流保护功能;

7.具有故障检测功能;

(二)研究思路和方法

整个跑步机控制系统可分为两大部分,一部分是使用者直接操作的操作面板(主CPU区),另一部分是起控制作用的电源板(控制CPU区)。

在操作面板上,键盘和显示是使用者直接接触的,非常的重要。另外,根据需要还要求有安全开关,报警装置,采集心跳信号的心跳板。本次设计主CPU采用AT89S52,驱动HT1623完成显示功能。下边的电源板由四部分构成,主回路,保护电路,PWM控制和速度反馈回路。主回路发出速度信号与给定速度信号相比较,结果反馈给主回路。同时,保护电路有过流保护和过热保护双重功能,可封锁PWM信号,在电路中起到保护的作用。控制CPU选用1T的STC12C2052AD芯片驱动各部分电路正常工作。

1.在控制器的硬件设计方面:

在硬件部分的设计方面,将整体电路可分为两大部分——控制电路板和电源电路板。控制电路板作为电源控制器的人机接口,跑步者可以通过上面的键盘完成对系统的各项操作控制,并且可以通过LCD液晶屏的显示更为直接的观察当前的运动状态。电源板是整个电源控制器的另一个硬件核心,可以完成对PWM信号的控制调整,过流和过热保护可以在电路电流过大或电路温度过高时及时停止电机驱动部分的运行,以防止系统继续运行对跑步者造成的进一步损害。

2.在控制器软件的设计方面:

电源控制器范文第3篇

DC/DC开关电源因其高效率而广泛应用于现代许多电子系统中。例如,同时拥有一个高侧FET和低侧FET的降压同步开关稳压器,如图1所示。这两个FET会根据控制器设置的占空比进行开关操作,旨在达到理想的输出电压。降压稳压器的占空比方程式如下:间期间导电带来的体二极管损耗,但在本文中将主要讨论AC和DC损耗。

开关电压和电流均为非零时,AC开关损耗出现在开关导通和关断之间的过渡期间。图2中高亮部分显示了这种情况。根据公式4,降低这种损耗的一种方法是缩短开关的升时间和降时间。通过选择一个更低栅极电荷的FET,可以达到这个目标。另一个因数是开关频率。开关频率越高,图3所示升降过渡区域所花费的开关时间百分比就越大。因此,更高频率就意味着更大的AC开关损耗。所以,降低AC损耗的另一种方法便是降低开关频率,但这要求更大且通常也更昂贵的电感来确保峰值开关电流不超出规范。

开关处在导通状态下出现DC损耗,其原因是FET的导通电阻。这是一种十分简单的I2R损耗形成机制,如图4所示。但是,导通电阻会随FET结温而变化,这便使得这种情况更加复杂。所以,使用公式3、4和5准确计算导通电阻时,就必须使用迭代方法,并要考虑到FET的温升。降低DC损耗最简单的一种方法是选择一个低导通电阻的FET。另外,DC损耗大小同FET的百分比导通时间成正比例关系,其为高侧FET控制器占空比加上1减去低侧FET占空比,如前所述。由图5可以知道,更长的导通时间就意味着更大的DC开关损耗,因此,可以通过减小导通时间/FET占空比来降低DC损耗。例如,如果使用了一个中间DC电压轨,并且可以修改输入电压的情况下,设计人员或许就可以修改占空比。

尽管选择一个低栅极电荷和低导通电阻的FET是一种简单的解决方案,但是需要在这两种参数之间做一些折中和平衡,如图6所示。低栅极电荷通常意味着更小的栅极面积/更少的并联晶体管,以及由此带来的高导通电阻。另一方面,使用更大/更多并联晶体管一般会导致低导通电阻,从而产生更多的栅极电荷。这意味着,FET选择必须平衡这两种相互冲突的规范。另外,还必须考虑成本因素。

低占空比设计意味着高输入电压,对这些设计而言,高侧FET大多时候均为关断,因此DC损耗较低。但是,高FET电压带来高AC损耗,所以可以选择低栅极电荷的FET,即使导通电阻较高。低侧FET大多数时候均为导通状态,但是AC损耗却最小。这是因为,导通/关断期间低侧FET的电压因FET体二极管而非常地低。因此,需要选择 一个低导通电阻的FET,并且栅极电荷可以很高。图7显示了上述情况。

如果降低输入电压,则可以得到一个高占空比设计,其高侧FET大多数时候均为导通状态,如图8所示。这种情况下,DC损耗较高,要求低导通电阻。根据不同的输入电压,AC损耗可能并不像低侧FET时那样重要,但还是没有低侧FET那样低。因此,仍然要求适当的低栅极电荷。这要求在低导通电阻和低栅极电荷之间做出妥协。就低侧FET而言,导通时间最短,且AC损耗较低,因此可以按照价格或者体积而非导通电阻和栅极电荷原则,选择正确的FET。

假设一个负载点(POL)稳压器可以规定某个中间电压轨的额定输入电压,那么最佳解决方案是什么呢,是高输入电压/低占空比,还是低输入电压/高占空比呢?在TI的WEBENCH电源设计师中创建一个设计,并以此作为例子。使用不同输入电压对占空比进行调制,同时查看FET功耗情况。图9中,高侧FET反应曲线图表明,占空比从25%~40%时AC损耗明显降低,而DC损耗却线性增加。因此,35%左右的占空比,应为选择电容和导通电阻平衡FET的理想值。不断降低输入电压并提高占空比,可以得到最低的AC损耗和最高的DC损耗,就此而言,可以使用一个低导通电阻的FET,并折中选择高栅极电荷。如图10所示,控制器占空比由低升高时DC损耗线性降低(低侧FET导通时间更短),高控制器占空比时损耗最小。整个电路板的AC损耗都很低,因此任何情况下都应选择使用低导通电阻的FET。

图11显示了我们将高侧和低侧损耗组合到一起时总效率的变化情况。可以看到,这种情况下,高占空比时组合FET损耗最低,并且效率最高。效率从94.5%升高至96.5%。不幸的是,为了获得低输入电压,必须降低中间电压轨电源的电压,使其占空比增加,原因是它通过一个固定输入电源供电。因此,这样可能会抵消在POL获得的部分或者全部增益。另一种方法是不使用中间轨,而是直接从输入电源到POL稳压器,目的是降低稳压器数。这时,占空比较低,必须小心地选择FET。

在有多个输出电压和电流要求的电源系统中,情况会更加复杂。可以利用WEBENCH电源设计师工具,让这类系统的折中选择过程可视化。这种工具让用户可以看到使用不同中间轨电压的各种情景,对比不同POL稳压器占空比的效率、成本和体积。图12显示了一个系统,其输入电压为28V,共有8个负载,4个不同电压,范围为3.3~1.25V。共有3种对比方法:1)无中间轨,直接通过输入电源提供28V电压,以实现POL稳压器的低占空比;2)使用12V中间轨,POL稳压器中等占空比;3)使用5V中间轨,高POL稳压器占空比。图13和表1显示了对比结果。这种情况下,无中间轨电源的构架实现了最低成本,12V中间轨电压的构架获得了最高效率,而5V中间轨电压构架则实现了最小体积。因此,我们可以看到,对于这种大型系统而言,单POL电源情况下所看到的这些参数均没有明显的趋向。这是因为,使用多个稳压器时,除中间轨稳压器本身以外,每个稳压器都有其不同的负载电流和电压要求,而这些需求可能会相互冲突。研究这种情况的最佳方法是使用如WEBENCH电源设计师等工具,对不同的选项进行评估。

