电源ic范文

电源ic范文第1篇

AS1331采用4开关架构，效率高达90％，轻负载时的静态电流低至22μA。在关断模式下，AS1331可完全断开输入和输出，关断电流仅有100nA，从而进一步延长了电池使用寿命。AS1331在1.8～5.5V的输入电压范围内可提供2.5～3.3V可调输出电压。为减少外部元件数及缩小电路板空间，器件还提供了2.5、3.0和3.3v多种固定输出电压版本，精度可达±3％。在一节锂离子电池输入电压范围内，AS1331可供出300mA电流。AS1331外配2个小型电容和单个片状电感，可为电池供电应用提供所需的小尺寸、超薄占位解决方案。

austriamicrosystems

电话：0512-6762-2590

http:／／

初级端调节PWM控制器

FSEZ1016A是集成了一个初级端调节PWM控制器和一个功率MOSFET的EZSWITCH PSR PWM控制器，而FAN100是一个初级端调节PWM控制器。FSEZ1016A和FAN100具有专有的节能模式，提供关断时间调制功能，以线性方式减小轻负载状况下的PWM频率。另外，它们还通过减少次级端反馈电路和组件，最大限度地减小功耗(无负载下待机功耗

Fairchild Semiconductor

电话：0755-8246-3088

配备数字接口的输入功率监控器IC

IR3725是为12V电源而设的多功能输入功率、电压和电流监控器IC。它采用已申请专利的TruePower技术，在串行数字接口上于特定区间输出平均功率，不像同类解决方案需要依赖昂贵的A／D转换器来量度系统的功率。系统控制器以新器件提供的数据，体现极佳的整体功率消耗，达到1％的基准电流精度。

International Rectifier

电话：010―6803―8195

过压保护稳压器和浪涌电流限幅器

LT4356－3是一个新的可选版本，在故障情况下提供锁断工作。它也是一个产品系列的最新成员，这个产品系列用来抑制高压浪涌和电流，以保护下游电子组件免受损坏。性能特点：电压范围为4～80V，可调输出钳位电压；浪涌电流限制；反向输入保护至－60V,可调故障定时器；故障输出指示，备用放大器用于电平检测比较器或线性稳压器控制器，过流保护；－55～+125℃工作。

Linear Technology

电话：00852-2428-0303

Email：.cn

httpt／／.cn

针对超级电容LED相机闪光应用的4A单芯片驱动器

CAT3224是4A超级电容发光二极管(LED)闪光驱动器。其支持三项关键功能：精密的超级电容充电控制、电流放电至LED闪光的管理，以及为LED手电筒模式提供恒流。CAT3224以模拟控制输入电路上的外部电阻进行简单编程，吸收达4A的LED闪光脉冲电流及达400mA的手电筒模式电流。这器件集成了双模1x／2x电荷泵，这电荷泵将堆叠的超级电容充电至5.4V额定电压，同时主动平衡控制电路确保两个超级电容单元的电压在充电周期匹配。

ON Semiconductor

电源ic范文第2篇

使用MAX16922等高频开关调节器时，合理的印刷电路板布线不仅提供干净的电源输出，还可以大大节省解决EMI问题的调试时间。本文概述了相关电路设计的要点，为优化布线提供诸多好处。图1所示为MAX16922的原理图。

MAX16922基本布线原则如下。

1　OUT1：尽量减小输入电容Cl、电感L1、二极管Dl和输出电容C2的环路面积。

2　OUT2：尽量减小输入电容C3、电感L2和输出电容CS的环路面积。

3　将电源地(第9引脚和二极管Dl的阳极)在靠近MAX16922下方裸焊盘处通过单点连接到其余地平面。这种连接方式可以降低耦合到MAX16922误差放大器的噪声。

4　采用尽可能短和宽的引线。

优化交流一直流电流通路

MAX16922的开关调节器是器件的最大辐射源。为了降低辐射，开关调节器的无源元件布线非常关键。存在电流阶跃的通路可看作是交流通路，这些交流通路可以按照开关在通、断期间电流的流向进行考察。在开关的通、断周期内可以把有电流流过的通路看作直流通路。

OUT1交流通路

DC-DC转换器(OUTl)具有五个无源元件(c3、cs、C12、L1和D1)，它们直接连接在开关电流通路。这五个元件对OUTl的辐射和性能有很大影响。图2所示为开关接通期间(内部DMOs开关导通)的电流通路。图3所示为开关断开期间(内部DMOS开关关断)的电流通路。两个电流通路的过度位于电流突变期间，可看作是交流通路(图4)。元件D1、C3和cs的布线对于优化幽能最为重要，其次是L1和C12。

OUT2交流通路

同步整流DC-DC转换器(OUT2)具有三个无源元件(C10、c3和L2)，直接连接在开关电流通路。与OUT1类似，这三个元件对OUT2的辐射和性能有很大影响。图5和图6所示为开关通、断期间的电流通路。图7所示为两个电流通路的过度，即最高di／dt。元件c10的布线对于优化性能最重要，其次是L2和C13。

OUT1升压电路的交流通路

Dc-DC转换器(OUTl)采用一个高边DMOS器件，它需要一个比LX1引脚(DMOS的源极)电压高出5V的电源。为了产生这个电压，采用一个自举电容连接到LX1和BST之间(图8)。DMOS断关期间，自举电容(C4)由5vLsUP稳压器充电。LSUP输出还用于误差放大器供电。因此，须尽可能保持一个低噪的LSUP电源，以消除噪声对误差放大器的负面影响。最好的办法是降低C4与MAXl6922之间的引线电感。将C4尽可能靠近第19引脚(GND)和第17引脚(LSUP)放置，不要使用任何过孔。

在LX节点增加缓冲

为了降低开关噪声，在不明显影响电源效率的前提下，LX1的上升／下降时间应尽可能慢。为了进一步降低辐射。可以在LXl节点增加一级RC衰减器，抑制LXl的振铃。作为经验值，推荐选用不超过330pF的电容，以确保不会显著影响效率，它也是达到这一目的所需要的最小电容：建议使用2Ω电阻。图1所示原理图中，缓冲器为可选电路，由R2和C13构成。

LX2的升／降时间比LXl快很多。因为LX2与主输入电源相隔离，通常不需要考虑传导辐射问题。但是，在一些案例中，LX2也会对其他器件和／或连接器造成辐射。同样可以在LX2引脚增加一个缓冲器来降低辐射。可以选择同样参数的元件，电容≤220pF，配合使用8～20Ω的串联电阻。

