电源设计论文范文

电源设计论文范文第1篇

硬件设计

主控计算机通过RS232与电子负载进行数据通讯，将测试程序的控制指令传送至电子负载，实现电子负载工作模式以及加、减载的程序控制；主控计算机与数据采集卡通过USB进行通讯，完成测试通道的自动切换以及待测电源模块的电压、电流数据的采集等；数字示波器则用于待测电源输出纹波电压的测量。主控计算机及数据采集卡主控计算机是测试装置的核心，用于实现测试流程控制、电子负载和可编程电源设定等指令的发送，以及测试数据的采集与处理和测试结果分析与显示等，选用研华TPC1261H，其由24V直流电源供电，采用触摸屏技术等特点更有利于便携式测试装置的设计与实现。数据采集卡选用研华USB数据采集卡USB-4711A和USB-4751。USB-4711A具备16路单端或8路双端模拟量输入通道，2路模拟量输出通道，模拟量采样率为150kS/s，分辨率为12bit；8路开关量输入输出通道。USB-4751具有48路可自定义开关量输入输出通道。USB-4711A和USB-4751结合研华配套继电器端子板可以实现待测电源测试通道切换以及输出电压、电流的高保真采集要求，完全满足电源自动测试的数据采集要求。可编程电源等测试资源可编程电源的功能是根据待测电源模块的输入要求，按测试流程供给待测电源模块所需的交、直流电。为实现待测电源的输入过、欠压保护等保护特性测试需要可编程电源具有较宽的输出电压范围，选用南京天宇电子仪表厂的3654A型可编程电源，完全满足测试要求。选用艾德克斯IT8700系列电子负载，利用其具有恒流、恒压、恒阻、恒功率、恒阻抗、短路等工作模式进行电源不同负载的模拟。选用GDS-2000数字示波器实现纹波电压的测量，GDS-2000数字示波器具有FFT频谱分析功能，且最高采样频率高达1GHz，远高于测量纹波电压所需示波器测试带宽50MHz的要求，同时可通过RS232与主控计算机进行通讯。适配器适配器由信号调理电路和接线端子或转换端子组成。主要采用维博电子公司生产的交直流电压传感器和交直流电流传感器，实现将电源中的高电压、大电流信号及畸变信号转换成数据采集卡许可范围内的模拟量信号送入数据采集卡进行采样。

软件设计

测试装置软件主要由测试资源配置模块、数据采集模块、数据实时显示模块、电源性能分析模块和帮助模块组成，系统软件设计的结构（图略）[5-6]。采用模块化设计，依据软件工程进行开发，易于升级和扩展。软件开发工具采用LabVIEW/CVI作为该测试装置的软件开发工具[7]。LabVIEW是NI公司推出的用于开发数据采集、仪器控制及自动测试的一个开发平台，是一高效的图形化应用开发环境，它结合了简单易用的图形化开发方式和灵活强大的编程语言优势，易于实现软件和硬件的无缝连接。本测试装置充分利用LabVIEW所包含的RS232、USB等总线数字接口驱动程序，方面的实现了可编程电源、电子负载、数字示波器以及数据采集卡的驱动，利用LabVIEW提供的强大的数据分析模块，快捷的对采集的电源电压和电流信号进行数据处理和显示。软件设计软件首先调用测试资源配置模块进行测试通道选、可编程电源和电子负载的配置，完成后调用数据采集模块采集电源电压和电流数据，数据实时显示和保存模块对采集到的数据根据需要进行显示或保存。而电源性能分析模块则主要用来实现电源电压调整率、负载调整率、效率测试、输出纹波测试、输入过（欠）压保护和输出过流保护等保护特性测试，并形成电源性能测试报告。软件运行具体流程如（图略）。

应用与结论

电源设计论文范文第2篇

作者：李雅静 单位：铁道第三勘察设计院集团有限公司电化电信处

蓄电池组容量计算根据《铁路通信电源设计规范》，沈阳通信站及GSM－R核心网机房－48V高频开关电源设备配置2组蓄电池组，并联使用，且2组蓄电池组的容量相等，每组蓄电池组的容量为总容量的二分之一，蓄电池组的后备时间按1h设计［1-2］。－48V蓄电池组容量的计算公式如式（式略）其中，对于通信站，蓄电池放电小时数T=1h，η=0.55;对于中间站，蓄电池放电小时数T=3h，η=0.75。如不考虑温度影响，对于通信站，计算公式可简化为（式略）沈阳通信站及GSM－R核心网机房直流用电设备由传输系统、接入系统、数据网、调度通信系统、GSM－R数字移动通信系统核心网设备等部分构成，总功耗约为40kW。由式经计算可知，沈阳通信站及GSM－R核心网机房－48V高频开关电源配置2组蓄电池，每组1000AH，各为蓄电池总容量的50%，后备时间1h。整流设备容量计算沈阳通信站及GSM－R核心网机房高频开关电源整流模块按N+1冗余方式配置。根据规范规定，当N≤10时，备用1块;当N＞10时，每10只备用1块［1］。电源输出总电流是由N个整流模块并联输出得到，并考虑整流器的N+1备份保护设计，则高频开关电源整流模块计算公式（式略）UPS电源容量计算沈阳通信站及GSM－R核心网机房共用主机房和电源室，故在本次交流供电系统的设计中共用1套UPS不间断电源设备和交流分配柜(除GRIS设备，GRIS设备电源系统设计方案见。UPS交流不间断电源容量计算公式UPS容量=负载功耗/功率因数/转换效率式中，功率因数＞0.8;转换效率≥90%［2］。对于不间断电源UPS，当输出功率为UPS的额定输出功率的60%～80%时，UPS工作在最佳运行状态，且UPS的实际功率不宜长期超过额定功率的80%［5］。沈阳通信站及GSM－R核心网机房交流用电设备由综合视频、综合网管、时间同步、电源及环境监控、数据网网管、OMC－R、接口检测服务器、接口监测存储器、接口监测采集器、无线网管中心端等部分构成，总功耗为54kW(除GRIS设备及网管终端的功耗3kW)。由式经计算可知，沈阳通信站及GSM－R核心网机房UPS交流不间断电源设备总容量为90kVA。1+1双母线并机方案设计沈阳GSM－R核心网机房GRIS设备采用1+1并机双总线供电方案，故为GRIS设备单独设置4套20kVAUPS不间断电源设备，构成1+1并机双总线供电方案，（式略）4套20kVAUPS设备的交流输入由高频开关电源的交流分配柜提供。UPS1和UPS2共用1组蓄电池和交流输出分配柜;UPS3和UPS4共用1组蓄电池和交流输出分配柜。2个STS切换柜PDU配电单元同时为负载供电，最终实现1+1双母线并机方案。UPS蓄电池组容量计算沈阳通信站及GSM－R核心网机房UPS蓄电池组的设计采用恒电流法，后备时间按1h设计［1-2］，详细计算公式（式略）根据以上公式，沈阳通信站及GSM－R核心网机房配置90kVAUPS，后备时间1h，根据规范要求，配置2组蓄电池且并联使用。由式分别计算可知，沈阳通信站及GSM－R核心网机房90kVAUPS电源共配置12V200Ah蓄电池2组，每组60只;核心网GRIS设备4组20kVAUPS电源共配置12V100Ah蓄电池2组，每组32只。高频开关电源交流输入配电柜容量计算高频开关电源交流配电柜容量计算式中，V交流取值为380V或220V，通信站均为380V;功率因数按0.8计算;转换效率按0.9计算［2］。经计算可知，沈阳通信站及GSM－R核心网机房应配置380V/400A交流配电柜，为高频开关电源整流设备和UPS设备供电。