电源控制器范文第4篇

关键词 模糊控制 逆变电源 PID

中图分类号:TM57 文献标识码:A

1 什么是模糊控制

模糊控制(Fuzzy Control)是从模糊集理论,模糊语言变量和模糊逻辑推理为基础的一种控制方法,它从行为上模仿人的推理和决策过程。该方法首先将操作人员或专家经验编成模糊规则,然后将来自传感器的实时信号模糊化,将模糊化后的信号作为模糊规则的输入,完成模糊推理,将推理后得到的输出量加到执行器上。

2 模糊控制的产生原因和发展

在传统的控制领域里,控制系统动态模式的精确与否是影响控制优劣的最主要关键,系统动态的信息越详细,则越能达到精确控制的目的。然而,对于复杂的系统,由于变量太多,往往难以正确的描述系统的动态,于是工程师便利用各种方法来简化系统动态,以达成控制的目的,但却不尽理想。换言之,传统的控制理论对于明确系统有强而有力的控制能力,但对于过于复杂或难以精确描述的系统,则显得无能为力了。因此便尝试着以模糊数学来处理这些控制问题。

3 模糊控制原理

模糊控制是以模糊集合论、模糊语言变量及模糊逻辑推理为基础的计算机智能控制。

模糊控制的基本原理框图如图1所示。它的核心部分为模糊控制器,如图中点划线框中所示,模糊控制器的控制规律由计算机的程序实现。实现一步模糊控制算法的过程描述如下:微机经中断采样获取被控制量的精确值,然后将此量与给定值比较得到误差信号E,一般选误差信号E作为模糊控制器的一个输入量。把误差信号E的精确量进行模糊化变成模糊量。误差E的模糊量可用相应的模糊语言表示,得到误差E的模糊语言集合的一个子集(是一个模糊矢量),再由和模糊控制规则(模糊算子)根据推理的合成规则进行模糊决策,得到模糊控制量,即 = ?。

模糊控制系统与通常的计算机数字控制系统的主要区别是采用了模糊控制器,模糊控制器是模糊控制系统的核心,一个模糊控制系统性能的优劣,主要取决于模糊控制器的结构,所采用的模糊规则,合成推理算法及模糊决策的方法等因素。

4 模糊控制器的设计思想

模糊控制器最简单的实现方法是将一系列模糊规则离线转化为一个查询表(又称控制表),储存在计算机中供在线控制时使用。这种模糊控制器结构简单,使用方便,是最基本的一种形式。其设计思想是设计其他模糊控制器的基础。

(1)确定模糊控制器的输入变量和输出变量。

(2)归纳和总结模糊控制器的控制规则。

(3)确定模糊化和去模糊化的方法。

(4)选择论域并确定有关参数。

(5)合理选择采样时间。

5 模糊PI控制器的设计

5.1 模糊自适应整定PID控制的原理

在工业生产过程中,许多被控对象随着负荷变化或干扰因素影响,其对象特性参数或结构发生改变。自适应控制运用现代控制理论在线辨识对象特征参数,实时改变其控制策略,使控制系统品质指标保持在最佳范围内,但其控制效果的好坏取决于辨识模型的精确度,这对于复杂系统是非常困难的。因此,在工业生产过程中,大量采用的仍然是PID算法,PID参数的整定方法很多,但大多数都以对象特性为基础。

随之计算机技术的发展,利用人工智能的方法将操作人员的调整经验作为知识存入计算机中,根据现场实际情况,计算机能自动调整PID参数,这样就出现了智能PID控制器。

自适应模糊PID控制器以误差。和误差变化率。c作为输入,可以满足不同时刻的e和ec。对PID参数白整定的要求。利用模糊控制规则在线对PID控制参数进行修改,构成了自适应模糊PID控制器。

PID参数模糊自整定是找出PID三个参数与e和ec之间的模糊关系,在运行中通过不断检测e和ec,根据模糊控制原理来对三个参数进行在线修改,以满足不同e和ec时对控制参数的不同要求,从而使被控对象有良好的动、静态性能。PID参数的整定必须考虑到在不同的时刻三个参数的作用以及相互之间的互连关系。

模糊自整定PID是在PID算法的基础上,通过计算当前系统误差和误差变化率,利用模糊规则进行模糊推理,查询模糊矩阵表进行参数调整。

模糊控制设计的核心是总结工程设计人员的技术知识和实际操作经验,建立适合的模糊规则表,得到针对kp, ki ,二个参数分别整定的模糊控制规则表。

本方案模糊控制器的输入为误差e和误差变化率ec。输出为Kp和Ki,再将2个输入变量e和ec,2个输出变量Kp和Ki的论域均被划分为7个模糊子集:负大(NB)、负中(NM)、负小(NS)、零(Z)、正小(PS)、正中(PM)、正大(PB)。因此可得出各模糊子集的隶属度,根据各模糊子集的隶属度赋值表和各参数模糊控制模型,应用模糊合成推理设计PID参数的模糊矩阵表,查出修正参数代入下式计算:

在线运行过程中,控制系统通过对模糊逻辑规则的结果处理、查表和运算,完成对PID参数的在线自校正。

参考文献

[1] 胡兴柳.400Hz逆变器的数字控制技术研究[C].南京航空航天大学,2004:1-9.

[2] 王兆安,黄俊.电力电子技术[M].机械工业出版社,2000:132-145.

[3] 廉小亲.模糊控制技术[M].中国电力出版社,2003:132-156.

[4] 李波.基于模糊自整定双闭环控制的太阳能逆变电源的研制[C].武汉理工大学,2006:55-63.

电源控制器范文第5篇

关键词:移动通信平台双路电源控制器自动脉宽跳变强制PWM模式

引言

专用移动通信平台(EspecialMobilePlatform),简称EMP,是专门为特殊用户设计的,EMP可以使这些用户充分利用现有的蜂窝移动通信网的网络资源来传输他们的业务,从而节省了重新建网的费用和时间。EMP要求体积小,重量轻,功耗小,供电灵活,适应车载,具备“动中通信”条件,能适应部队、武警、公安、交通等部门和行业的使用需求。在EMP中常同时需要5V,3.3V,15V,以及可调的多路小功率直流电源以满足数据,语音,传真,短消息,全球定位等业务的需要。我们采用MAX1715设计了EMP的供电电路很好地满足了用户的需求。

1MAX1715的工作模式

MAX1715中的MAXIM专有技术——快速PWM脉宽控制,是为宽输入输出电压比,负载快速变化时保持工作频率和电感工作点不变而设计的。快速PWM脉宽控制克服了电流模式控制中,固定频率控制带来的负载瞬态响应差的问题,并且克服了传统的常开通时间和常关闭时间的大范围变频PWM控制带来的问题。MAX1715还提供100ns常开通时间,从而在负载响应时保持相对稳定的开关频率。