主电源滤波

主电源的滤波也非常重要，它是降低器件辐射的最后一个关键位置。对于MAX16922等高频开关调节器，辐射通常发生在FM射频波段(76MHz到108MHz)。为了降低辐射，可以针对该频段增加一个高阻磁珠，或谐振频率高于108MHz的电感。

结语

电源ic范文第3篇

需要4W或低于4W功率的应用传统上依赖于基于串联旁路稳压器电路的小型电源，这种电源如图1所示。尽管这种电路简易并且成本低，但由于出现了两种新技术，它已经失去优势。

首先，外部电源(EPS)现在必须满足严格的能效标准，这几乎排除了线性电源的使用。线性电源一般不能满足工作效率和无负载功耗的标准(见图2)。2006年开始，加利福尼亚州和澳大利亚将禁止销售不符合这类新能效标准的电源。

其次，现在的集成电路允许工程师设计低功率开关型电源(SMPS)，这种电源不仅元件数量少而且成本和简便性不逊于线性电源。弄清低功率SMPS的基本使用缺点将有助于工程师基于符合能效标准的新型电源控制器件来设计电路。

低功率SMPS

直到最近，振铃扼流变换器(RCC)才出现极廉价的低功率SMPS设计，但是，RCC的一些缺点妨碍了它取代线性电路：

・能效低，

・缺少热保护，

・元件数量多。

此外，RCC的性能还取决于寄生效应和元件公差之间的相互作用，因此制造商必须经常监视和调整元件(性能)数值以确保可接受的成品率。电路的缺点集中在图3中突出的五个区域。

低效的启动电路，一般的启动电路(图3中I区域)具有一个初始工作电流来驱动MOSFET开关Q1。

但是即使正常工作开始之后，电流仍流经该电路。电阻则和R2的功率损耗使得许多SMPS(不仅仅是RCC)未能满足EPS能效标准中的无负载功耗范围。附加的元件可以在电源正常工作后阻止电流流动，但是可行的设计方案应该是在不增加元件数量或增添成本的条件下消除功率损耗。

开关频率和MOSFET栅驱动。由于RCC自身振荡，因此它们的开关频率主要取决于变压器铁心磁通量复位所花费的时间。这意味着开关频率在负载下最低，而在无负载时最高。(元件(性能)数值和公差也影响基本RCC的开关频率)。但为了满足EPS的能效标准，开关的频率必须随着负载的下降而降低。不增加电路的复杂性、元件数量和成本，设计师是无法解决这个问题的。

控制MOSFET Q1的开关需要8个元件(在图3中Ⅲ区域)外加一个变压器T1的绕组。用PWM(脉宽调制)控制IC替代这些元件将解决若干问题并减少元件数量。但是，这类IC在输出功率低于10W的电源中几乎根本不能节省成本。而且几乎没有控制IC可以随着输出负载的下降而自动降低开关频率。

MOSFET的电流灵敏度。电流灵敏型电阻器(图3中的Ⅱ区域)必须具有严格的公差和良好的温度稳定性，这使得它价格贵。此外，这种电阻器增加了MOSFET的RDS(on)，这可能降低1％―2％的效率。去除电流灵敏型电阻将会降低元件数量和成本，同时增大效率，但是，已经证明4W功率范围内的电流灵敏型变压器成本太高，因此感应MOSFET电流的其它唯一方法是需要采用已取得专利的技术。

电压的感应和反馈。元件R12、R13、VR3和U1―A(图3中用Ⅳ区域)感应输出电压并将隔离的信号反馈到电源电路的一次侧来控制MOSFET的负载循环。设计师不牺牲调压精度是无法减少该电路二次侧的元件数量。但去除该电路一次侧上的D5、C6和R8就会简化设计。

漏极点箝位电路。这部分电路(见图3中v区域)是可能去除元件的最后一个地方。

尽管不是一个电路元件，但需要注意热保护，因为热保护已经成为一个EPS业界广泛应用的标准。增加温度传感器和关闭电路加大了小型电源的成本。

电源转换汇可以克服大部分的这类设计问题。一般，这些器件含有一个控制器，一个功率MOSFET和保护功能元件，集成化使得元件数量少，并使设计和原型制造时间年降至最低程度，同时降低厂生产和测试成本。另外，与线性电源或RCC相比，围绕这类IC设计的电源一般为最终用户提供了优异的安全性、现场可靠性和能效性能。

围绕电源转换IC设计的某种2W SMPS示意图(图4)展示了一种电路，它的元件的含量仅为图3中振铃扼流变换器电路的一半。将材料、设计时间，制造和其它成本进行比较表明制造商是可以生产这种类型的电源的，而成本等于或低于等效的线性电源的成本。

电源转换IC，像这里使用的这种，由于将高电压MOSFET和低电压控制电路集成于一块单芯片上，因而减少了元件数量。一种通／断控制电路可以实现快速的启动而无输出过冲，并且不需要控制回路的频率补偿元件。

控制器从(连接到漏极引脚的)内部高电压电流源区给自身加偏置电压，这就在实际上去除了外部启动和偏置供电电路。这种特性进一步在设计时减少了元件数量同时降低了无负载的功率损耗。为调节电源的输出电压，控制器略过开关循环，而实际上略过开关循环进一步减少了无负载功率损耗，增加了效率。

电源ic范文第4篇

（1）几何尺寸缩小四倍以上。引脚间距从2.54 mm降到1.27 mm，再降到0.65 mm甚至0.5 mm。底部加入金属散热板，总厚度降到1 mm甚至0.8 mm。

（2）多数芯片用少量引脚就加入了OVP，UVP，OCP的功能，芯片中加入了OTP功能。

（3）加入高压起动源电路，含500 V和100 V两种。NCP1282内部加入耐压500 V的高压起动源，应对AC—DC的PFC之后的输入。而NCP1562（UCC2891，LM5027等）内部加入100 V的高压起动源，应对48 V通讯DC—DC电源系统。

（4）新颖的QR准谐振反激变换器，如NCP1207，NCP1337等采用准谐振技术的反激变换器，效率提高，EMI降低，成为新一代适配器的必选产品。加入软关断技术的有源箝位正激变换器NCP1562，UCC2897是最可靠的有源箝位控制IC。通过8引脚的LLC谐振半桥控制器UCC25600设计的LCD—TV电路非常简单，而性能却一点都不差，一支引脚既设置频率范围，又作反馈光耦的连接点。VCC一个端子既作IC供电，又含UVLO和OVP的功能。芯片内加入OTP功能，OCP给出两个电平的过流保护。而对称的全桥ZVS软开关控制器ISL6752将电源技术领进节能，高效，高功率密度（小体积），低EMI，低空载功耗的金牌效率绿色电源领域。