由于电源室与沈阳通信站及GSM－R核心网机房的距离较大，传输线的微小电阻也会造成很大的压降和功率损耗，造成电源传输损耗大、线缆芯径粗等问题。由于与交流电源相比，直流电源电压较小，因此这一问题对直流电源配线的影响更为严重。考虑到通信电源系统的供电方式不同，在对通信设备供电电源线缆选型时，应该逐段进行分析计算，逐段确定电源线缆的型号。电源线缆的选择需要考虑以下两点。(1)《铁路通信电源设计规范》(TB10072—2000)规定:－48V电源供电馈线的截面设计应满足通信设备供电需要、强度要求，直流放电回路全程最大电压降宜按3.2V计算。［1］(2)交流供电馈线的截面设计应考虑电缆允许的通流量的大小:70mm2以下的电缆按照4A/mm2的通流量计算;90mm2以上的电缆按照2.5A/mm2的通流量计算。直流电源配线计算直流列头柜容量计算对于沈阳通信站及GSM－R核心网机房，核心网设备列总功耗最大，包括MSC、SGSN、GGSN及GPRS接入路由器等设备，设备功耗共计2.3kW，故以此为例说明－48V直流列头柜容量的具体计算方法。对于直流列头柜，总熔断器的容量一般为列头柜负载的1.1～1.5倍(一般取1.3倍)。经计算可知，设备载流量共计约480A，根据列头柜厂家设备规格，最终选定总熔断器为600A的直流列头柜，其可承载的负载电流在450～500A。以上计算中采用的是厂家设备机柜的满载额定功耗，设备实际功耗≤满载额定功耗，核心网设备列运行后实际负载电流约为300A≤480A，故列头柜容量设计符合需要，且具有一定的预留，可满足核心网设备满载情况下的使用。对于其他设备列，如果机柜位置和列头柜支路空开未用满，输出分路的数量一般情况下按照实际负载数量再做20%～30%的预留。直流列头柜电源配线计算直流电源的基础电压为－48V，通信设备电压允许的波动范围一般在－40～－57V，比如传输设备的安全电压范围在－43～－56.7V。直流供电回路导线截面一般按电流矩法进行计算［3］，对于铜线、铜芯电缆及铜排，截面积的计算公式（式略）根据规范规定，－48V电源供电馈线的直流放电回路全程最大电压降宜按3.2V计算［1］。－48V电源供电馈线的直流放电回路上允许的电压降，其数值等于直流放电回路全程最大电压降减去串接在回路中各种配电设备和元件的总电压降［3］。由式可知，对于同样的来说，即是影响S的主要因素。对于沈阳通信站及GSM－R核心网机房，核心网设备列所用－48V直流列头柜的数值最大，故以此为例说明直流电源线截面积的具体计算方法。核心网设备列－48V直流列头柜直流放电回路的传输距离为120m，核心网设备列总功耗为2.3kW。由式(8)经计算可知，核心网设备列－48V直流列头柜电源线采用两正两负共计4根300mm2的直流电源线。交流列头柜电源配线计算对于交流设备来说，负载电流和电源线截面积的大小对传输距离并不敏感，可以采用常规算法进行计算［3］。（式略）

对于沈阳通信站及GSM－R核心网机房，以有线通信交流设备列为例说明交流电源线截面积的具体计算方法，该列由电源及环境监控系统、综合视频监控系统、时间同步系统、数据网网管服务器等设备构成，设备功耗共计2.3kW。由式(9)经计算可知，该列交流列头柜应采用截面积为50mm2的交流电源线;查表1可知，125A＜I≤160A对应的交流电源线截面积为50mm2，两者结果相同。故有线通信交流设备列～220V交流列头柜电源线采用主备2根50mm2的交流电源线。6通信电源系统优化沈阳通信站及GSM－R核心网机房作为哈大客运专线的核心节点，为了保证通信电源系统更安全、稳定、有效，针对设计过程中的重点难点，提出以下建议及优化方案，以供参考。GSM－R核心网机房、路局调度所及路局通信站等枢纽节点，建议直流和交流供电均采用双电源双总线系统进行冗余供电，即需要配置2套相互独立的高频开关电源、UPS不间断电源和配电系统。目前哈大客运专线仅对于核心网关键设备保证了1+1双总线并机方案设计，高频开关电源仅配置了1套，故在今后的设计中此方面仍可进行优化。另外，由于哈大客运专线是利用既有房屋进行重新装修后新建电源室和主机房，故直流分配柜至直流列头柜的电源线传输距离较长，在设计中发现直流电源线截面积过大，造成电源线不易敷设的问题，建议在今后的设计中可以考虑在主机房单独设置电源二次分配柜，输入端与电源室的配电柜相连，输出端与各个列头柜相连，减少电源线的传输距离，亦可减少敷设难度和传输损耗。7结语近年来，通信电源技术和产业飞速发展，围绕提高效率、提高性能、小型轻量化、安全可靠、减少电磁干扰和电噪声等方向进行着不懈研究。铁路通信电源系统从体制、规范、维护、产品标准等方面不断引进新技术，为我国铁路通信系统的发展奠定了坚实的基础。对于铁路通信系统尤其是铁路枢纽通信系统的设计，通信电源系统必将发挥着越来越重要的作用。

电源设计论文范文第3篇

关键词：三端离线PWM开关；正激变换器；高频变压器设计

引言

TOPSwitch是美国功率集成公司（PI）于20世纪90年代中期推出的新型高频开关电源芯片，是三端离线PWM开关（ThreeterminalofflinePWMSwitch）的缩写。它将开关电源中最重要的两个部分——PWM控制集成电路和功率开关管MOSFET集成在一块芯片上，构成PWM/MOSFET合二为一集成芯片，使外部电路简化，其工作频率高达100kHz，交流输入电压85～265V，AC/DC转换效率高达90％。对200W以下的开关电源，采用TOPSwitch作为主功率器件与其他电路相比，体积小、重量轻，自我保护功能齐全，从而降低了开关电源设计的复杂性，是一种简捷的SMPS（SwitchModePowerSupply）设计方案。

TOPSwitch系列可在降压型，升压型，正激式和反激式等变换电路中使用。但是，在现有的参考文献以及PI公司提供的设计手册中，所介绍的都是用TOPSwitch制作单端反激式开关电源的设计方法。反激式变换器一般有两种工作方式：完全能量转换（电感电流不连续）和不完全能量转换（电感电流连续）。这两种工作方式的小信号传递函数是截然不同的，动态分析时要做不同的处理。实际上当变换器输入电压在一个较大范围发生变化，和（或者）负载电流在较大范围内变化时，必然跨越两种工作方式，因此，常要求反激式变换器在完全能量和不完全能量转换方式下都能稳定工作。但是，要求同一个电路能实现从一种工作方式转变为另一种工作方式，在设计上是较为困难的。而且，作为单片开关电源的核心部件高频变压器的设计，由于反激式变换器中的变压器兼有储能、限流、隔离的作用，在设计上要比正激式变换器中的高频变压器困难，对于初学者来说很难掌握。笔者采用TOP225Y设计了一种单端正激式开关电源电路，实验证明该电路是切实可行的。下面介绍其工作原理与设计方法，以供探讨。

1TOPSwitch系列应用于单端正激变换器中存在的问题

TOPSwitch的交流输入电压范围为85～265V，最大电压应力≤700V，这个耐压值对于输入最大直流电压Vmax=265×1.4=371V是足够的,但应用在一般的单端正激变换器中却存在问题。

图1是典型的单端正激变换器电路，设计时通常取NS=NP，Dmax<0.5（一般取0.4）,按正激变换器工作过程,TOPSwitch关断期间，变压器初级的励磁能量通过NS，D1，E续流（泄放）。此时，TOPSwitch承受的最大电压为

VDSmax≥2E=2Vmax=742V（1）

大于TOPSwitch所能承受的最大电压应力700V，所以，TOPSwitch不能在一般通用的正激变换器中使用。

2TOPSwitch在单端正激变换器中的应用

由式（1）可知，TOPSwitch不能在典型单端正激变换器中应用的关键问题，是其在关断期间所承受的电压应力超过了允许值，如果能降低关断期间的电压应力，使它小于700V，则TOPSwitch仍可在单端正激变换器中应用。

2.1电路结构及工作原理

本文提出的TOPSwitch的单端正激变换器拓扑结构如图1所示。它与典型的单端正激变换器电路结构完全相同,只是变压器的去磁绕组的匝数为初级绕组匝数的2倍,即NS=2NP。

TOPSwitch关断时的等效电路如图2所示。

若NS与NP是紧耦合，则，即

VNP=1/2VNS=1/2E（2）

VDSmax=VNP＋E=E=1.5×371

=556.5V<700V（3）

2.2最大工作占空比分析

按NP绕组每个开关周期正负V·s平衡原理，有

VNPon(Dmax/T)=VNPoff[(1-Dmax)/T]（4）

式中：VNPon为TOPSwitch开通时变压器初级电压，VNPon=E；

VNPoff为TOPSwitch关断时变压器初级电压，VNPoff=（1/2）E。

解式（4）得

Dmax=1/3（5）

为保险，取Dmax≤30％

2.3去磁绕组电流分析

改变了去磁绕组与初级绕组的匝比后，变压器初级绕组仍应该满足A·s平衡，初级绕组最大励磁电流为

im(t)|t=DmaxT=Ism=DmaxT=(E/Lm)DmaxT（6）

式中：Lm为初级绕组励磁电感。

当im(t)=Ism时，B=Bmax，H=Hmax，则去磁电流最大值为

Ism==(Hmaxlc/Ns)=1/2Ipm(7)