如图1所示,快速PWM脉宽控制是一个伪固定频率,具有电压前馈控制的常开通时间电流模式控制。它依靠输出滤波电容的ESR做电流检测电阻,输出纹波电压提供PWM坡度信号。控制算法比较简单:上面开关的开通时间只是由一个单稳态电路来决定,该单稳态电路的工作期和输入电压成反比,而和输出电压成正比。另外一个单稳态电路设定最小的关断时间(典型值是400ns)。如果误差比较器输出低,开通时间单稳态电路被触发。

MAX1715的PWM控制器具有自动的脉宽跳变模式和强制PWM模式两种工作模式。

1.1自动的脉宽跳变模式

对于跳变模式(脉宽跳变控制端SKIP置低,见图2),轻载时MAX1715自动由PWM控制跳变到PFM控制,这种跳变由一个比较器来决定,在电感电流过零时,该比较器截断了下端开关的开通时间。这种控制方式使脉宽跳变到PFM运行和脉宽不跳变的PWM运行的转折点对应于连续和不连续的电感电流转折点。这个转折点和蓄电池电压的关系不大,对于7V到24V的蓄电池电压,这个转折点基本保持不变。如果使用软饱和电感,PWM到PFM的转折点电流更小。

因为轻载时脉宽跳变,开关波形可能出现噪声和不同步,但是效率高。要在PFM噪声和效率间达到平衡就要改变电感值。通常,低电感值(假定线圈电阻保持恒定)在负载曲线中可以得到更宽的高效范围;高电感值在重载时效率高(假设线圈电阻恒定)并且输出纹波小。高电感值还意味着体积更大,和降低负载瞬态响应(尤其是在低输入电压时)。

图1MAX1715的快速宽控制逻辑图

直流输出的准确性由跟踪误差的水平来决定,电感电流连续时要比不连续时对纹波的调整性要高50%。电感电流不连续时如果有斜坡补偿,则直流电压的调整率还可以提高1.5%。

1.2强制PWM模式

在低噪声的强制PWM模式时,控制下端开关开通时间的过零比较器不工作。这使下端开关的波形和上端开关的波形互补。因为,PWM环要保持占空比为VOUT/VIN,所以,轻载时电感电流反向。强制PWM模式的好处是保持频率为常数,坏处是空载时电池电流有10mA到40mA,这由外部MOSFET决定。

强制PWM模式对提高负载瞬态响应,减小音频噪声很有好处,还能提高动态输出电压调整时所需的吸收电流能力,提高多路输出时的调整能力。

2MAX1715的参数计算

我们设计的移动通信平台电路参数如下:

输入电压VIN=8~14.5V;

输出电压VOUT1=3.3V,VOUT2=5V;

蓄电池5×1.2V=6V,容量为2.8A·h;

纹波系数LIR=0.35;

负载电流3A;

开关频率第一路345kHz,第二路255kHz;

MOS管IRF7313,导通电阻RDS=0.032Ω,最大导通电阻RDS(MAX)=0.046Ω,VDSS=30V,CRSS=130pF。

在确定开关频率和电感工作点(纹波比率)前,先确定输入电压范围和最大负载电流。尖峰负载电流会对元器件的瞬态应力和滤波要求产生影响,并因此决定了输出电容选择,电感饱和率和限流电路的设计。连续负载电流决定了温度应力,并因此决定了输入电容及MOSFET的选择和其他要考虑热效应的器件的选择。一般设计连续负载电流是尖峰负载电流的80%。

电感工作点也是效率和体积的折中,最小的最优电感使电路工作在导通关键点的边际(每个周期在最大负载电流时,电感电流刚好过零)。MAX1715的脉宽跳变算法在每个关键导通点启动跳变模式。所以,电感的运行点也决定了PFM/PWM模式转换的负载电流。最优的点是20%到50%电感电流间,所以,我们取LIR为0.35。

2.1电感选择

开关频率和电感运行点〔纹波(%)即纹波系数LIR〕决定了电感值,电感的直流电阻要小,以减小电感的损耗。最好选择铁心电感,并且磁芯要足够大,以保证在尖峰电感电流时不会饱和。低电感值使电感电流上升较快,在负载突变时补充输出滤波电容上的电荷,瞬态响应快。

第一种输出的电感为L1(对应图2中的L8),第二路输出的电感为L2(对应图2中的L9),当VIN取10V时其计算值如下:

L1=VOUT1(VIN-VOUT1)/VIS×f×LIR×ILOAD(MAX)

=[3.3(10-3.3)]/[10×345×103×0.35(3/0.8)]

=4.88μH

取标称值6.8μH;

L2=VOUT2(VIN-VOUT2)/[VIN×f×LIR×ILOAD(MAX)]=

=7.47μH

取标称值6.8μH。

IPEAK=ILOAD(MAX)+(LIR/2)×ILOAD(MAX)=(3/0.8)+(0.35/2)×(3/0.8)

=4.41A

2.2确定限流

限流的下限电流值等于最小限流门限(范围由50mV到200mV)除以下端MOSFET的最大通态电阻,这个最大通态电阻是考虑了每℃增加0.5%的值。

限流的方法有两种:一种是将脚3ILIM接脚

21VCC(见图2),对应的限流门限是默认值100mV;

另一种是由限流电路内部5μA电流源和ILIM外接

电阻调限流门限(电阻范围由100kΩ到400kΩ),

内部实际的限流门限是ILIM端电压的1/10。则

限流电阻RLIMIT为

RLIMIT=ILOAD(MAX)×RDS(MAX)×10/(5×10-6)

=(3/0.8)×0.046×107/5=345kΩ

取标称值280kΩ。

图2MAX1715的实验电路

2.3输出电容选择

输出电容(对应图2中C35及C41)的选择主要看ESR和耐压值而不仅仅看电容值。输出电容必须有足够小的ESR,以满足输出纹波和负载动态响应的需要;同时又必须有足够大的ESR以满足稳定性的需要。电容值也要足够大以满足满载到空载转换时吸收电感储能的需要,否则,过电压保护会触发。

在有CPU的应用场合,电容的尺寸取决于需要多大的ESR来防止负载瞬态响应时输出电压太低。如VDIP是瞬态输出电压,则ESRVDIP/ILOAD(MAX)。

在没有CPU的应用场合,电容的尺寸取决于需要多大的ESR来保持输出电压纹波的水平。如Vpp是电压纹波,则

ESR≤Vp-p/(LIR×ILOAD(MAX))

输出电容引起的不稳定工作体现在两个方面:双跳动和反馈电路不稳定。双跳动是由于输出噪声或ESR电阻太小使输出电压信号没有足够的坡度。这“欺骗”了误差放大器在400ns的最小死区后产生一个新的周期。电路不稳定是指在电源或负载扰动时产生振荡,这将触发输出过压保护或使输出电压降到设定值以下。稳定性由相对开关频率的ESR零点决定,电容的零点频率必须低于开关频率f决定的稳定点fESR。

fESR=f/π,fESR=1/(2×π×ESR×C)