（5）各种控制同步整流的技术和相应的控制IC是提高转换效率的最大亮点。LTC3900，LTC3901做好对称和不对称两种电路的同步整流控制。IR1167，IR1168将二次侧同步整流控制做到极致。NCP4302专门做好QR反激变换器的同步整流控制。

（6）两相交错式PFC的控制IC，对应同样输出功率降低一半的EMI，输出电流纹波对消，提高转换效率。其中UCC28070，UCC28060是最优秀的代表作品。其他公司也纷纷推出类似产品。如NCP1631，FAN9612等等。

（7）随着手提电池供电电子设备的飞速发展，非隔离的DC—DC控制IC更是如雨后春笋般地推出。新型的加入同步整流的BUCK（LTC3851），BOOST（LTC3813），INVERTING （LTC3704），BUCK—BOOST（LTC3780） 控制IC以全新的面目进入电源世界。

（8）数字控制技术完满地进入高端电源领域。通讯，服务器，电脑系统的电源将是最先进入数字化的部分。Si8250 是隔离AC—DC一款优秀的作品。而ZL2008是非隔离BUCK电路的数字控制IC。

（9）主要开关元件功率MOSFET采用纳米光刻技术已经让NMOS的导通电阻小于1 MΩ，栅电荷小于10 nc，开关速度小于20 ns。让PMOS进入500 kHz的水平。这也是开关电源技术进步的一大关键。

电源ic范文第5篇

【关键词】移动电源；同步Boost；ASIC设计；MCU

1.引言

随着iphone、ipad带动的全球智能手机、平板的风靡一时，人手一部智能手机已经不再是遥远的梦想，手机与平板是人们外出的必备物品，除了兼具通信、拍照、电脑功能之外，这些数码设备同是也是一种时尚体现，对轻巧纤薄的完美外形之极致追求与电池的续航能力成为一对矛盾。为了追求完美，iphone、ipad更是设计出一体化用户不可拆卸机身，电池无法拆卸，于是移动电源成为了数码后备电源的必须品，其市场需求随着智能设备的发展迅速扩大。

2.方案分析

2.1 技术规格与方案比较

当前适用于手机平板的主流移动电源的规格为：

（1）具有锂电池充放电管理功能；

（2）5V/500mA/1A/2A输出。

其中，锂电池充放电管理由“保护IC+ASIC或MCU”实现，5V/500mA/1A/2A输出由锂电池Boost升压加反馈控制实现。在移动电压的方案中，最关键的指标和技术难点是Boost升压输出的效率，因为锂电池充电电源一般来自220V市电充电器，不需要特别强调效率，而Boost升压是将电池的电能输出给手机、平板，充电效率特别重要。以10000mA时的移动电源为例，90%的效率与70%效率的Boost充电电路，输出电能相差2000mAh，从用户体验来看，效率低的移动电源发热严重，安全隐患也较大。Boost电路主要有两种，一种为二极管续流Boost，电路相对简单，一种为同步Boost，电路相对复杂，对控制时序的精度要求高，过去几年由于需求旺盛，为了快速出货，大量方案均采用二极管续流的Boost方案，价格战非常剧烈，因此，高端厂家开始转移到同步Boost方案。

2.2 专用MCU的同步Boost方案

移动电源专用MCU HT45F4M的方案是当前市场广泛采用的同步Boost方案，具有电路简洁，效率高的特点，原厂提供的技术指标为：静态耗电小于10uA，实测放电转换效率最高超过91%（5V/700mA输出时）。锂电池保护机制：过流过压过温保护。其同步Boost的原理图与二极管续流Boost对比如图1所示。

图1 HT45F4M同步Boost与通用MCU二极管续流Boost对比

由图1所致可见，HT45F4M与通用MCU相比，主要特点是内置互补式的PWM输出功能，通过OUTL、OUTH的PWM互补时序，分别控制NMOS、PMOS的通断，从而实现同步Boost。我们实测过该方案的成品，效率与厂家提供的指标基本一致，与二极管Boost方案相比，1A以上大电流工作时，其功率器件发热量低，效果差别明显，性能良好。

3.互补式PWM的IC设计实现

由于HT45F4M与通用MCU的主要差异是互补式的PWM输出，如果设计一颗实现互补式PWM输出的ASIC，适当选择具有PWM输出功能的通用MCU搭配，也可以实现类似HT45F4M的功能。这种IC设计+通用MCU的方案可以广泛利用现有的大量MCU资源，更具灵活性，成本也有竞争力。

3.1 结构框图与时序图

互补式的PWM的结构框图与时序图如图2所示，由通用MCU产生PWM输出，输入ASIC，经延时时间插入电路，产生互补式的PWM输出，此PWM输出为PWMp，PWMn两路，PWMp控制P-MOS，PWMn控制N-MOS。这两个MOS管在充电时，用于控制充电电流；在放电时可用于控制放电电压。充电时，PMOS导通的时间越长，充电功率越大。放电时，NMOS导通的时间越长，放电功率越大。

图2 互补式的PWM的结构框图与时序图

3.2 ASIC的设计与仿真分析

我们使用Candence IDE设计仿真了一颗ASIC，实现图2所示的互补输出，由MCU提供PWM信号，通过延时和组合逻辑实现图2所示的PWM互补输出时序。图3所示为PWM与PWMn时序的仿真结果，图中电压峰值低者为来自MCU的PWM信号，电压峰值高者为PWMn信号，PWMn下降沿与PWM的上升沿几乎重叠，PWMn上升沿滞后于PWM的下升沿。时序上与图2所示一致。

图3 PWM与PWMn信号的仿真时序

图4所示为PWMn与PWMp时序的仿真结果，也是设计互补PWM输出最终需要的结果。PWMp的低电平信号被“包围在”PWMn的低电平信号中，也实现了图2所示的时序关系。这意味着“PMOS仅在NMOS关断期间开通”，因为在同步Boost的电路结构中，PMOS是低电平开通，NMOS是低电平关断。

图4 PWMn与PWMp的仿真时序

图4所示的波形同时表明，ASIC的设计实现了当NMOS关断的时候，PMOS滞后DT1时间开通，当PMOS关断DT2时间后，NMOS开通，这意味着“NMOS仅在PMOS关断期间开通”。可见，PMOS与NMOS都在对方关断后导通，两个管不会同时导通。当NMOS导通时，电能转化为电感线圈的磁场能，当NMOS关断后，磁场能转化为电能，与电池电压叠加，通过PMOS管输出，于是，电路实现了同步Boost升压功能。