式中：lc为磁路长度；

Ipm为初级电流的峰值。

根据图2（b）去磁电流的波形可以得到去磁电流的平均值和去磁电流的有效值Is分别为

下面讨论当NP=NS，Dmax=0.5与NP=NS，Dmax=0.3时的去磁电流的平均值和有效值。设上述两种情况下的Hmax或Bmax相等，即两种情况下励磁绕组的安匝数相等，则有

Im1NP1=Im2NP2（10）

式中：NP1为Dmax=0.5时的励磁绕组匝数；

NP2为Dmax=0.3时的励磁绕组匝数；

设Lm1及Lm2分别为Dmax=0.5和Dmax=0.3时的初级绕组励磁电感，则有

Im1=E/Lm1×0.5T为Dmax=0.5时的初级励磁电流；

Im2=E/Lm2×0.3T为Dmax=0.3时的初级励磁电流。

由式（10）及Lm1，Lm2分别与NP12，NP22成正比，可得两种情况下的励磁绕组匝数之比为

(NP1)/(NP2)=0.5/0.3

及(Im1)/(Im2)=(Np2)/(Np1)=0.3/0.5(12)

当NS1=NP1时和NS2=2NP2时去磁电流最大值分别为

Ism1=Im1=Im（13）

Ism2=Im2=(0.5/0.6)Im（14）

将式（10）～（14）有关参数代入式（8）～（9）可得到，当Dmax=0.5时和Dmax=0.3时的去磁电流平均值及与有效值Is1及Is2分别为

Is1=1/4ImImIs1=0.408Im（Dmax=0.5）

Is2≈0.29ImIs2=0.483Im（Dmax=0.3）

从计算结果可知，采用NS=2NP设计的去磁绕组的电流平均值或有效值要大于NS=NP设计的去磁绕组的电流值。因此，在选择去磁绕组的线径时要注意。

3高频变压器设计

由于电路元件少,该电源设计的关键是高频变压器,下面给出其设计方法。

3.1磁芯的选择

按照输出Vo=15V，Io=1.5A的要求，以及高频变压器考虑6％的余量，则输出功率Po=1.06×15×1.5=23.85W。根据输出功率选择磁芯，实际选取能输出25W功率的磁芯，根据有关设计手册选用EI25，查表可得该磁芯的有效截面积Ae=0.42cm2。

3.2工作磁感应强度ΔB的选择

ΔB=0.5BS，BS为磁芯的饱和磁感应强度，由于铁氧体的BS为0.2～0.3T，取ΔB=0.15T。

3.3初级绕组匝数NP的选取

选开关频率f=100kHz（T=10μs），按交流输入电压为最低值85V，Emin≈1.4×85V，Dmax=0.3计算则

取NP=53匝。

3.4去磁绕组匝数NS的选取

取NS=2NP=106匝。

3.5次级匝数NT的选取

输出电压要考虑整流二极管及绕组的压降，设输出电流为2A时的线路压降为7％，则空载输出电压VO0≈16V。

取NT=24匝。

3.6偏置绕组匝数NB的选取

取偏置电压为9V，根据变压器次级伏匝数相等的原则，由16/24=9/NB，得NB=13.5,取NB=14匝。

3.7TOPSwitch电流额定值ICN的选取

平均输入功率Pi==28.12W（假定η=0.8），在Dmax时的输入功率应为平均输入功率，因此Pi=DmaxEminIC=0.3×85×1.4×IC=28.12，则IC=0.85A，为了可靠并考虑调整电感量时电流不可避免的失控，实际选择的TOPSwitch电流额定值至少是两倍于此值，即ICN>1.7A。所以，我们选择ILIMIT=2A的TOP225Y。

4实验指标及主要波形

输入AC220V，频率50Hz，输出DCVo=15(1±1％)V，IO=1.5A，工作频率100kHz，图3及图4是实验中的主要波形。

图3中的1是开关管漏源电压VDS波形，2是输入直流电压E波形，由图可知VDS=1.5E；图4中的1是开关管漏源电压VDS波形，2是去磁绕组电流is波形，实验结果与理论分析是完全吻合的。

5结语

电源设计论文范文第4篇

1）实际导通时栅极偏压一般选12～15V为宜；而栅极负偏置电压可使IGBT可靠关断，一般负偏置电压选－5V为宜。在实际应用中为防止栅极驱动电路出现高压尖峰，最好在栅射之间并接两只反向串联的稳压二极管。

2）考虑到开通期间内部MOSFET产生Mill－er效应，要用大电流驱动源对栅极的输入电容进行快速充放电，以保证驱动信号有足够陡峭的上升、下降沿，加快开关速度，从而使IGBT的开关损耗尽量小。

3）选择合适的栅极串联电阻（一般为10Ω左右）和合适的栅射并联电阻（一般为数百欧姆），以保证动态驱动效果和防静电效果。根据以上要求，可设计出如图1所示的半桥LC串联谐振充电电源的IGBT驱动电路原理图。考虑到多数芯片难以承受20V及以上的电源电压，所以驱动电源Vo采用18V。二极管V79将其拆分为＋12．9V和－5．1V，前者是维持IGBT导通的电压，后者用于IGBT关断的负电压保护。光耦TLP350将PWM弱电信号传输给驱动电路且实现了电气隔离，而驱动器TC4422A可为IGBT模块提供较高开关频率下的动态大电流开关信号，其输出端口串联的电容C65可以进一步加快开关速度。应注意一个IGBT模块有两个相同单管，所以实际需要两路不共地的18V稳压电源；另外IGBT栅射极之间的510Ω并联电阻应该直接焊装在其管脚上（未在图中画出），而且最好在管脚上并联焊装一个1N4733和1N4744（反向串联）稳压二极管，以保护IGBT的栅极。

2实验结果及分析

在变换器的LC输出端接入两个2W／200Ω的电阻进行静态测试。实验中使用的仪器为：Agi－lent54833A型示波器，10073D低压探头。示波器置于AC档对输出电压纹波进行观测，波形如图5所示。由实验结果看，输出纹波可以基本保持在±10mV以内，满足设计要求。此后对反激变换器电路板与IGBT模块驱动电路板进行对接联调。观察了IGBT栅极的驱动信号波形。由实验结果看，IGBT在开通时驱动电压接近13V，而在其关断时间内电压接近5V。这主要是电路中的光耦和大电流驱动器本身内部的晶体管对驱动电压有所消耗（即管压降）造成的，故不可能完全达到18V供电电源的水平。

3结论

本文首先按照带有缓冲电路的反激变换器模型建立了DCM模式下反激变换器各种参数的计算方法，利用各类关系推演了反激变压器储能转换率的表达式。该方法简洁且物理意义明确，适用于单片开关电源为基础的小功率反激变换器计算。美中不足的是未能将次级线圈的铜损考虑在内。若将此作为考虑因素，则反激变压器的电感将是一个反复迭代的计算过程。作为工程实践，本文提出的方法是可操作的。另外，本脉冲激光电源的IGBT驱动电路仅仅满足了最基本的逆变开关要求。若要构建完善的驱动电路，还需要加入欠压锁定、过流告警乃至过热保护等功能，以保护作为脉冲激光电源核心的IGBT模块。

电源设计论文范文第5篇

关键词：防腐电源监控节点单片机

金属发生腐蚀的现象随处可见。腐蚀给金属材料造成的直接和间接损失是巨大的，以至造成灾难性的破坏事故，引起严重的环境污染。研究表明，因腐蚀造成的损失一般占国民生产总值的3％～4％，其中约有15％是可以通过现有的防腐技术避免的，而阴极保护技术的发展又是与防腐技术的进步分不开的。

防腐电源是阴极保护技术中最为关键的设备。由于易腐蚀的金属构件大部分分布在野外或者地下，并且分布范围广，如石油管道、输电线路、海上平台等，所以必然要求发展可靠性高、智能化的新型防腐电源，并且要求通过工业网远程采集现场数据，进行计算分析，实现远程控制，从而提高现场设备的可靠性，实现无人管理。

1防腐电源系统的结构组成

阴极保护技术简单地说就是测量被保护金属构件的电位(即管地电位)，并根据其大小变化，调节补偿保护电流大小，起到对金属构件的保护作用。图1是远程监控防腐电源系统示意图。