我们选择了ESR零点频率低的钽电容,其电容值为330μF。

2.4输入电容选择

输入电容(对应图2中C39,C40)主要是要满足抑制开关产生的纹波电流(IRMS)的需要。

采用陶瓷电容,铝电容比较合适,因为,它们的电阻能抑制开通时的浪涌电流。我们选用了10μF的铝电解电容和10nF的陶瓷电容。

2.5MOSFET选择

注意最大输入电压时的导通损耗和开关损耗之和不超过封装热限制。选择下端的MOSFET也应尽量具有小的导通电阻,虽然,下端MOSFET在最大输入电压时电阻上的功率损耗最大,但是,在Buck电路中下端的MOSFET是零电压开关,所以,下端的MOSFET导通损耗不是问题,还可以在下端开关管上并一个肖特基二极管,以防止下端开关管的体二极管在死区时间导通。

最坏导通损耗在占空比极限时产生。上端MOSFET在最小输入电压时的导通损耗最大,在最大输入电压时开关损耗最大,即

导通损耗PRDS=(VOUT2/VIN(MIN)I2LOAD×RDS

=5/8×32×0.046=0.2588W

开关损耗PS=VRSS×VIN(MAX)×f×ILOAD=

=(130×10-12×14.5×345×103×3)/1

=0.0283W

3实验结果

MAX1715由于没有电流检测电阻,并且有快速PWM控制和自动的脉宽跳变模式,所以,其效率相对其他应用电路更高,我们设计的电路实验效率达到了97%。电路图如图2所示。

4结语

电源控制器范文第6篇

引言

X1228是美国XICOR公司最新推出的实时时钟(RTC)芯片。与其它RTC芯片相比,X1228除有基本的时钟和报警功能外,还有4K位E2PROM存储器和复位输出、电压监控、看门狗定时、频率输出等功能。

X1228可以准确地用秒、分、时、日、星期、月、年来显示时间和日期,具有世纪字节,解决了两千年问题,自动实现闰年调整;有2路报警,可设置为按秒、分、时、日、月和星期任意组合的定时报警;还有1个可编程的频率输出引脚(PHZ),用于输出一个固定频率的方波信号;内部的4K位E2PROM存储器,可用于存储用户的设置参数或其它数据,其内容在电源失效时不会丢失;采用I2C总线与单片机接口,一次可传送多个字节的数据,数据传送的速率为400kHz;内部有电源监控电源监控电路,用于监测电源电压,并能在上电和掉电时输出复位信号,片内的看门狗定时器可编程为3个超时时间和关闭,还提供一个备用电源输入引脚(VBACK),接一电池作为备用电源,可在主电源(VCC)失效时保证芯片正常工作和时钟的连续运行。X1228因其计时准确、体积小、功能强,且与单片机接口方便、性价比高,在我们研制的开放式实验室管理系统电源控制器中得到了有效的应用。

图1 X1228内部结构框图

1 X1228的内部结构及工作原理

实时时钟芯片X1228的内部结构如图1所示,按功能基本分为实时时钟及报警、存储器和复位监控电路3个主要部分。

1.1 实时时钟及报警

X1228对时钟和报警的访问和设置都是通过时钟/控制寄存器CCR来实现的。CCR分为五个部分:

①报警寄存器0(Alarm 0)为8字节,地址0000H~0007H,非易失性E2PROM存储器;

②报警寄存器1(Alarm 1)为8字节,地址0008~000FH,非易失性E2PROM存储器;

③控制寄存器(Control)为4字节,地址0010H~0013H,非易失性E2PROM存储器;

④实时时钟(RTC)为8字节,地址0030H~0037H,易失性RAM存储器;

⑤状态寄存器(Status)为1字节,地址为003FH,易失性RAM存储器。

实时时钟(RTC)外部仅使用1个32.768kHz晶体来保持年、月、星期、日、时、分和秒的精确的内部表示。启动读命令并指定对应于RTC寄存器的地址可以读RTC,也可以通过写RTC寄存器来设置时间和日期。模拟微调寄存器ATR(低6位)用来调整X1和X2引脚间的片内负载电容,为5~39.5pF,这将使晶体选择有较大的余地。数字微调寄存器DTR(低3位)用来调整RTC的误差,达到长时间的高精度。

两组报警寄存器的结构与内容和RTC寄存器相同,只是增加了使能位(在MSB位)。通过使能位和实时寄存器的设置,可以确定报警时间。例如:在表1中,通过把EDWn、EHRn、EMNn使能位置“1”,并把DWAn、HRAn、MNAn报警警察寄存器置为星期三8:00AM,即把X1228设置为每星期三8:00AM报警。当把EHRn、EMNn使能位置“1”,并把HRAn、MNAn报警寄存器置为9:15PM时,即把X1228设置为每天9:15PM报警。设置EMOn,并结合其它使能位和特定的报警时间,用户可以把X1228设置为每年同样的时间报警。控制寄存器INT中位IM为中断方式位,“0”为中断方式,“1”为脉冲方式;位AL1E和AL0E分别用来使能报警中断信号IRQ的输出;位FO1和FO0为可编程频率输出控制位,用来选择PHZ引脚上的振荡频率输出。

表1 时钟/控制寄存器CCR映像表

地址名称D7D6D5D4D3D2D1D0范围003FHSRBATAL1AL000RWELWELRTCF 0037HY2K00Y2K21Y2K20Y2K1300Y2K1019/200036HDW00000DY2DY1DY00~60035HYRY23Y22Y21Y20Y13Y12Y11Y100~990034HMO000G20G3G12G11G101~120033HDT00D21D20D13D12D11D101~310032HHRT240H21H20H13H12H11H100~230031HMN0M22M21M20M13M12M11M100~590030HSC0S22S21S20S13S12S11S100~590013HDTR00000DTR2DTR1DTR0 0012HATR00ATR5ATR4ATR3ATR2ATR1ATR0 0011HINTIMAL1EAL0EF01F00XXX 0010HBLBP2BP1BP0WD1WD0000 000FHY2K100A1Y2K21A1Y2K20A1Y2K1300A1Y2K1019/20000EHDWA1EDW10000DY2DY1DY00~6000DH未使用,默认为RTC年字节(YR)000CHMOA1EMO100A1G20A1G13A1G12A1G11A1G101~12000BHDTA1EDT10A1D21A1D20A1D13A1D12A1D11A1D101~31000AHHRA1EHR10A1H21A1H20A1H13A1H12A1H11A1H100~230009HMNA1EMN1A1M22A1M21A1M20A1M13A1M12A1M11A1M100~590008HSCA1ESC1A1S22A1S21A1S20A1S13A1S12A1S11A1S100~590007HY2K000A0Y2K21A0Y2K20A0Y2K1300A0Y2K1019/200006HDWA0EDW00000DY2DY1DY00~60005H未使用,默认为RTC年字节(YR)0004HMOA0EMO000A0G20A0G13A0G12A0G11A0G101~120003HDTA0EDT00A0D21A0D20A0D13A0D12A0D11A0D101~310002HHRA0EHR00A0H21A0H20A0M13A0D12A0D11A0M100~230001HMNA0EMN0A0M22A0M21A0M20A0M13A0M12A0M11A0M100~590000HSCA0ESC0A0S22A0S21A0S20A0S13A0S12A0S11A0S100~59状态寄存器SR中位BAT为“1”,表示由电池VBACK供电,硬件置位/复位;位AL1、AL0为报警指示位,“1”为发生报警,状态寄存器读操作复位读标志;位RWEL为寄存器写使能锁存,位WEL为写使能锁存,上电时均为“0”,禁止状态。注意:要对CCR或存储器进行任何非易失性写操作,须首先写“02H”至SR,将WEL位置“1”,其次写“06H”至SR,将RWEL和WEL都置“1”,然后才能写实际数据到CCR或存储器。