3.3 开关损耗

当NMOS关断后，在PMOS管还未导通的DT1时间内，Boost电压通过其PMOS管的体二极管输出，因体二极管的压降较大，这会带来功率损耗，但由于MOS管开关时间在几十纳秒以内，因此在整个导通周期内损耗不大。恰当设计ASIC的延时时间，通过ASIC的Option Pin脚使延时时间长度可变，并选择合适的MOS管，即可使DT时间略大于PMOS管的开关时间，保证两个MOS管不会同时导通，并减少开关损耗。

与肖特基二极管相比，由于PMOS的导通电阻低，管压降小，从而提高了效率，理论上肖特基的压降约为0.3V，在5V/1A输出时，肖特基上浪费的功率约为0.3V*1A=0.3w，约为输出功率的6%，这样，若不计MOS管的导通电阻与开关损耗，理论上同步Boost效率比二极管续流高约6%，常用的低压功率NOS管如8205A或P2804NVG在1A电流时导通电阻只有几十毫欧，开关时间只有几十纳秒，所以实测结果显示同步Boost方案的效率提高明显，功率器件发热较低，与理论分析相符。

3.4 竞争力与成本

除了肖特基外，电感，导线，电路板走线都会发热，因此输出电流500mA以上时，二极管Boost的移动电源很难做到90%以上的效率，而同步Boost较容易达到，对于大容量移动电源而言，两种方案因效率产生的电池成本差别非常大，并且同步Boost移动电源本身因发热而产生的温度上升幅度很小，因此，容量越高、电流越大的移动电源，在技术指标、成本和用户体验三个方面，非同步Boost方案越缺乏竞争力。由于不同MOS管的开关导通时间不同，ASIC的延时时间可以通过增加或减少延时门的数量来调节。经测算，在0.5um工艺下，不计Pad时，Layout的面积小于0.4mm^2，成本很低。

4.MCU选型及软件流程说明

使用通用MCU的PWM驱动Boost升压，实现移动电源方案，在MCU选型时，其PWM的输出频率最好在100KHz以上，否则需要很大的电感和滤波电容，MCU应当有8bit以上的AD能力。我们分析过HOLTEK、海尔、义隆、Sonix、芯睿等消费电子常用的MCU资料，均有可以达到这一要求的通用MCU型号。

移动电源软件流程主要包含三部分：主循环，充电管理，放电管理等。我们分别使用过台湾Holtek的HT46R066、海尔的HR6P71、芯睿的MK7A22P三种MCU，实现了由MCU的PWM驱动的移动电源方案，以下流程经实际验证是可行的。

4.1 主循环

外部电源接入时，进行充电管理；外部负载接入时，进行放电管理。按键按下时进行LED电量显示，按键长按时打开手电筒功能。在整个充放电过程中进行温度检测保护，在整个充电过程中保持LED输出。放电时若超过10秒无按键，则进入到低功耗模式，关闭LED。

4.2 充电管理

充电管理主要功能为：当电池电压小于3V时，进行涓流（1/10C）充电；当电池电压在3V-4.2V时进行恒流充电。当电池电压大于4.2V时，进行恒压充电直至充电电流小于1/10C，此刻认为电池充满，用于电量显示的LED全亮。

4.3 放电管理

放电管理主要流程为，产生PWM信号驱动Boost升压，由MCU的AD Pin检测输出电压，当输出电压低于5V或高于时，改变PWM的占空比，控制Boost升压的幅度，实现恒压。通过串联在输出电路上的电阻，检测电阻压降的AD值，改变PWM占空比，实现恒流输出和限流保护。如果MCU的AD位数小于10位，也可采用软件算法限流，实际测试可用，但控制电流的精度较低。

5.结语

相对二极管续流的非同步Boost方案，同步Boost的移动电源具有效率高的突出优点，理论及实测都充分证明这一优点，因此它将会成为消费电子市场中移动电源的主流方案。本文提出了一种IC设计结合通用MCU实现的同步Boost方案，并进行IC设计仿真，达到预期结果。与专用IC相比，可充分利有现有MCU资源，方案选择灵活、成本也具有竞争力，相信这种形式的方案将在市场占有其一席之地。

参考文献

[1]HT45F4Mv110.PDF.台湾盛群半导体股份有限公司， 2013-5-15.

[2]8205A.PDF.HI-SINCERITY MICROELECTRONICS CORP，2007-3-12

[3]P2804NVG.PDF.NICO-SEM尼克林微电子股份有限公司，2004-8-19

[4]HR6P71v2.1.PDF.上海海尔集成电路有限公司，2011-5-5.

[5]MK7A22P.PDF.台湾芯睿半导体有限公司，2007-12-03.

作者简介：

李文胜，广州松田职业学院讲师，主要研究方向：嵌入式系统、IC设计。

电源ic范文第6篇

引言

将基于功率因数控制器的有源功率因数校正（PFC）预调节器应用于分布式电源系统的前端时，能使非线性负载呈现纯电阻性，迫使桥式整流器的输入电流正比于输入电压，并且与线路电压保持同相位，因而线路功率因数几乎达到1。有源PFC预调节器的DC输出电压必须高于AC线路电压的峰值。对于270V的AC最高输入线路电压，PFC升压变换器的DC输出稳定电压通常是385V或400V。基于美国飞兆半导体公司功率因数控制器FAN4810的PFC升压变换器，有着宽输入电压范围和宽输出功率电平，符合IEC100032规范和UL1950标准，具有超快速PFC响应。本文简要介绍了PFC控制器FAN4810的主要特点，给出了完整的应用电路，重点介绍了利用FAN4810控制器的500WPFC预变换器设计。

图1

1 FAN4810的基本结构及主要特点

FAN4810采用16引脚DIP和16引脚SOIC封装，芯片电路组成框图如图1所示。

FAN4810是一种平均电流、连续升压前沿PFC控制器，其主要特点如下：

1）含有TrifaultDetectTM功能，符合UL1950安全标准。万一反馈通路失效，反馈脚VFB上电压太高、太低或开路，三故障（Trifault）检测电路将终止PFC驱动；

图2

2）压摆率增强的跨导电流误差放大器（IEA），提供超快速PFC响应；

3）内置增益调制器，并且有3个输入，即AC线路电流参考输入IAC、AC线路电压检测输入VRMS和PFC输出电压反馈误差放大器（VEA）输出VEAO，这种3输入增益调制器，对PFC起核心控制作用；