很显然，防腐电源是阴极保护系统中最核心的设备，其监控系统要能对其电位、电流、电压等运行参数进行检测与控制，实现网络化监控，满足实时、快速响应的要求。

2监控节点的硬件设计

系统硬件由两块电路板组成。一块为模拟板，主要对来自防腐电源的测量信号进行滤波、放大、采样保持，以及自动选择放大倍数等；一块为数字板，主要完成采样信号的模／数转换、计算(消除噪声并还原信号)、参数设置和数据传输[1]等。监控系统的总体框图如图2所示。

监控系统直接测量的是防腐电源现场的电信号，包括电压信号和电流信号。防腐电源的现场环境恶劣，待测信号中夹杂着诸多干扰信号。前置调理电路包括差模放大电路和有源滤波电路，用来抑制现场信号中的共模干扰信号和高频干扰信号。系统通过485总线与上位机进行通讯，使用约定的协议交换数据。

2．1模拟电路设计

模拟电路框图如图3所示，其中Vinl、Vin2、Iinl、I-in2为从防腐电源现场采集的信号。由于待测信号比较微弱，现场环境又比较恶劣，待测信号中叠加了很多干扰信号，为了从噪声中提取出有用的信号，采用差模调理电路和有源滤波电路相结合的调理电路对输入信号去干扰，然后通过电压分档电路估算信号的范围，提供给单片机。单片机根据给定的信号计算出合适的放大倍数，进而控制可编程放大器AD526的放大倍数，将已调理的信号放大到有效范围，输入到数字板上的AD574进行模／数转换。

2．1．1信号调理设计

通过试验对现场信号进行分析，发现干扰信号主要来自电源线的耦合干扰、电源的瞬态电压干扰和外部电磁辐射干扰。因此，这部分电路的作用有两个：一是根据干扰信号的频率特点设计滤波电路，有效地滤除干扰信号；二是对输入信号适当放大，完成阻抗转换。

2．1．2自动增益调节电路的设计

调理好的信号通过多路模拟开关进行逐一选定和处理。信号通过模拟开关后，一路进入分档电路测定范围，另一路进入放大单元放大到合适的工作范围。

AD526是专用五级变增益运放，增益级数为G＝1、2、4、8、16，增益控制输入脚有三个。设计中将两个AD526串联，这样就构成了1～256增益的放大单元，变增益放大电路如图4所示。

该电路由8个电压比较器构成分档电路，单片机读取其输出信号，根据得到的分档信号设定合适的放大倍数，控制放大单元的工作，实现自动调整增益，保证每路信号都能放大到A／D的最佳工作范围，满足高精度、宽范围的设计要求。

2．2数字电路设计

数字电路框图如图5所示。单片机80C51是本系统的核心，通过扩展ROM增加系统的数据存储容量。A／D为数据采集模块，D／A为标准电流控制信号输出模块，MAX485是与上位机进行通讯的模块，Vin为模拟部分的输出信号。

2．2．1通讯接口设计

系统通过485通讯接口与上位机通讯，交换数据。RS-485采用的是一对平衡差分信号线，为半双工通讯方式。RS-485对于多站连接是十分方便的，其标准允许最多并联32台驱动器和32台接收器，这足以满足一个中型构件的多点防腐系统的要求。总线两端接匹配电阻，提高了抗干扰能力。RS-485传输速率最高为10Mbit／s，最大电缆长度为1200m。考虑到现场工作环境的恶劣性，使用TVS管实现了防雷功能，保护系统不受瞬间高压破坏，提高了运行的可靠性。

2．2．2标准控制电流输出设计

上位机将接收到的数据进行处理，运用一定的控制算法得出所需要的反馈控制信号。由于防腐电源为模拟器件电路，无法直接接收数字控制信号，因此必须通过单片机转换成模拟信号，才能控制电源工作。

系统中采用的AD421是一种单片高性能数／模转换器。它由电流环路供电，16位数字信号以串行方式输入，5～20mA电流输出，可实现远程智能工业控制。其数字输入信号通过光电隔离保证信号的准确有效，输出为标准的电流信号，具有较强的抗干扰能力，可以直接驱动相关的模拟器件。

3监控节点的软件设计

为了提高程序编写效率，采用了目前广泛使用的MCS-51单片机高级语言C51作为软件开发工具[4]。

监控系统的整个程序主要由主程序、三个中断处理程序、两个计算程序组成。完成的主要功能是：系统复位后的初始化、控制采样、进行A／D转换、根据采样值进行信号处理、选择放大倍数(量程)、控制通讯接口传送数据等。主程序流程图如图6所示[5]。

电源设计论文范文第6篇

关键词：单片开关电源快速设计

TOPSwithⅡ

TheWayofQuickDesignforSinglechipSwitchingPowerSupplyAbctract:Threeendssinglechipswitchingpowersupplyisnewtypeswitchingpowersupplycorewhichhasbeenpopularsince1990.Thispaperintroducesquickdesignforsinglechipswitchingpowersupply.

Keywords:Singlechipswitchingpowersupply,Quickdesign,TopswithⅡ

在设计开关电源时，首先面临的问题是如何选择合适的单片开关电源芯片，既能满足要求，又不因选型不当而造成资源的浪费。然而，这并非易事。原因之一是单片开关电源现已形成四大系列、近70种型号，即使采用同一种封装的不同型号，其输出功率也各不相同；原因之二是选择芯片时，不仅要知道设计的输出功率PO，还必须预先确定开关电源的效率η和芯片的功率损耗PD，而后两个特征参数只有在设计安装好开关电源时才能测出来，在设计之前它们是未知的。

下面重点介绍利用TOPSwitch－II系列单片开关电源的功率损耗（PD）与电源效率（η）、输出功率（PO）关系曲线，快速选择芯片的方法，可圆满解决上述难题。在设计前，只要根据预期的输出功率和电源效率值，即可从曲线上查出最合适的单片开关电源型号及功率损耗值，这不仅简化了设计，还为选择散热器提

η/％(Uimin=85V)

中图法分类号：TN86文献标识码：A文章编码：02192713(2000)0948805

PO/W

供了依据。

1TOPSwitch－II的PD与η、PO关系曲线

TOPSwitch－II系列的交流输入电压分宽范围输入（亦称通用输入），固定输入（也叫单一电压输入）两种情况。二者的交流输入电压分别为Ui=85V～265V，230V±15％。

1．1宽范围输入时PD与η，PO的关系曲线

TOP221～TOP227系列单片开关电源在宽范围输入（85V～265V）的条件下，当UO=＋5V或者＋12V时，PD与η、PO的关系曲线分别如图1、图2所示。这里假定交流输入电压最小值Uimin=85V，最高

η/％(Uimin=85V)

η/％(Uimin=195V)

交流输入电压Uimax=265V。图中的横坐标代表输出功率PO，纵坐标表示电源效率η。所画出的7条实线分别对应于TOP221～TOP227的电源效率，而15条虚线均为芯片功耗的等值线（下同）。

1．2固定输入时PD与η、PO的关系曲线

TOP221～TOP227系列在固定交流输入（230V±15％）条件下，当UO=＋5V或＋12V时，PD与η、PO的关系曲线分别如图3、图4所示。这两个曲线族对于208V、220V、240V也同样适用。现假定Uimin=195V,Uimax=265V。

2正确选择TOPSwitch－II芯片的方法

利用上述关系曲线迅速确定TOPSwitch－II芯片型号的设计程序如下：

（1）首先确定哪一幅曲线图适用。例如，当Ui=85V～265V，UO=＋5V时，应选择图1。而当Ui=220V(即230V－230V×4.3％)，UO=＋12V时，就只能选图4；

（2）然后在横坐标上找出欲设计的输出功率点位置（PO）；

（3）从输出功率点垂直向上移动，直到选中合适芯片所指的那条实曲线。如不适用，可继续向上查找另一条实线；

（4）再从等值线（虚线）上读出芯片的功耗PD。进而还可求出芯片的结温（Tj）以确定散热片的大小；

（5）最后转入电路设计阶段，包括高频变压器设计，元器件参数的选择等。

下面将通过3个典型设计实例加以说明。

例1：设计输出为5V、300W的通用开关电源

通用开关电源就意味着交流输入电压范围是85V～265V。又因UO=＋5V，故必须查图1所示的曲线。首先从横坐标上找到PO=30W的输出功率点，然后垂直上移与TOP224的实线相交于一点，由纵坐标上查出该点的η=71.2％，最后从经过这点的那条等值线上查得PD=2.5W。这表明，选择TOP224就能输出30W功率，并且预期的电源效率为71.2％,芯片功耗为2.5W。