1.2 复位监控电路与看门狗定时器

X1228电源控制电路接收从Vcc和VBACK引脚输入的电源,当Vcc

脚产生一个200ms的低电平脉冲为系统提供复位信号。X1228内部有一个检测预置门限电压的比较器监视Vcc引脚上的电压,当发生电源失效时,在RESET脚发出一个复位脉冲。注意:当产生复位脉冲时,正在进行的任何非易失性写操作不受影响,继续操作直到完成。看门狗定时器可通过向BL寄存器中WD1、WD0这两位的“写入”,设置为3种不同超时间隔或不工作,“00”为1.75s,“01”为750ms,“10”为250ms,“11”为不工作。看门狗启动时,必须在规定间隔内对它进行刷新,方法是在SCL线为高时SDA线产生下降沿。如果看门狗在规定间隔内没有被刷新,则RESET脚变为有效。注意:如果使用开始条件来刷新看门狗定时器,必须跟着一个结束条件以复位X1228。

1.3 存储器访问

X1228支持I2C总线协议,与CPU的连接很简单。如图2所示,AT89C51为主器件,X1228为从器件。SCL为串行移位时钟输入,P3.4接SCL模拟时钟信号;SDA为串行数据输入输出,P3.5与SDA相连以实现AT89C51与X1229的数据通信。X1228工作在中断方式,由IRO引脚定时发出中断信号,作为AT89C51 INT1的输入信号。

主器件在发出开始条件后必须接着输出一个地址字节。从地址字节的高4位是标识位,规定了访问E2PROM阵列还是访问CCR,“1010”表示访问E2PROM阵列,“1101”表示访问CCR;从地址字节的位3~位1是选择位(I2C器件级联时使用),X1228这3位总是“111”;从地址字节的最后一位R/W位定义操作类型。

块保护控制寄存器BL中位BP2、BP1、BP0决定了E2PROM存储器阵列中哪些块是写保护的,“000”表示“无写保护”,“001”表示地址0180H~01FFH写保护,“010”表示地址0100H~01FFH写保护,“011”表示“全地址写保护”,“100”表示地址0000H~003FH(第1页)写保护,“101”表示地址0000H~007FH(前2页)写保护,“110”表示地址0000H~00FFH(前4页)写保护,“111”表示地址0000H~01FFH(前8页)写保护。

对X1228存储器的访问有随机读、顺序读、当前地址读和字节写、页写等,其操作均与标准I2C总线器件相同,在此不作重述。

2 X1228在电源控制器中的应用

为了充分利用实验室资源,让学生能够自主选择实验内容与时间,从而激发学生积极参与科学实验的兴趣,提高分析问题、解决问题的能力,同时也为了缓解近年来高校扩招对实验室的压力,实现高校部分实验室的开放式管理势在必行。我们研制的开放式实验室管理系统,再配上有经验的指导教师精心制作的实验教学课件,为实验室的无人值守化管理提供了物质基础。该开放式实验室管理系统由一个管理中心和一个门禁控制器及若干个实验组电源控制器组成,系统框图如图3所示。学生进入开放式实验室做实验,必须先刷卡,得到允许后方可进入。若实验时间超过预定时间(前10分钟发提示警告信息),则实验组仪器设备的供电会自动切断。

管理中心由1台计算机、报表打印机和管理软件组成。完成的功能有:①IC卡的发放、实验室仪器设备配置情况和实验安排情况预置;②通过门禁控制器获取实验学生的有关信息,根据存储在机内的仪器设备使用配置情况及预置的实验安排情况,决策该学生当前是否能参与实验并分配实验组号;③向门禁控制器回发信息;④若允许学生进入实验室,则发指令至相应的实验组电源控制器,以便及时为该组仪器设备供电;⑤对学生实验时间、仪器设备使用情况进行存储管理,为实验指导教师掌握学生实验情、实验技术人员进行仪器设备的维护维修提供依据;⑥各种报表输出。

门禁控制器主要负责:①对学生所持有的IC卡刷卡,以获取与实验有关的信息,通过RS485总线传输至上位机,以决定是否允许该学生进入实验室;②接收上位机发来的允许否信息,通过LCD显示器显示并执行;③学生实验完毕,需再次刷卡,并通过门禁控制器所携带的小键盘,对实验组仪器则认为该实验在规定时间内未完成,需重做。

实验组电源控制器主要是接收上位机指令,控制每个实验组仪器设备的供电情况,并在预定实验结束时间的前10分钟向学生发提示报警信息。

在实验组电源控制器中,我们采用了AT89C51单片机控制实时时钟芯片X1228(如图2)来实现对每个实验组仪器设备的供电情况定时控制,采用OCMJ2X8的LCD显示模块显示实时时间。AT89C51从串行口接收来自PC的2字节命令,由P1.5输出高电平,通过一只固态继电器(SSR)SAP4010来接通220V交流供电电路;接收8字节BCD码,写入X1228的RTC寄存器,对X1228进行校时;从串行口接收8字节写入Alarm0来设置X1228的报警输出,在单片机的外中断1服务程序中,通过P3.2口接的1只有源讯响器,在预定实验结束时间的前10分钟向学生发提示报警信息;实验时间到,P1.5输出高电平,通过SAP4010切断220V交供电电流。管理中心上位机与电源控制器之间采用MAX3082构成的RS485总线进行通信。因总线上允许最大节点数为256个,故完全能满足实际应用需要。

结语

电源控制器范文第7篇

目前,业界为电源转换提供了数字控制和模拟控制两种方案,两种方案各有利弊,随着应用需求的不断提高,这两种方案已经无法完全满足电源转换市场和应用的需求。电源转换市场呈现一种新趋势——将数字控制和模拟控制整合到单个器件中,也称作合成或者混合信息电源转换。

整合单片机、混合信号、模拟器件和闪存专利解决方案供应商——美国微芯科技公司(Microchip)近日宣布,推出全球第一款数字增强型电源模拟控制器MCP19111,它就是一款全新合成数字和模拟功能的电源管理器件,将基于模拟的PWM控制器与功能齐全的闪存单片机集于一体,既提供了数字解决方案的灵活性,又具备基于模拟的控制器的速度、性能和分辨率,为广泛的消费电子和工业应用提供可配置的高效率DC/DC电源转换设计。