4）带有输出过电压保护（OVP）、输入电压过低（brownout）保护、VCC欠压锁定（UVLO）、峰值电流限制和软启动功能；5）带开/关PWM时钟输入（脚CLKSD）和同步时钟输出（脚CLKOUT）；

6）VCC启动门限为13V，关闭门限是10.8V，启动电流约200μA，在VCC=15V下的工作电流约5.5mA；

7）栅极驱动电流容量达±1A。

2 应用电路与设计

2.1 应用电路及操作

图2示出了由FAN4810组成的一个500W有源PFC升压变换器电路。

在接通AC线路电源后，当电容C15通过R13和R14被充电到13V时，FAN4810启动。启动时，在PFC开关Q1导通之前，为保证PFC操作，通过二极管D2的电流迅速对C5充电到AC线路电压峰值。当Q1关断时，C5上电压经L1升压至400V。升压电感器L1的辅助绕组及D3，D4，C12，C16和R10，C15组成的全波整流滤波电路，为FAN4810脚VCC提供15V的DC工作电压。Q4，R16和C20等组成软启动电路，FAN4810误差放大器输出VEAO被迫跟随Q4对C20充电。当C20被充电至VREF（7.5V）时，Q4截止。

2.2 设计程序与方法

2.2.1 PFC升压变换器基本参数

图2所示的PFC升压变换器电路主要参数为：

输出功率Po=500W；

最低AC线路电压VMIN=80V；

最高AC线路电压VMAX=264V；

DC输出电压Vo=400V（正常值），最小值Vo(MIN)=300V；

变换效率η=0.93；

开关频率fs=100kHz；

总电流谐波失真THD=5％。

2.2.2 主要电路和元件参数选取

根据PFC变换器的技术条件和FAN4810的电气特性，可以确定主要元件的选取。

2.2.2.1 升压电感器L1电感值的确定

PFC变换器在连续导通模式（CCM）下工作，最大峰值AC线路电流IIN（PK）为

高频电流峰—峰值ΔI可按IIN(PK)的20％来处理，即ΔI=9.5A×20％=1.9A。通过L1的最大电流为

IL(MAX)=IIN(PK)＋ΔI/2=9.5A＋1.9A/2=10.45A

开关占空因数D为

L1的电感值可由式（1）确定。

将相关数据代入式（1）得到L=426μH，可选择420μH（电流容量为10A）。

2.2.2.2 输出电容C5的选择

支持（holdup）时间tHLD是确定C5容值的主要依据。tHLD是在AC电源中断之后，变换器输出仍然在规定范围的保持时间。其间，C5中储存的能量J=PotHLD，同时还可表示为J=〔CVo2－C〕，由此可得

可选取tHLD=20ms，同时将Po=500W，Vo=400V和Vo(MIN)=300V代入式（2），得C=285.7μF，可选择330μF/450V的高压铝电解电容器。

2.2.2.3 振荡器定时元件R6和C18的选择

FAN4810脚7外部电阻R6和电容C18共同设置振荡器频率fs。

由于fs=100kHz，若选择C18=470pF，R6的阻值为41.75kΩ，可选取41.2kΩ。

2.2.2.4 增益调制器输入电路元件的选择

增益调制器在脚2（IAC）上的输入电流由电阻R1(R1A＋R1B)来编程。R1可利用式（4）确定。

式中：GMAX=2，是增益调制器最大增益；

RMO=3.6kΩ，是增益调制器输出电阻；

VGMO(MAX)=0.75V，是增益乘法器最大输出电压。

又VMIN=80V，据此可得R1=1.06MΩ，可采用两只453kΩ的电阻串联而成，功耗均为（1/8）W。

R2(R2A＋R2B)和R3与R4组成电阻分压器，同时R2，R3，R4和C3，C2组成两级低通滤波器。为使增益调制器在低AC线路电压VMIN下有一个最大增益，电阻分压比必须给出一个11V的平均DC电压施加到FAN4810的脚4（VRMS）。平均线路电压VAV为

通常R2＋R3取1MΩ左右。若取R2(R2A＋R2B)=R1=2×453kΩ=906kΩ，则R3的数值可选取100kΩ。

由于FAN4810脚4上的电压是1.1V，通过R2和R3的电流为

I(r2+r3)=(VAV-1.1)/(R2+R3)=(72.1-1.1)/(906+100)×10 3＝75.5μA

这一电流绝大部分通过R4，因而R4近似为R4==15.67kΩ

可选取R4=15.8kΩ。

滤波电容C3和C2分别由式（5）和式（6）确定。

式中：f1=15Hz和f2=23Hz分别是两级滤波器的极点频率。

将相关数据代入式（5）和式（6），根据计算结果，C3可选择0.1μF/50V、C2选择0.47μF/16V的标准电容器。

2.2.2.5 电流感测电阻R5的选择

FAN4810脚3通过R17和C19组成的滤波电路连接电流感测电阻R5(R5A＋R5B)。滤波电路用作滤除启动时浪涌电流引起的浪涌电压，以保护脚3（ISENSE）。R5上的电压降不应超过IC中增益调制器最大输出增益VGMO(MAX)，即

R5≤VGMO(MAX)/IL(MAX) （7）

式中：VGMO(MAX)=0.75V，IL(MAX)=

10.45A。因此，R5≤0.072Ω，可选择0.05Ω，用两只0.025Ω(3W)的电阻串联在一起。

2.2.2.6 电流误差放大器补偿网络元件的选择

FAN4810脚1（IEAO）与脚14（VREF）之间连接的R12，C6和C7，组成电流误差放大器补偿网络。

FAN4810含有一个电流控制环路和一个电压控制环路。在跨越频率fc(c1)上电流环路的开环增益GPWM(BOOST)为

GPWM(BOOST)=(VoRs/VRAMP2fc(cl)L) （8）

式中：fc(c1)=0.1fs=10kHz；

VRAMP=2.5V为振荡器斜坡谷—峰值电压；

Vo=400V，Rs=R5=0.05Ω，L=420μH。

因此根据式（8）可得GPWM(BOOST)=0.303。

在跨越频率上的电流误差放大器增益为

Gc(c)=10|20logGPWM(BOOST)|/20=10=3.3

R12可通过式（9）计算。

R12=Gc(c)/G(ca) (9)