若觉得η=71.2％的效率指标偏低，还可继续往上查找TOP225的实线。同理，选择TOP225也能输出30W功率，而预期的电源效率将提高到75％，芯片功耗降至1.7W。

根据所得到的PD值，进而可完成散热片设计。这是因为在设计前对所用芯片功耗做出的估计是完全可信的。

根据已知条件，从图4中可以查出，TOP223是最佳选择，此时PO=30W，η=85.2％，PD=0.8W。

例3：计算TOPswitch－II的结温

这里讲的结温是指管芯温度Tj。假定已知从结到器件表面的热阻为RθA(它包括TOPSwitch－II管芯到外壳的热阻Rθ1和外壳到散热片的热阻Rθ2)、环境温度为TA。再从相关曲线图中查出PD值，即可用下式求出芯片的结温：

Tj=PD·RθA＋TA(1)

举例说明，TOP225的设计功耗为1.7W，RθA=20℃/W，TA=40℃，代入式（1）中得到Tj=74℃。设计时必须保证，在最高环境温度TAM下，芯片结温Tj低于100℃，才能使开关电源长期正常工作。

3根据输出功率比来修正等效输出功率等参数

3．1修正方法

如上所述，PD与η，PO的关系曲线均对交流输入电压最小值作了限制。图1和图2规定的Uimin=85V，而图3与图4规定Uimin=195V（即230V－230V×15％）。若交流输入电压最小值不符合上述规定，就会直接影响芯片的正确选择。此时须将实际的交流输入电压最小值Uimin′所对应的输入功率PO′，折算成Uimin为规定值时的等效功率PO，才能使用上述4图。折算系数亦称输出功率比（PO′/PO）用K表示。TOPSwitch－II在宽范围输入、固定输入两种情况下，K与U′min的特性曲线分别如图5、图6中的实线所示。需要说明几点：

（1）图5和图6的额定交流输入电压最小值Uimin依次为85V，195V，图中的横坐标仅标出Ui在低端的电压范围。

（2）当Uimin′>Uimin时K>1，即PO′>PO，这表明原来选中的芯片此时已具有更大的可用功率，必要时可选输出功率略低的芯片。当Uimin′（3）设初级电压为UOR，其典型值为135V。但在Uimin′<85V时，受TOPSwitch－II调节占空比能力的限制，UOR会按线性规律降低UOR′。此时折算系数K="UOR′"/UOR<1。图5和图6中的虚线表示UOR′/UOR与Uimin′的特性曲线，利用它可以修正初级感应电压值。

现将对输出功率进行修正的工作程序归纳如下：

（1）首先从图5、图6中选择适用的特性曲线，然后根据已知的Uimin′值查出折算系数K。

（2）将PO′折算成Uimin为规定值时的等效功率PO，有公式

PO=PO′/K（2）

（3）最后从图1～图4中选取适用的关系曲线，并根据PO值查出合适的芯片型号以及η、PD参数值。

下面通过一个典型的实例来说明修正方法。

例4：设计12V，35W的通用开关电源

已知Uimin=85V，假定Uimin′=90％×115V=103.5V。从图5中查出K=1.15。将PO′=35W、K=1.15一并代入式（2）中，计算出PO=30.4W。再根据PO值，从图2上查出最佳选择应是TOP224型芯片，此时η=81.6％，PD=2W。

若选TOP223，则η降至73.5％,PD增加到5W，显然不合适。倘若选TOP225型，就会造成资源浪费，因为它比TOP224的价格要高一些，且适合输出40W～60W的更大功率。

3．2相关参数的修正及选择

（1）修正初级电感量

在使用TOPSwitch－II系列设计开关电源时，高频变压器以及相关元件参数的典型情况见表1，这些数值可做为初选值。当Uimin′LP′=KLP（3）

查表1可知，使用TOP224时，LP=1475μH。当K=1.15时，LP′=1.15×1475=1696μH。

表2光耦合器参数随Uimin′的变化

最低交流输入电压Uimin(V)85195

LED的工作电流IF（mA）3.55.0

光敏三极管的发射极电流IE（mA）3.55.0

（2）对其他参数的影响

当Uimin的规定值发生变化时，TOPSwitch－II的占空比亦随之改变，进而影响光耦合器中的LED工作电流IF、光敏三极管发射极电流IE也产生变化。此时应根据表2对IF、IE进行重新调整。

TOPSwitch－II独立于Ui、PO的电源参数值，见表3。这些参数一般不受Uimin变化的影响。

表3独立于Ui、PO的电源参数值

独立参数典型值

开关频率f(kHz)100

输入保护电路的箝位电压UB(V)200

输出级肖特基整流二极管的正向压降UF(V)0.4

初始偏置电压UFB(V)16

（3）输入滤波电容的选择

参数TOP221TOP222TOP223TOP224TOP225TOP226TOP227

高频变压器初级电感LP(μH)86504400220014751100880740

高频变压器初级泄漏电感LPO(μH)175904530221815

次级开路时高频变压器的谐振频率fO(kHz)400450500550600650700

初级线圈电阻RP（mΩ）50001800650350250175140

次级线圈电阻RS（mΩ）20127543.53

输出滤波电感的直流电阻RL1（mΩ）40322520161310

电源设计论文范文第7篇

跨多种应用领域的系统设计人员具有类似的需求以及对倾向于采用dc/dc电源模块的要求。最经常提到是对更薄厚度、更小面积、更高效率及更大功率密度[1]等特性的需求。新一代dc/dc电源模块应运而生，正开始步入市场以满足上述要求。这些双输出和三输出隔离式模块运行于标准的-48V局端电源中，可提供3W～100W的功率。它们包括输出电压最低达1.0V的模块及最高输出电流达30A的模块。

尺寸

系统设计人员为在更小空间中实现更高性能的信号处理电路，所面临的竞争挑战日益激烈。先进的DSP与ASIC有助于提供此功能，但需要更多电压较低的电源轨，并需具备高精度排序与调节。通过减少实施电力系统所需的整体模块数，最新的多输出电源模块满足了这一要求。

描述模块效率面积（平方英寸）成本(1千/年)

多个单输出隔离式模块33W效率单输出3.3V/9A89.0%3.742.38美元

20W单输出2.5V/8A75.0%3.0638.52美元

总计：77.6%9.82119.42美元

单个三输出隔离式模块25A三输出3.3/2.5/1.8V87.0%5.4196.64美元

多输出电源模块提供了可节省板级空间的独特设计选择。分布式电源架构正逐渐渗透电信与数据通信市场。就需要超过三种不同电压的应用而言，设计人员可使用多输出模块提供电源总线隔离，并可为各种负载点模块供电。这种配置使设计人员不必再担心使用所有单输出模块所需的板级空间。

电气性能

排序

最新的DSP、ASIC、FPGA及微处理器需要多个低电压，并可能要求复杂多变的加电／断电排序。由于产品上市时间的限制，众多更高级产品（其中电源模块仅是该产品的一个组件）的设计没有时间或板级空间来构建外置排序电路。而且，即便不受时间与板级空间的限制，他们也必须考虑组件成本的增加。比较简单的解决方案就是选择采用可利用新型内部排序多输出电源模块的系统电源架构。

例如，诸如德州仪器(TI)PT4850系列的三输出模块的加电特性就能够满足微处理器及DSP芯片组的要求。该模块运行于标准的-48V输入电压下，其额定组合输出电流可达25A。输出电压选项包括一个用于DSP或ASIC内核的低电压输出，以及两个用于I/O和其他功能的额外电源电压。

PT4850提供了最佳的加电顺序，可监视输出电压，并可在短路等错误情况出现时提供所有电压轨道的有序关闭。所有三个输出均在内部进行排序以便同时加电启动。

在加电启动时，Vo1起初升至约0.8V，随后Vo2与Vo3快速增加至与Vo1相同的电压数。所有三个输出而后一起增加，直至每个均达到其各自电压为止。该模块一般在150ms内产生完全自动调整的输出。在关闭时，由于整流器活动开关的放电效果，所有输出快速下降。放电时间一般为100µs，但根据外部负载电容而有所差异。