Microchip在数字控制和模拟控制方面早有相应的产品可实现这两类解决方案,此次的MCP19111扩展了Microchip多元化的智能DC/DC电源转换解决方案。Microchip还宣布推出全新MCP87018、MCP87030、MCP87090和MCP87130,扩展其高速MOSFET系列。它们专门针对开关电源(SMPS)应用进行了优化。

Microchip模拟和接口产品部营销副总裁Bryan J. Liddiard在北京接受记者采访时称,MCP19111是一款真正的8位单片机,其推出的原因之一就是客户对8位单片机的需求。“我们的很多客户不断询问我们他们能否编写自己的代码,因此就要通过这个8位单片机来实现客户的这个需求。完全数字控制和完全模拟控制的产品市场依然存在。但是当设计人员想要实现更大的灵活性,编写自己的代码时,就可以使用我们的这款产品。”

Bryan J. Liddiard介绍说,MCP19111与Microchip不久前推出的第一个分立式MOSFET器件相配合,可以最大程度地提升电源转换效率。除此之外,Microchip还提供软硬件支持,比如在软件方面,提供基于Excel的设计工具,还有一个基于MPLAB X的图形用户界面(GUI);在硬件方面,提供一款专门针对电源应用的评估板,并附带标准固件。评估板、GUI和固件相互配合使用,让电源设计人员能够配置并评估其目标应用中MCP19111的性能。

电源控制器范文第8篇

MCP19111数字增强型电源模拟系列可在4.5V至32V的宽电压范围内工作,与传统基于模拟技术的解决方案相比,灵活性显著提升。事实上,MCP19111是世界上第一款合成的混合信号电源管理控制器,将基于模拟的PWM控制器与功能齐全的闪存单片机集于一体。这样的集成提供了数字解决方案的灵活性,也具备基于模拟的控制器的速度、性能和分辨率。MCP19111器件支持高达32V的运行,并提供针对同步降压应用而配置的集成MOSFET驱动器。当与Microchip扩展的高速MOSFET系列结合使用时,MCP19111能够驱动可定制的高效率电源转换。

MicrochipTechnology

电话:021-5407-5533

http://

低功耗GPONSoC解决方案

FALCON-S是一款完整的、采用超小型11mm×11mm封装的GPON光网络单元(ONU)系统级芯片。得益于其小尺寸、高集成度以及特有的节能特性,FALCON-S可为具有全内置GPON光网络单元功能的小型化可插拔(SFP)模组提供一种领先的解决方案。该芯片组支持多种宽带接入系统通过一次简单的升级即实现GPON回传,这些系统诸如MDU和WAN默认网关等。

主要特点:带有集成激光驱动器和限幅放大器的、完全符合标准的GPONSoC;集成了关键的光学元件和控制电路,以及优化电路板空间并降低整个系统的物料成本(BOM);直接控制芯片上的激光驱动器,包括待机模式,可显著降低功耗;内置基于硬件的RogueONU管理功能,可以可靠地隔离对ONU的干扰,并有效地保护数据服务;所支持的应用包括:纯光纤和光纤/xDSL混合配置小型化MDU机柜,包括小蜂窝在内的蜂窝无线通信基站的光纤回传,带有SFP插槽的用户端设备(CPE),提供了使用一种家庭网关设计来支持FTTH、xDSL或其他网络技术的灵活性。

Lantiq

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16位双通道nanoDAC+

AD5689R的相对精度为±2LSBINL、基准电压源为2ppm/℃2.5V,采用节省空间的封装方式,让模拟系统设计师们在更多应用设计中无须以牺牲性能的代价来换取尺寸。该系列提供简单的引脚排列,可兼容包括通信基础设施、工业过程控制、医疗保健和仪器仪表设备等各种市场应用在内的10位至16位升级/降级路径。

其他特性:总非调整误差2mV–无须初始校准/调整;3mm×3mm16引脚LFCSP和16引脚TSSOP封装–适合越来越小的电路板/模块;4kVHBMESD额定值–实现了系统稳健性。

ADI

电话:800-810-1742

电源控制器范文第9篇

关键词 逆变;脉宽调制;SVPWM;控制器

中图分类号TM4 文献标识码A 文章编号 1674-6708(2011)49-0184-02

许多行业的用电设备不是直接使用通用交流电网提供的交流电作为电能源,而是通过各种形式对其进行变换,从而得到各自所需的电能形式。其幅值、频率稳定度及变化方式因用电设备的不同而不尽相同,例如通信电源、不间断电源、医用电源等都是通过整流和逆变组合电路对原始电能进行变换后得到的。电力系统中,将电网交流电通过整流技术变成直流电,然后通过逆变技术,将直流变成高频交流,再通过高频变压器降压,就达到缩小变压器体积和提高供电质量的目的了[1]。工控行业中,应用广泛的交流伺服电机的驱动单元使用的是频率可调的三相交流电,而电网提供的交流电是不变的,为了得到幅值和频率可调的三相交流电,我们需要进行直交变换。本文采用了TI公司生产的32位定点DSP控制器TMS320F2812作为控制器主处理器,采用先进的SVPWM空间矢量控制算法,并且融合了多元化的保护功能,通过电流采样实现了逆变电源的过流和短路保护,具有良好的实用性。

1 系统结构

逆变器中的变流器由三组IGBT组成,在其运行的过程中,IGBT的通断频率是很高的,这就需要驱动信号发生器有较高的运算速度,能够产生所需频率的驱动信号,而高性能控制器DSP可以满足这个要求。TI公司生产的32位定点DSP控制器TMS320F2812,其工作频率高达150Mz,高性能的32位CPU,大大提高了控制系统的控制精度和芯片处理能力,是目前控制领域最先进的处理器之一,其PWM发生电路可以根据需要直接改变PWM输出频率,随时改变PWM的脉宽,能够满足逆变器的控制要求。同时,可以利用MATLAB中的Simulink对TMS320F2812进行图形化编程,用MATLAB直接编译出TMS320F2812的代码进行应用,这样可以使逆变器的控制算法可读性高,易于修改,并且可以减少软件的开发周期,降低产品成本。另外,通过定义MATLAB中的subsystem,可以使编译出的程序模块化,这样,除了可以增加程序的可读性,而且灵活性高,可以很好的适应不同系统带来的变化,可移植性也高[2]。以TMS320F2812为核心的逆变电源控制系统如图1所示:

TMS320F2812具有丰富的片内设备:两个事件管理器(EV)模块:EVA和EVB,每一个模块都包含两个16位定时器;8个16位脉宽调制(PWM)通道;3个捕获单元等,可以完成PWM信号产生、信号指示和故障保护等功能;最小转换时间为80ns的12位ADC,可以完成数据采集;CAN,SCI和SPI通信接口,可以完成快速通信功能;单个指令周期为6.67ns。TMS320F2812具有强大的数学运算和控制功能,丰富的接口外设,数据处理能力强,可以很好地满足逆变电源的实时控制要求。

2 控制器设计

2.1电源电路的设计

逆变电源控制器中的电源板的作用是对主电源进行调理从而得到控制器所需要的各种电源电压,同时为各传感器提供相应的电源。控制器所需电压有±15V,因此,电源调理板应提供此相应的电压。