式中：电流误差放大器跨导G(ca)=0.1mS（即0.1mA/V）。

因此R12=3.3/0.1mS=33kΩ，实际选择33.2kΩ。

电容C6和C7容值分别利用式（10）和式（11）计算。

C6=1/[2πfcl(z)R12] （10）

C7=1/[2πfc1(p)R12] （11）

式中：fc1(z)=0.2fc(c1)=2kHz，fc1(p)=10fc(c1)=100kHz，分别是两个补偿网络的零点和极点频率。

根据式（10）和式（11）计算C6=2.39nF，

C7=47.9pF，实际选取C6=2.2nF，C7=47pF。

2.2.2.7 电压误差放大器补偿网络元件的选取

R7(R7A＋R7B＋R7C)和R8组成的电阻分压器，为电压调整环路提供反馈信号，并施加到FAN4810的脚15（FB）。电压误差放大器输出端（脚16）与地之间连接的R11，C8和R7，组成电压环路的补偿网络。

电压误差放大器的同相输入端，在内部连接25V的参考电压。推荐R8=2.37kΩ，流过R8的电流为

IR8=VREF/R8=2.5V/2.37kΩ=1.055mA

R7可利用式（12）计算。

R7≈(VBUS－VREF)/IR8 （12）

式中：VBUS=400V，为DC总线电压。

根据式（12）可得R7=376.78kΩ，可选取381kΩ，用3只127kΩ的电阻（R7A，R7B和R7C）相串联。

在电压误差放大器补偿网络中，电容C9主要用于衰减二次谐波。C9的容值可通过式（13）计算。

C9=1/(2π2finZEA(SH)] （13）

式中：fin为AC输入线路频率(50/60Hz)；

ZEA(SH)是在二次谐波频率上的电压误差放大器阻抗。

在PFC变换器输出电容C5（330μF）上的二次谐波电压纹波经R7和R8组成的电阻分压器和FAN4810的脚15（VFB），反馈到电压误差放大器反相输入端（同相输入端为2.5V的参考电压）。电压误差放大器的输出电压范围从0.1V到6.7V，跨导gva=0.065mS，结合DC输出电压分压比R8/(R7＋R8)，可以计算出在二次谐波频率上误差放大器增益GEA(SH)=7.33。因此，可以计算出ZEA(SH)=GEA(SH)/0.065mS=112769Ω。将该数值和fin=60Hz代入式（13）得到C9=0.011μF，可选择0.01μF/50V的标准电容器。

飞兆（Fairchild）半导体公司建议FAN4810电压控制环路的跨越频率fc(v1)=30Hz，零点频率fv1(z)=3Hz。不难计算在跨越频率（30Hz）上电压误差放大器增益GEA(FC)=36.7，于是补偿网络中电阻R11的取值为

R11=[0.9GEA(FC)]/gva （14）

将GEA(FC)=36.7和gva=0.065mS代入式（14）得到R11=508.15kΩ，可选择510kΩ的标准电阻。

电容C8可通过式（15）计算。

C8=1/[2πfv1(z)R11] （15）

将fv1(z)=3Hz和R11=510kΩ代入式（15），得到C8=0.104μF，可选择0.1μF的标准值。

2.2.2.8 功率开关Q1和升压二极管D1的选择

Q1和D1的耐压至少是500V，以能安全承受400V的DC升压电压。由于通过升压电感器L1的最大峰值电流IL(MAX)=10.45A，故Q1和D1的峰值电流容量不能低于1045A。推荐升压二极管D1选用ISL9R1560P2，Q1选用FDH44N50，FQA28N50，FQA19N60等MOSFETs，或选用FGH40N6S2D，HGTG20N60A4D，FGK60N6S2D等IGBTs。

3 实验结果

对于图2所示的PFC升压变换器电路，按设计结果选择元器件，焊接在PCB上经检查无误后，在AC输入端串接上AC250V/8A的保险丝F1。为安全起见，可在输出端（香蕉插头J3和J4）接100W的负载，并接一块DC电压表。在输入端（J1和J2）连接一个隔离可调的AC电源（通常为交流调压器），使AC输入电压从零缓慢增加到90V时，PFC变换器输出在5s之内应为DC（400±5）V。当断开AC输入时，输出电压应降至零。尔后，在PFC输出端接500W负载。

当负载从50W逐步增加到500W时，变换器效率和THD变化曲线如图3所示。图4为AC输入电流波形，图5为PFC变换器输入电压（经全波整流的AC线路电压）和DC输出电压纹波波形。

4 结语

采用带TrifaultDetectTM功能的连续模式平均电流型功率因数控制器FAN4810设计的500W

电源ic范文第7篇

关键词：PMIC LTC3554；LTC3101；静态电流

技术背景

当今便携式电子设备的小型化和高集成度发展趋势要求延长电池工作时间，降低功耗，并且限制其设备内部IC及其相关元件占用印制电路板的尺寸。由于电池技术的进步延长了电池工作时间并且减小了最终产品的尺寸，对于加速发展这种趋势一直起到促进作用。可再充电的棱柱形锂离子电池／聚合物锂电池已经将它们用作给中等到高端便携式电子设备提供电源的先进化学电池，从而可提供最合适的外形尺寸、合用的电压范围、电能密度(容量)和电池寿命。因此，当人们一旦注意到镍镉(NiCd)电池的有毒性时，人们正在寻找将新的锂离子电池用于大电流应用的途径(例如电动工具)。而且新的锂离子化学电池(例如磷酸锂电池)正在兴起，它与传统的锂电池／聚合物锂电池相比，它提供较低的可用工作电压范围，较低的串联电阻和较高的安全性。

最近新推出了一种一次性锂电池(例如Energizer“e2”电池)，其尺寸与碱性电池一样大。它们不但延长了电池工作时间，而且具有尺寸小巧、使用方便和价格便宜的特点，非常适合那些以前习惯使用碱性电池和镍电池的便携式设备的客户(例如数码相机和手持GPS)。这些电池超出了可再充电的锂离子电池、聚合物棱柱形电池、碱性AA或AAA电池以及可再充电的镍金属氢化物(NiMH)电池的范围，从而扩大了便携式电子设备工程师的选择范围。这种电池与其他的不可再充电的碱性电池或镍电池比较，其延长电池寿命的优点要比其初期成本高的缺点更重要。相比之下，可再充电的NiMH电池具有相对低的电能密度，但它是一项成熟的技术，而且成本低、无毒性，所以一直用于许多便携式电子设备之中。可再充电和不可再充电的碱性电池在低端电子设备中一直很流行，它具有很低的自放电和低成本特点以弥补其相当低的电池寿命。