效率

在低功率应用中，即便最小的dc/dc电源模块可能也会有数百毫瓦的静态损失。这解些损失主要由耗费功率的组件造成的，如整流器、交换晶体管及变压器。如果使用一个部件来提供原本需要二至三个独立分组部件所做的工作，那么就可以减少耗费功率的组件总数量。如表1所示，这提高了9.4%的效率。

一些最新的多输出模块可在全额定负载电流中以90%的效率运行。这样的高效率恰恰是由那些使用MOSFET同步整流器的拓扑实现的。该整流器消耗的电量比上一代dc/dc电源模块中使用的肖特基二极管耗电要少。

互稳压

最新的多输出电源模块采用先进的电路，消灭了互稳压问题，提高了输出电压的波纹和瞬态相应。根据以前的经验，在模块的任何一个输出上增加输出电流均会导致其他输出上的电压改变。TI的PT4850与PT4820系列三输出模块则解决了这一问题。新一代电源模块在隔离阻障的输出端上就每个输出都采用稳压控制电路。通过专有磁耦合设计，控制信号可在模块初级端与二级端之间进行传递。图5显示了输出一(≤5mV)在输出二负载增加情况下的变化。

瞬态与波纹

PT4820与PT4850系列具有出色的瞬态响应和输出电压波纹性能等特点。该模块的三逻辑电压输出是独立调节的，这有助于可与单输出电源模块相媲美的瞬态响应(≤200µSec)和输出电压波纹(≤20mV)。

成本

多输出电源组件不再需要两个或更多单输出器件，这就减少了成本。表1显示了电源相同的一个25A三输出模块与三个单输出模块的对比。

在分布式电源应用中，设计人员通过利用单个多输出模块和非隔离式负载点模块（图2）替代了高成本的单输出砖，从而实现了成本节约。也可以实现，由于多输出模块在更少组件情况下也可得以实施，因此进一步节约了成本（和板级空间）。例如，在某些应用中，多输出模块仅要求一个热插拔控制器和输入去耦电容器。相反，这些组件在电源系统中则必须与每个单输出砖结合使用。

产品上市时间是一种间接成本，利用多输出电源模块可减少该成本。这种成本节约主要是由于OEM厂商减少了设计、测试和制造等资源。

故障管理

设计人员必须确定其电源系统如何对故障情况进行响应。当今的多输出电源模块结合了先进的故障管理功能。这些功能包括过压、过流和短路保护，有助于防止损坏设计者的电路。

输出过电压保护利用的是可不断检测输出过电压情况的电路系统。当电压超过预设级别(presetlevel)时，电路系统将关闭或箝住电源输出，并使模块进入锁定状态。为了恢复正常操作，一些模块必须主动重启。这可通过立刻消除转换器的输入电源得到实现。为了实现故障自动保护运行和冗余，过电压保护电路系统是独立于模块的内部反馈回路的。

过电流保护可防止负载错误。在某些设计中，一旦来自模块的负载电流达到电流限制阈值，如果负载再尝试吸收更多电流的话，那么就会导致模块稳压输出电压的下降。该模块不会因为持续施于任何输出的负载错误而损坏。

当模块各输出的组合电流超过电流限制阈值时（如任何输出引脚上发生短路），短路保护将关闭模块。该关闭将迫使所有输出的输出电压同时降至零。关闭之后，模块将在固定间隔时间中通过执行软启动加电定期尝试恢复。如果负载故障仍然存在，那么模块将持续经历连续的过电流错误、关闭和重启。

灵活性

电压和电流输出以及封装设计的灵活性是多输出电源模块的一个关键特性。某些制造商可提供24V（18V至36V）与48V（36V至72V）两种输入。其采用完全隔离输出的通用架构可使系统设计人员在双或三输出电路中使用模块，而不会造成过多最低负载要求或互稳压降级的情况。

由于芯片供应商开发器件的操作电压不一定符合以前的迭代法，因此电压和电流输出方面的灵活性正变得日趋重要。众多的多输出模块都以独立调节和可调的输出电压来解决此问题。为了获得独特的电压，某些模块上的输出可从外部电压进行远程编程。此外，诸如Tyco公司的CC025等三输出系列模块还可以通过使用连接到调整引脚(trimpin)的外部电阻来允许输出电压设定点调整。

封装灵活性简化了主板设计人员的工作。许多现有的多输出模块都使用业界标准的砖形封装(bricktypepackaging)和面积规格，这确保了引脚兼容性和辅助货源。TI的Excalibur™系列等创新型模块均采用具有表面安装、垂直通孔和平行通孔封装风格的镀锡薄板铜盒。

多输出电源模块的商业可用性为设计人员提供了极佳的灵活性。表2显示了一些制造多输出模块的业界领先供应商。这些模块存储于领先的分销商处，可为设计资格认证和最后时刻的更改提供极快的可用性。

表2、多输出模块制造商

制造商产品类型

Artesyn科技公司15W至60W双、三输出

Astec20W至150W双输出

爱立信30W至110W双、三输出

APower-One2.5W至195W双、三、四输出

SynQor40W至60W双输出

德州仪器3W至75W双、三、四输出

TycoPowerSystems25W至50W双、三输出

可靠性

具有高度可靠性的电源系统设计是系统设计人员始终都要面对的挑战。从内在来说，使用单个多输出模块的电源系统的可靠性要高于所有单输出模块。例如，一个三输出模块可提供1,108,303小时的额定MTBF（902.3FIT）。与此相对照，提供相同输出电压和电流的三个单输出模块则达到了984,736MTBF(1015.5FIT)的额定MTBF。多输出模块之所以具有更高的可靠性，是因为其架构中使用的总体组件数量更少。

结论

随着产业潮流要求设计人员使用体积更小、效率更高的电源供应，电源模块制造商推出了可简化系统设计及操作的多输出dc/dc电源模块，以响应上述潮流。最新的多输出模块能够通过为混合逻辑应用（诸如DSP、ASIC和微处理器等）提供稳压低电压输出而使设计人员受益。与前代产品相比，上述模块显著提高了给定面积上的功能。在某些情况下，该小型架构所占空间仅为单输出电源模块的55%。减少模块数量也可以降低成本，同时提高效率和可靠性。内置的操作和保护特性免除了开发外部电路系统的任务和费用，从而不仅节省了板级空间，而且还大大加快了产品的上面进程。

参考书目

电源设计论文范文第8篇

监控系统的硬件是系统运行的保障。在本设计中，底层数据采集层采用了各种温度、湿度及电压电流传感器来采集数据，为了将所采集的数据及时地传送至现场数据汇总节点，采用了基于ZigBee技术的无线传感网技术。传统监控系统的底层数据传输大多采用类似于CAN的总线结构，这种方式可靠性强且速度快，但是不太适用于经常有所变化的场合。而无线传感网可以很好地解决这一问题。图2所示是每一个监控节点的结构，主要由传感器单元、处理器单元、无线通信单元来组成，每个电源模块的数据采集后，首先在这里进行简单的处理，然后传至汇节点。在每一个数据采集现场，都会设置一个数据处理中心，这个数据处理中心由嵌入式系统来担任。本设计选择了Atmel公司的AT91SAM9G45处理器，该处理器频率可达400MHz，结合了通常需要用到的用户界面功能与高速数据传输接口，包括一个7寸LCD显示屏和一个触摸屏、摄像头接口、音频、10/100M以太网以及高速USB以及SDIO，拥有极高的性能以及网络带宽，足以满足系统的应用。操作系统选用嵌入式Linux。该处理器接受来自于底层数据采集模块的数据，对数据进行相应的处理并上传至控制中心，而同时接受来自于控制中心的命令，对现场电源模块的运行进行控制。系统通过CGI(commongatewayinterface)接口完成WEB客户端与WEB服务器的连接，从而使操作人员可以从任何一个浏览器上实现系统数据的查询与控制命令的下达。CGI接口原理图如图3所示，Web服务器把接收到的有关信息放入环境变量，然后再去启动所指定的CGI脚本以完成特定的工作，CGI脚本从环境变量中获取相关信息来运行，最后以HTML格式输出相应的执行结果返回给浏览器端。由于用户能传递不同的参数给CGI脚本，所以CGI技术使浏览器和服务器之间具有良好的交互性[2]。