根据经验我们选择1 000uF的电解电容和0.1uF的瓷片电容,其作用分别是:

C2:防止输入引线较长带来电感效应而产生的自激。

C4:减小负载电流瞬时变化而引起的高频干扰。

C1、C3:是容量较大的电解电容,用来进一步减小输出脉动和低频干扰。

2.2信号调理电路的设计

所谓信号调理,就是将被测的模拟信号或数字(离散)信号通过放大、滤波等功能变换为适合测量或后端电路要求的信号。从传感器采集过来的电网中的信号为电流信号,要求输送到DSP中的是0V~3V的电压信号,所以需要一步信号转换,信号调理板的功能就是实现这一转换。把从电网中采集到的电流信号(-50mA~50mA)经过采集,放大,限幅,跟随,形成稳定的电压信号(0V~3V),送给处理器DSP。

信号调理电路的原理为:该图实现的功能是把从传感器出来的信号,经过这个电路,整理成具有箝位、稳压、跟随特点的信号,然后输入到DSP(数字信号处理器)中。其中最重要的器件就是运放OPA2822,箝位稳压管。假如从传感器出来的信号是-1.5V―+1.5V,要得到0―+3V的稳定的电压,要经过一级运算放大电路的放大,铅位,与基准电压(≥2.5V)的相加,电压跟随这几个步骤得到。箝位稳压管的作用是将信号稳定在一个范围之内,最低不能低于-3V,最高不能高于+3V。

2.3驱动电路设计

功率管的驱动电路采用美国IR公司推出的IR2110专用功率驱动芯片。该芯片具有体积小、集成度高、驱动能力强、响应快、偏值电压高、内设欠压封锁、成本低等显著特点。因为上管驱动采用外部自举电容上电,使得驱动电源数目大大少于其他IC芯片。对于6管构成的三相全桥逆变电路,3片IR2110驱动三个桥臂仅需一路15V的电源,这样大大减少了控制变压器体积和供电电源数目,同时性价比得到了很大提高。

D1、C4分别为自举充电二极管和自举充电电容。当Q2开通时,Vcc经D1、C4、负载以及Q2给C4充电,以确保Q2关闭、Q1开通时,Q1管的栅极靠C4上的储能来驱动,从而实现自举式驱动。C3为下桥臂功率器件栅极供电电源的去耦电容。自举充电二极管和自举充电电容必须进行严格的设计,其中自举二极管应能阻断直流母线上的高压,二极管承受的电流是栅极电荷与开关频率之积,其耐压能力必须大于高端母线电压的峰值。为了减少电荷损失,应选用漏电流小的快恢复二极管或者超快恢复二极管。因为自举充电二极管的瞬态正向压降导致关断时产生尖峰电压,如果二极管反向恢复的时间长,高频交换动作时二极管产生的损耗就会变大,二极管反向恢复将会变得急剧,反向恢复动作时开关管Q1栅源间的驱动电压将产生急剧的大幅震荡。自举电容需要能够提供给自举电路足够的电荷,并且能保持其电压,否则电压将有比较大的纹波,使高端开关无法正常工作。本设计选取1μF的钽电容作为自举电容。电阻R7、R9为保护电阻,限制MOSFET的门极和源极的电压差值,以保护管子不被烧坏。

2.4电流检测电路设计

进行电流检测的方法很多,如采样电流互感器、采样电阻等。前者增加了设备成本,安装不当会影响检测精度;后者如果采用一般的电阻,采样精度不高,并且难以实现电流检测信号的隔离。本系统采用ACS712ELCTR-30A-T芯片来检测电路中的电流。电流检测的应用电路如图2所示。

2.5保护电路设计

一个可靠的控制系统,由于受到各种干扰的影响,有可能发生故障。当出现故障时,如果不及时处理,就会造成损坏功率开关器件以及其它设备的严重后果,所以保护环节非常重要。当系统出现异常情况时应及时检测并快速封锁系统的输出,切断主回路电源,使系统停止工作,以保护控制系统免受更大的损坏。本系统设置了过压、过流等保护环节,根据简单可靠原则设计了该系统具体的保护电路。

2.5.1过压保护电路的设计

半导体开关器件在关断瞬间会产生尖峰电压,如果不加以限制会超过元件的极限参数,造成元件的永久性损坏,因而必须采用有效的保护措施消除可能产生的尖峰,并将器件的大部分开关损耗转移到保护电路中。由于MOSFET的开关速度较高,在MOSFET关断时,将会产生很高的浪涌电压,如果其峰值超过了MOSFET的耐压,将损坏MOSFET。为了抑制此浪涌电压,本文增设了RCD缓冲电路。RCD缓冲电路并接在直流母线侧,且靠近逆变桥。其中D2为快恢复二极管FR607,C为无感吸收电容,R为10Ω、2W电阻。RCD缓冲电路可有效吸收浪涌电压,抑制电压尖峰­[3]。

2.5.2过流保护电路的设计

电机在运行过程中需要保证电枢电流不超过允许的最大值,如果超出范围,则可能导致损坏功率MOSFET的情况,甚至可能造成烧毁电机本体的严重后果,因此采取过流保护非常必要。本系统的过流保护采用了软件保护和硬件保护相结合的方法。软件保护是电流信号经过放大后输入dsPIC30F2010,由故障信号申请外部中断,由程序封锁PWM信号;硬件保护则是将信号直接接到IR2110的SD端口,故障发生时由IR2110直接将PWM信号截断,响应迅速,可靠性高,最大程度的保护MOSFET。

ACS712检测到的电流信号转化为电压信号Vcom输出,一路经过LM358构成的有源滤波电路后与设定值(s=5V)进行比较,将得到的信号作为IR2110的SD触发端,如果主电路中的电流过大,IR2110将关闭驱动输出,以保证能够迅速将MOSFET关断。另一路经放大滤波后输出为I,以此作为芯片的输入信号,在软件中用中断进行闭锁保护。

3 软件设计

随着科学技术的飞速发展,对产品设计的相应要求也越来越高。高性能、低成本以及开发周期短是当今的最基本要求。使用MATLAB中的Simulink对采集的数据进行处理,同时对切换控制算法进行模块化和图形化编程,利用MATLAB和DSP编译平台CCS进行通信,方便的把MATLAB编写的程序转化为DSP可以使用的C语言,完成逆变器的软件设计。软件设计采用C语言和汇编语言相结合的方式,主要完成PI双闭环控制、重复控制、A/D转换、SPWM 脉冲的生成等。软件组成如图7所示。与传统的SPWM相比,SVPWM的电流畸变率更小,电流的畸变率越低,电压的利用率就越高,并且SVPWM非常适合数字化实现和实时控制。