设计挑战

毋庸置疑，当今电池供电的便携式电子产品设计师都在接受相当的设计挑战。这些设计师为了适应系统复杂性、电能预算和散热管理不断提高的趋势，势必要求高性能电源管理结构。这样的系统应该在电池工作时间、与多个电源的兼容性、高功率密度、小外形尺寸和高效散热管理之间达到最佳均衡。必须做到精心地选择电池，连接其他电源(USB、墙上适配器等)给系统供电，因为电池寿命和电池工作时间显然是重要考虑。

与此同时，系统中的功能不断增加迫使系统功耗的提高，当设备工作时自然要降低电池的工作时间。对于可再充电的电池，随后的充电和再充电周期会使电池的寿命受到限制，尤其是在再充电频率很高的情况下。在电池供电情况下，电源管理IC的高电池耗电、高静态电流(IQ、无负载)和低功率转换效率都会对电池工作时间产生负面影响。因此，在可再充电电池和不可再充电电池两种情况下，设计师为了向最终用户提供长的电池工作时间都必须权衡产品性能、静态电流与工作电流、系统功耗和转换效率。

上述这一切都将成为过去，这要多谢新推出的低功耗电源管理集成电路(PMIC)，与其他传统的高耗电和高热量PMIC相比，现在的PMIC对系统提供了高效电源，而且仅需最少的组件、显着减小了尺寸和大幅地提高性能。另外，与笨拙的低性能分立IC解决方案相比，这些新的PMIC可大大简化设计并且缩小解决方案的尺寸。

简单的解决方案－带超低IQ和高效开关稳压器的PMIC

在宽负载范围内具有低静态电流和工作电流并且带有高效开关稳压器的IC，有助于在便携式电子设备中保持电池工作时间。凌力尔特公司(Linear)推出的PMIC带有PowerPath控制、超低静态电流与待机电流、以及一流的集成功能单元电路(例如高效可编程同步降压-升压型和降压型开关稳压器)既简单又轻松地解决了这些设计挑战。这之所以成为可能，因为在PMIC开发中采用了不同的方案，使用了较多可选的集成度以提供一个紧凑的解决方案，而无需牺牲性能。例如，LTC3554是一款适合锂离子／聚合物电池应用的微功耗多功能PMIC，包括一个USB兼容的线性PowerPath管理器、一个独立的电池充电器、两个高效同步降压型稳压器和一个按键控制电路。当全部输出保持稳压时，可选择的待机模式引脚(详见图1)可使电池的损耗电流减小到只有10UA。

当LTC3554从一个USB端口或5V墙上适配器提供高达400mA的电池充电电流时，它的PowerPath管理器能自动控制负载的优先顺序，浑然一体地管理多输入电源之间的切换以便向负载加电。输入电流限制是引脚可选的，并且内部设置以满足USB的电源规范(需外部电阻器)。LTC3554的输入电压允许高达5.5V，为了提高坚固性，其绝对最大瞬态电压为7V。该IC的“即时接通”运作特性确保电池甚至在完全放电的情况下也可对系统供电。它的自主性工作能力无需一个外部管理器来终止充电。

两个内置同步降压型稳压器以100％占空比工作，并且每个稳压器能够提供高达200mA的输出电流，可调节输出电压低至0.8V。为了增加灵活性，这两个稳压器可独立控制使能和停用，并且其振荡频率和对应转换速率也是引脚可选的(1.125MHz或2.25MHz)，从而允许应用电路动态地对效率和EMI性能作出权衡。该IC的高开关频率特性还允许使用小尺寸低成本电容器和电感器。其内置低RDS(ON)开关能够提高效率高达93％，并且使电池工作时间达到最长。另外，突发模式(Burst Mode)在轻负载时优化了效率，每个稳压器的静态电流仅25μA(在停机模式下

在轻负载和空载条件下，LTC3554的降压型稳压器自动地切换到节能迟滞控制算法，它间歇地操纵开关以便使开关损耗最小。这被称为突发模式操作，在该模式中，降压稳压器使电源开关进行足够次数的循环，以把输出电容器充电至一个略高于稳压点的电压。该降压型稳压器随后进入一种减少静态电流的休眠模式。在这种状态下，功耗可减到最少，而输出电容器提供负载电流。只要输出电压降低到稳压点以下，该降压型稳压器便从休眠模式唤醒，并且再次调整开关直到输出电容器电压再次稍高于稳压点。因此休眠时间取决于负载电流，由于该负载电流决定输出电容器的放电速率。如果负载电流增加超过大约50mA，那么该降压型稳压器要恢复到恒定频率运作。

当STBY引脚置高电平，允许全部开关稳压器在待机模式下工作。在这种模式下，稳压器保持输出处于稳压状态，而独立的降压型稳压器的静态电流降低到只有1.5μA。这种模式适合于具有微功耗待机、休眠或存储器“持续运作”模式的应用。每个稳压器的负载能力可降低到5mA。待机模式在负载极轻的情况下使用，此时，即使是突发模式操作的低静态电流也被认为是过大了。

当两个稳压器其各自的PWR_ON引脚的输入端接低电平时，每个降压型稳压器都被停机。在停机状态下，每个开关稳压器从电源引脚(BVIN)只消耗几个nA的损耗电流。每个被禁止的稳压器还可在其输出端从其开关引脚对地接一个10kΩ的下拉电阻器。

LTC3554提供了一个集成按钮接口，该接口使得能够利用单个按钮来完成应用电路的上电和断电操作，并通过PBSTAT输出来发送用户输入信号。初次揿按按钮将对降压型稳压器的上电操作进行排序，并向应用电路供电。后续的按钮揿按将由PBSTAT输出端上的一个低电平信号来指示。通过监视PBSTAT信号，应用的微处理器就能够改变操作或按照某个按钮命令来执行断电操作。另外，按钮接口还具有一种“硬复位”状态，通过揿按按钮达5s以上即可达到该状态。硬复位将把两个降压型稳压器全部断电，并将LTC3554置于一种超低电流(

采用不可再充电电池(例如：碱性电池或Energizer“e2”锂电池)甚至在终端产品的外部进行充电的电池(比如：镍电池或可再充电碱性电池)来给中低端便携式电子产品供电的情况很常见。为了满足此类设备的需要，凌力尔特开发了微功率PMIC――LTC3101。通常在采用两节AA电池供电的应用中，人们使用一个升压型稳压器来产生3.3V电压轨。然而当采用e2锂电池时，由于电池电压较高，VBAT会高于VOUT，因此升压型解决方案要么不起作用，要么效率非常低(取决于所采用的升压型转换器类型)。不过，由于LTC3101采用一个内部降压-升压型转换器来产生3.3V电压轨，因此没有输入电压限制，并且能够轻而易举地处理e2锂电池。总之，降压-升压型转换器的有效性并非仅仅因为它提供了从USB／锂电池／5V墙上适配器输入获取工作电源的能力，而且还在于必需在采用所有可能的两节AA电池输入时实现高效运作。