2监控系统软件系统设计

监控系统的软件部分采用模块化开发方式。整个系统共分为初始化、数据采集管理、控制与维护、人机界面、通信、系统维护等六个模块。在这六个模块中，数据采集管理模块及控制维护模块是整个监控系统的核心模块。数据采集模块可以分为模拟量采集与处理模块、数字量采集与处理模块、报警处理模块三个部分，分别负责系统模拟量和数字量的采集、汇总、处理、存储、转发等工作，同时在分析数据的基础上对系统的运行状态进行分析和判断，如果系统运行状态存在发生故障的可能性，就相应发出报警信号。系统的控制和维护模块的主要功能是接收来自于数据采集模块的数据及初判结果，并根据结果进行电源运行状态的管理，其中包括对系统的自检、故障自诊断、程序复位、系统安全等方面的功能。除此之处，还要完成对其他模块的调度。

3总结

本文所设计的通信电源监控系统分为三层。第一层为数据采集层，采用以ZigBee技术为核心的无线传感网来作为数据采集和短距离传输的媒介，具有灵活性强且传输速度快的特点。但是由于无线传感节点的工作稳定性不高，因此，在设计时应该加大数据的冗余度，以保证数据的可靠性。在数据采集层设置现场数据融合中心，由基于AT91SAM9G45处理器的嵌入式系统担负，负责接受来自于无线传感网数据的收集、融合、初步处理、上传，以及接受来自于上层的指令，完成远程控制功能；第二层为数据传输层，本设计利用了3G网络来构建远程通信网，具有工作范围广、传输速率高及可靠性好的优点，如果通信基站是建在了没有3G信号的地方，则可以利用当地的公共通信网，如2G或者Internet网络来构建通信层；第二层为远程控制中心，在远程控制中心设置大型服务器，其上运行应用程序，完成数据的汇总、处理、分析、显示等功能，同时根据相应结果进行故障判断及发出报警信号。为了加强远程控制功能，系统还利用CGI接口与WEB服务器相连，以实现只要是有浏览器的地方，就可以进行远程监控的功能。

电源设计论文范文第9篇

关键词：单片开关电源快速设计

TOPSwithⅡ

TheWayofQuickDesignforSinglechipSwitchingPowerSupplyAbctract:Threeendssinglechipswitchingpowersupplyisnewtypeswitchingpowersupplycorewhichhasbeenpopularsince1990.Thispaperintroducesquickdesignforsinglechipswitchingpowersupply.

Keywords:Singlechipswitchingpowersupply,Quickdesign,TopswithⅡ

在设计开关电源时，首先面临的问题是如何选择合适的单片开关电源芯片，既能满足要求，又不因选型不当而造成资源的浪费。然而，这并非易事。原因之一是单片开关电源现已形成四大系列、近70种型号，即使采用同一种封装的不同型号，其输出功率也各不相同；原因之二是选择芯片时，不仅要知道设计的输出功率PO，还必须预先确定开关电源的效率η和芯片的功率损耗PD，而后两个特征参数只有在设计安装好开关电源时才能测出来，在设计之前它们是未知的。

下面重点介绍利用TOPSwitch－II系列单片开关电源的功率损耗（PD）与电源效率（η）、输出功率（PO）关系曲线，快速选择芯片的方法，可圆满解决上述难题。在设计前，只要根据预期的输出功率和电源效率值，即可从曲线上查出最合适的单片开关电源型号及功率损耗值，这不仅简化了设计，还为选择散热器提

η/％(Uimin=85V)

中图法分类号：TN86文献标识码：A文章编码：02192713(2000)0948805

PO/W

图1宽范围输入且输出为5V时PD与η，PO的关系曲线

图2宽范围输入且输出为12V时PD与η，PO的关系曲线

图3固定输入且输出为5V时PD与η，PO的关系曲线

供了依据。

1TOPSwitch－II的PD与η、PO关系曲线

TOPSwitch－II系列的交流输入电压分宽范围输入（亦称通用输入），固定输入（也叫单一电压输入）两种情况。二者的交流输入电压分别为Ui=85V～265V，230V±15％。

1．1宽范围输入时PD与η，PO的关系曲线

TOP221～TOP227系列单片开关电源在宽范围输入（85V～265V）的条件下，当UO=＋5V或者＋12V时，PD与η、PO的关系曲线分别如图1、图2所示。这里假定交流输入电压最小值Uimin=85V，最高

η/％(Uimin=85V)

η/％(Uimin=195V)

交流输入电压Uimax=265V。图中的横坐标代表输出功率PO，纵坐标表示电源效率η。所画出的7条实线分别对应于TOP221～TOP227的电源效率，而15条虚线均为芯片功耗的等值线（下同）。

1．2固定输入时PD与η、PO的关系曲线

TOP221～TOP227系列在固定交流输入（230V±15％）条件下，当UO=＋5V或＋12V时，PD与η、PO的关系曲线分别如图3、图4所示。这两个曲线族对于208V、220V、240V也同样适用。现假定Uimin=195V,Uimax=265V。

2正确选择TOPSwitch－II芯片的方法

利用上述关系曲线迅速确定TOPSwitch－II芯片型号的设计程序如下：

（1）首先确定哪一幅曲线图适用。例如，当Ui=85V～265V，UO=＋5V时，应选择图1。而当Ui=220V(即230V－230V×4.3％)，UO=＋12V时，就只能选图4；

（2）然后在横坐标上找出欲设计的输出功率点位置（PO）；

（3）从输出功率点垂直向上移动，直到选中合适芯片所指的那条实曲线。如不适用，可继续向上查找另一条实线；

（4）再从等值线（虚线）上读出芯片的功耗PD。进而还可求出芯片的结温（Tj）以确定散热片的大小；

（5）最后转入电路设计阶段，包括高频变压器设计，元器件参数的选择等。

下面将通过3个典型设计实例加以说明。

例1：设计输出为5V、300W的通用开关电源

通用开关电源就意味着交流输入电压范围是85V～265V。又因UO=＋5V，故必须查图1所示的曲线。首先从横坐标上找到PO=30W的输出功率点，然后垂直上移与TOP224的实线相交于一点，由纵坐标上查出该点的η=71.2％，最后从经过这点的那条等值线上查得PD=2.5W。这表明，选择TOP224就能输出30W功率，并且预期的电源效率为71.2％,芯片功耗为2.5W。

若觉得η=71.2％的效率指标偏低，还可继续往上查找TOP225的实线。同理，选择TOP225也能输出30W功率，而预期的电源效率将提高到75％，芯片功耗降至1.7W。

根据所得到的PD值，进而可完成散热片设计。这是因为在设计前对所用芯片功耗做出的估计是完全可信的。

例2：设计交流固定输入230V±15％，输出为直流12V、30W开关电源。

图4固定输入且输出为12V时PD与η，PO的关系曲线

η/％(Uimin=195V)

图5宽范围输入时K与Uimin′的关系

图6固定输入时K与Uimin′的关系

根据已知条件，从图4中可以查出，TOP223是最佳选择，此时PO=30W，η=85.2％，PD=0.8W。

例3：计算TOPswitch－II的结温

这里讲的结温是指管芯温度Tj。假定已知从结到器件表面的热阻为RθA(它包括TOPSwitch－II管芯到外壳的热阻Rθ1和外壳到散热片的热阻Rθ2)、环境温度为TA。再从相关曲线图中查出PD值，即可用下式求出芯片的结温：

Tj=PD·RθA＋TA(1)

举例说明，TOP225的设计功耗为1.7W，RθA=20℃/W，TA=40℃，代入式（1）中得到Tj=74℃。设计时必须保证，在最高环境温度TAM下，芯片结温Tj低于100℃，才能使开关电源长期正常工作。

3根据输出功率比来修正等效输出功率等参数

3．1修正方法

如上所述，PD与η，PO的关系曲线均对交流输入电压最小值作了限制。图1和图2规定的Uimin=85V，而图3与图4规定Uimin=195V（即230V－230V×15％）。若交流输入电压最小值不符合上述规定，就会直接影响芯片的正确选择。此时须将实际的交流输入电压最小值Uimin′所对应的输入功率PO′，折算成Uimin为规定值时的等效功率PO，才能使用上述4图。折算系数亦称输出功率比（PO′/PO）用K表示。TOPSwitch－II在宽范围输入、固定输入两种情况下，K与U′min的特性曲线分别如图5、图6中的实线所示。需要说明几点：

（1）图5和图6的额定交流输入电压最小值Uimin依次为85V，195V，图中的横坐标仅标出Ui在低端的电压范围。

（2）当Uimin′>Uimin时K>1，即PO′>PO，这表明原来选中的芯片此时已具有更大的可用功率，必要时可选输出功率略低的芯片。当Uimin′（3）设初级电压为UOR，其典型值为135V。但在Uimin′<85V时，受TOPSwitch－II调节占空比能力的限制，UOR会按线性规律降低UOR′。此时折算系数K="UOR′"/UOR<1。图5和图6中的虚线表示UOR′/UOR与Uimin′的特性曲线，利用它可以修正初级感应电压值。