SVPWM传统的算法复杂,运算时间长,本文仿真采用了简化算法,有效地提高了SVPWM的计算速度,能满足有源滤波器对实时性的要求,大大地提高了控制精度,减少了输出谐波,其适合微机控制。空间矢量SVPWM在逆变电源控制器中的应用取得了明显的效果,与SPWM相比,提高了控制精度,补偿后电网电流总的谐波畸变率也较小。通过仿真,由于SVPWM采用简化算法,计算简单,有效地提高其运算速度,使得逆变器的输出补偿电流能实时地跟踪指令电流,满足逆变器的实时性要求,滤波效果明显。采用DSP实现数字化控制已经成为未来的发展趋势,大大提高了其运算精度和处理能力,因此,SVPWM应是一种逆变器的变流器优先选择的算法

4 结论

通过将三相SVPWM 控制技术运用在单相逆变器中,研制了高性能的逆变电源控制器,它具有更高的直流侧电压利用率和较低的开关损耗,采用SVPWM 技术算法的逆变电源控制器较传统SPWM 控制器开关损耗降低了50%,并延长了功率开关管的工作寿命,在实际工程中具有较高的应用价值。由于输出电压和频率可以通过控制参数调整,这样的逆变电源具有广阔的应用空间,可广泛应用于交流调速系统和伺服电机的驱动单元中,具有很好的开发前景和现实意义。

参考文献

[1]赵良炳.现代电力电子技术基础[M].清华大学电力电子工程研究中心,1992:1.

[2]董建怀.电流传感器ACS712的原理与应用.中国科技信息,2010,6:92-93,96.

电源控制器范文第10篇

【关键词】车身控制器;电路设计;信号控制

引言

集总式BCM对车身用电器的电路实现主要包括输入信号调理电路、基于微控制器(MCU)的数据采集和控制电路、基于FPGA的逻辑运算电路、功率输出电路和通信接口电路。以下将结合各个方面分别详细介绍。

1.BCM的总体电路设计

根据集总式BCM的功能需求,需要采集多种开关量信号和模拟量信号,经过逻辑运算,决定功率输出状态,并将此状态通过CAN总线传送给CAN总线仪表,从而显示给司机,同时要求实现功率输出电路的智能故障诊断。图1显示了集总式BCM的系统电路原理图,其中A/D电路还包括对传感器信号的采集。

如图1所示,FPGA主要实现逻辑和时序控制(PWM输出和转向灯时序),MCU完成模拟信号(模拟量输入和诊断反馈量)的采集和CAN通信功能。功率输出采用智能高边功率开关,带有过流、过压保护功能,且具有输出状态诊断功能。MCU与FPGA间通过数据和控制总线进行通信,用于车速和PWM脉宽数据、开关量状态等的信息交互。

整个系统的工作流程如下:

使用微控制器MCU的A/D接口功能,采用等比例电阻分压法,采样并将用电器供电电压进行A/D转换,采样电压范围在0-5.0V,并经过限幅电路使得采样电压不超过5V,根据A/D转换结果确定占空比,将占空比数据转换为8位脉冲宽度数据,通过MCU的8位数据线和控制线写入FPGA芯片中的脉冲宽度数据寄存器;

MCU集成CAN控制器,用于发送故障诊断状态报文和其他通讯内容;

在FPGA芯片中,实现多路PWM信号的时序逻辑,PWM信号输出至各路用电器的电源芯片的控制端,即高边智能功率开关;

HS-IPSW提供驱动电流作为用电器的供电电源,其电源输入为蓄电池正极,其控制端接收来自FPGA芯片的PWM控制信号,其输出根据输入的PWM控制信号,工作在开关输出状态,电压波形为PWM波形,使其输出电压等于用电器的额定工作电压。

2.基于MCU的数据采集与控制电路

基于MCU的数据采集与控制电路,主要完成24V供电电压的检测、传感器电压信号检测、功率电路输出状态检测、CAN报文数据的收发及与FPGA电路的信息交互。图1显示了以MCU为中心的模拟信号采集和控制电路原理图。74HC4851是一个模拟信号多路复用器。本设计中,使用了4片74HC4851来完成对32路模拟信号的采集。使用富士通的一款16位单片机MB90F342作为微控制器,该芯片集成了2路CAN控制器、24路A/D转换器,其中2路CAN控制器通过软件配置可实现RS232串口功能,24路A/D转换器通过软件配置可实现普通I/O口功能。本设计中,使用了其中1路CAN控制器和4路A/D转换器。使用1片带2KB的EEPROM的硬件看门狗集成电路帮助MCU程序复位,“喂狗”时间为600ms,该芯片通过SPI总线与MCU通信。图1中,MCU的数据总线、片选和Latch信号用于向FPGA芯片中的脉冲宽度数据寄存器写入数据。使用MCU集成的CAN总线控制器完成将集总式BCM管理开关量状态及处理后的传感器数据发送给仪表显示单元。

3.输入信号调理电路

集总式BCM的输入信号类型包括:开关量、模拟量。信号调理电路根据输入信号的类型采用不同的调理电路,使得输入到MCU和FPGA的信号电平满足各自要求,并起到整形滤波的作用。图2显示了低输入开关量的信号调理电路、高输入开关量的信号调理电路、频率量信号调理电路、模拟电压输入信号调理电路。

从图2频率量信号调理电路中可知,采用低漂集成运算放大器LM2903构成的迟滞比较器来完成对输入频率信号的滤波与整形,其中,Fin1为频率信号输入,Fout为整形后的频率信号输出,Vref为参考电压,在本设计中,取Vref=2V。由运算放大电路的虚短和虚断可知,该迟滞比较器电路的双阈值门限分别为:

其中RS=R1|R2。在式1和2中,VH,VL分别为迟滞比较器的高边阈值和低边阈值,VOL为输出电压的低电平。由图2中的频率量信号调理电路参数和式1、式2可知,VH=3.5V,VL=1.0V,该迟滞比较器的输出为一方波信号,高电平为+5V,低电平为0V,起到很好的滤波和整形作用。

在图2中的模拟电压量信号调理电路部分,模拟电压经电阻分压网络后,输入电压跟随器,再输入到MCU的A/D转换器输入端,测量电压范围为0~32V。采用TVS管MMSZ5232BT1去除输入信号中的过压和浪涌电流,避免对后级电路的损害。将图2中R121以250欧的电阻替换,即可实现对电阻型传感器的信号测量,使电阻型信号转换成电压信号,电阻型信号测量范围为0~500欧,因此,该电路还是一个硬件可配置的电阻或电压信号调理电路。

4.通信接口电路

通信接口电路指CAN总线接口电路,完成CAN总线的物理电平到MCU的TTL电平的转换。R150为CAN总线通信物理层所要求的匹配电阻,D42的型号为NUP2105L,该器件专为高速CAN总线信号设计的双向瞬态电流抑制器(TVS)。ZJYS81R5为一共模电感,共模电感和TVS的组合使用能够提高系统的EMI性能,从而提高系统的可靠性。

5.结语

本文完成了汽车车身控制模块电源管理系统电路的设计,通过总线的控制,完成对车身电器电源的控制,解决车身电器的软启动、软关断和多路信号输出的问题。

参考文献

[1]吴帆.网络架构下的车身中央控制器设计[J].电子产品世界,2006,8.

[2]王麦玲.基于电流检测的集成电路诊断方法研究[J].高校理科研究.

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