现将对输出功率进行修正的工作程序归纳如下：

（1）首先从图5、图6中选择适用的特性曲线，然后根据已知的Uimin′值查出折算系数K。

（2）将PO′折算成Uimin为规定值时的等效功率PO，有公式

PO=PO′/K（2）

（3）最后从图1～图4中选取适用的关系曲线，并根据PO值查出合适的芯片型号以及η、PD参数值。

下面通过一个典型的实例来说明修正方法。

例4：设计12V，35W的通用开关电源

已知Uimin=85V，假定Uimin′=90％×115V=103.5V。从图5中查出K=1.15。将PO′=35W、K=1.15一并代入式（2）中，计算出PO=30.4W。再根据PO值，从图2上查出最佳选择应是TOP224型芯片，此时η=81.6％，PD=2W。

若选TOP223，则η降至73.5％,PD增加到5W，显然不合适。倘若选TOP225型，就会造成资源浪费，因为它比TOP224的价格要高一些，且适合输出40W～60W的更大功率。

3．2相关参数的修正及选择

（1）修正初级电感量

在使用TOPSwitch－II系列设计开关电源时，高频变压器以及相关元件参数的典型情况见表1，这些数值可做为初选值。当Uimin′LP′=KLP（3）

查表1可知，使用TOP224时，LP=1475μH。当K=1.15时，LP′=1.15×1475=1696μH。

表2光耦合器参数随Uimin′的变化

最低交流输入电压Uimin(V)85195

LED的工作电流IF（mA）3.55.0

光敏三极管的发射极电流IE（mA）3.55.0

（2）对其他参数的影响

当Uimin的规定值发生变化时，TOPSwitch－II的占空比亦随之改变，进而影响光耦合器中的LED工作电流IF、光敏三极管发射极电流IE也产生变化。此时应根据表2对IF、IE进行重新调整。

电源设计论文范文第10篇

配电系统的基本单元是馈线。馈线的首端经过高压降压变压器与高压配电网相连接，末端经低压降压变压器与用户相连。我国馈线电压等级大多是10kV，每条馈线上线路成树状分布，以辐射形网络连接若干台配电变压器。馈线的不同位置分布有若干负荷，这些负荷种类繁多，随机性大，要准确地描述比较困难。为方便研究，文章采用静态恒功率模型来表示各节点的负荷。考虑到配电网电压较低，线路长度较短，设定以下假设条件：各节点负荷三相对称，三相线路间不存在互感。然后将所有线路阻抗均折合到系统电压等级，得出馈线模型，见图1。在图1所示系统中，分布式电源注入前m节点电压为：可见节点电压与线路输送的功率紧密相关，而线路输送功率取决于负荷功率，假设在m节点接入容量为PDG+iQDG的分布式电源，相当于改变该节点的负荷功率，其节点电压变为。由式（2）可知，该节点注入分布式电源后，节点电压与线路传输功率发生改变。集中供电一般采用辐射状的配电网，稳态运行状态下，馈线电压沿潮流方向逐渐降低．接入分布式电源后，馈线传输的功率减少，抬高了馈线上各负荷节点处的电压，这可能使一些负荷节点的电压偏移超标，节点电压升高多少取决于分布式电源的接入位置及总容量大小。接入点电压Vm必须小于电压偏差要求的最大电压Vmax，整条线路上电压才能满足要求。

在1节点、8节点、17节点接人容量为1000+j500kVA的分布式电源，其节点类型设为PQ节点，进行潮流计算，结果如图2所示。从图2中不难发现分布式电源的接入可以提高系统的整体电压水平，其接入位置与节点电压幅值密忉相关。相同容量的分布式电源接在配电线路的不同位置，对线路的电压分布产生的影响差别很大，接入点越接近线路末端节点对线路电压分布的影响越大，越接近系统母线对线路电压分布的影响越小。因此，在配电网规划及分布式电源接入系统设计时，需要根据分布式电源的性质、容量确定合理的接入点，确定合理的控制方式，只有这样才能改善线路的电压质量，提高供电可靠性。

2分布式电源接入系统

2.1分布式电源的分类一般可以根据分布式电源的技术类型、所使用的一次能源及和与电力系统的接口技术进行分类。按照技术类型可分为小型燃气轮机、地热发电、水力发电、风力发电、光伏发电、生物质能发电、具有同步或感应发电机的往复式引擎、燃料电池、太阳热发电、微透平等，按照一次能源可分为化石燃料、可再生能源；按照与电力系统的接口可分为直接相联、逆变器相联；按照并网容量分，可分为小型分布式电源和大、中型分布式电源。小型分布式电源主要包括风力发电、光伏发电、燃料电池等；大、中型分布式电源主要包括微型汽轮机、微型燃气轮机、小型水电等。

2.2微网技术简介微网是一个小型发配电系统，由分布式电源、相关负荷、逆变装置、储能装置和保护、监控装置汇集而成，具有能量管理系统、通讯系统、电气元件保护系统，能够实现自我调节、控制和管理。微网既可以与外部电网并网运行，也可以孤立运行。从其内部看，微网是一个个小型的电力系统。从外部看，微网是配电网中的一个可控的、易控的“虚拟”电源或负荷。微网系统如图3所示。

2.3将分布式电源组成不同类型的微网目前，比较成熟的分布式发电技术主要有风力发电、光伏发电、燃料电池和微型燃气轮机等几种形式。在城镇配电网中，风力发电、燃料电池、光伏发电发电容量远小于配网负荷，对于这些小容量的分布式电源，采用与附近负荷组成微网的形式并入配网系统，通过技术措施使微网内的发电功率小于其负荷消耗的功率，使这些“不可见”的分布式电源完全等效为一个负荷。针对发电出力达到最大、负荷功率最小的工况，根据发电出力与负荷消耗功率的差值及持续时间计算出需要存储的电量，该电量作为储能装置容量的一个约束条件，再考虑其他的约束条件，为微网配置容量合理的储能装置。当出现发电出力大于负荷消耗功率时，将这部分电量存到储能装置中，在负荷功率高于发电出力时，再将这部分电量释放掉。大型的微型燃气轮机多用于需要稳定的热源、冷源的工商企业，以实现热、电、冷三联供，这些企业的负荷稳定，易于预测。微型燃气轮机的发电功率由用户对供热和供冷的要求决定，发电功率也易于预测。这样，以这些微型燃气轮机为分布式电源的微网是可控、易控的。将分布式电源纳入到微电网，并将其分为纯负荷性质的微网和发电、负荷可控的微网两种，有效的解决了分布式电源潮流不可控的难题，给配电网的调度、运行带来的极大的方便。

2.4微电网接入系统方案纯负荷性质的微网在配网中是一个内部带有电源的负荷，将其接入到配网馈线的中间至末端，可有效地改善配电网电压分布，降低配电网网损。当微网内分布式电源突然故障或者失电时，由配电网对微网内的负荷进行供电，此时配电线路潮流增大，微网内的电压会发生跃变，如电压幅值变化超过用电设备允许值，将会对用电设备造成损坏。针对这种情况，可以利用微网内的储能装置将存储的能量进行逆变，有效地支撑电压，避免产生电压跌落，减少电压波动，有效的保护用电设备。当配电网失电时，微网自动脱网孤岛运行，孤岛的运行方式由微网内部自行控制，对配电网的故障分析、检修、试验不产生影响。对于发电、负荷可控的微网，尤其是容量较大的，在配电网规划及接入系统设计时，需统一考虑中接入位置对配电网电压、继电保护、安全自动装置的影响，需要进行充分的论证，必要时可采用专线接入系统，以确保配电的安全、可靠运行，充分发挥分布式电源的经济效益和社会效益。

3结束语

文章分析了分布式电源接入配网后对电压的影响，并根据分布式电源的不同性质，利用微电网技术，将分布式电源纳入到纯负荷性质的微网和发电、负荷可控的微网，解决了分布式电源潮流不可控的难题，并在配网规划中，对这两类微网接入配网馈线的位置提出建议，达到了改善配电网电压分布、降低网损的作用。影响分布式电源接入系统的因素很多，比如短路电流、继电保护、安全自动装置等，需要在今后继续研究。另外大容量储能技术不成熟是制约分布式电源应用的关键因素，待大容量储能解决后，分布式电源将更加广泛的应用。