LTC3101“始终保持运行”的VMAX和LDO输出负责为关键的功能电路或附加的外部稳压器供电。内部排序电路和独立的使能引脚提供了灵活的上电和断电选项。此外，该IC的PowerPath控制电路还运用一种低损耗PowerPath控制拓扑结构在这些多种输入电源之间实现了无缝和自动的功率通量管理。每个开关电源的输入都具有一个额外的开关MOSFET，一个FET连接至BAT输入，而另一个FET则连接至USB输入。这使得该IC能够自动选择其将要使用的输入(如果USB和电池均存在)，并在采用任一种输入电源进行操作的情况下优化效率。

LTC3101的降压-升压型稳压器能够连续提供高达800mA的电流(当输入电压高于3V)，并非常适合在1.8V至5.5V的完整输入电压范围内对一个3.0V或3.3V输出进行高效调节。LTC3101的两个降压型稳压器均具有100％的占空比工作，各能提供高达350mA的输出电流，并具有低至0.6V的可调输出电压。其内部低RDS(ON)开关实现了高达95％的降压-升压效率和高达93％的降压稳压器效率，从而最大限度地延长了电池的运行时间。此外，突发模式操作还在轻负载条件下优化了效率，总静态电流仅为38gA(当所有稳压器均被使能)和15μA(在待机模式中，这时LDO和MAX输出处于运行状态)，详见图3和图4。1.27MHz的高开关频率允许使用纤巧的低成本电容器和高度

电源ic范文第8篇

【关键词】开关电源；反馈；脉冲调制；稳压

海克威HIC-2000型数字卫星接收机是一款性能优异的DVB格式工程接收机，在有线电视前端与转播发射台站中使用较多。由于在以上特殊的使用环境中多为24小时不间断使用，所以其电源部分较易因过热等原因出现故障。现就其开关电源工作原理与常见故障检修方法做一简单介绍，希望对同行的使用与维护工作有所帮助。

该机电源核心元件采用了新型四端离线式单片开关电源集成电路SL0380R，共有四个引脚：①脚接地端，接内部开关管S极；②脚接IC内部开关管D极；③脚为IC内部控制电路供电端；④脚为控制端。其功能包括：MOS-FET开关管，脉宽调制器，高压启动电路，环路补偿和过压，过流，过热故障自动保护等电路组成。图1为笔者根据实物绘制的电源部分原理图，图中元件编号为笔者方便诉述加注。

一、工作原理

1.输入与整流滤波电路

220V交流电源通过电源开关K1和保险管F1，进入由C1，L1组成的共模滤波器，其作用是对市电网络中的各种干扰杂波进行滤除，免除本机电源工作受到干扰，同时也抑制了本电源对市电网络的干扰。经共模滤波后的交流电压经D1-D4组成的桥式整流电路后，经C2滤波，在其两端得到约300V直流电压。RT1为热敏电阻，当流过其中的电流过大时，其本身阻值迅速增大，起到保护其后电路的作用。

2.启动与振荡电路工作过程

启动电路由R1，R2，C4组成。连通电源后，+300v直流电压分成两路，一路通过脉冲变压器T1的①-②绕组加至IC①-②端，另一路经过R1，R2对C4进行充电，当C4两端的电压达到IC1内部控制电路工作条件数值时，IC1内部电路开始工作，脉冲变压器T1的①-②绕组中有电流流过，因电磁感应，则T1的③-④绕组产生3+，4-的感应电动势，经R至D6，C4整流滤波后为IC1③端提供稳定的工作电压，T1次级各绕组同时产生相应的感应电动势。其中T1的次级绕组⑦端产生的感应电动势经D10整流L4，C10，C11滤波后得到+12v电压，为主板供电，同时作为IC2（PC817C），IC3(TC431)的工作电源，由次级绕组⑨端输出的感应电动势经D12，D13整流L6，C14，C15滤波后得到+3.3v电压作为三端取样集成电路IC3的取样电压，使IC2，IC3开始工作，控制IC1，控制端④脚，使电压输出额定值。

3.稳压电路及其工作过程

稳压电路由精密三端取样集成电路IC3，光电耦合器IC2以及IC1内部电路及相关阻容元件组成。

其稳定过程：当做为次级取样电压的+3.3v电压由于某种原因升高时，取样电路是IC3的R端电压升高，K端电压成比例下降，IC2内部光电二极管发光增强，促使IC1④脚电压下降，经其内部电路处理后，调节输出脉冲占空比，促使其内部开关管导通时间相对缩短，经T1电磁耦合后，使次级各族输出电压下降，最终保证各组电压输出额定值。当+3.3v电压由于某种原因降低时，其稳压过程与之相反，以达到稳定输出电压的目的。由于+12v电压做为IC2，IC3工作电压，所以+12v电压的变化也会对输出电压的稳定与否产生一定的作用。

4.输出电路与保护电路

脉冲变压器T1次级共输出了：+30v,+21v,+12v,+5v,+3.3v五组电压，分别供给主机、节目调谐、解码处理以及面板显示等电路使用。

由于IC1内部设有过压、过滤、过热各种完善的保护功能，则外设保护元件较少，只有由C3、R3、D5组成了电源开关管保护电路用于箝位，由于脉冲变压器T1漏感而产生的尖峰感应电压，以保护IC1内部开关管D--S极间不被其击穿。

二、检修思路与方法

当确认该电源故障时，检修前应将电源与负载电路互相脱离，以免检修中损坏主板元件，现就常见的几种故障及排除方法介绍如下。

1.通电既烧F

该故障一般产生在脉冲变压器T1之前，应查C1、C2是否漏电，D1-D4是否损坏，PT1是否开路，最后检查IC1是否损坏，IC1损坏后应认真检查由R3、C3、D5组成的开关管保护电路，C3、D5建议换新件。

2.F、未断、无输出电压

首先应检查+300v直流电压是否存在，若正常，检查R1、R2、C4是否正常，D6、R4是否损坏，以上元件确认正常后，可以将脉冲变压器T1次级除+12v和+3.3v两组电源外依次断开，各路次级绕组，若断开某一路是输出电压恢复正常，则为该支路元件故障。将次级绕组全部断开后仍未恢复，可将+12v+3.3v电源用外接电源接入进行检修，用外接电源正常后，则应对这两支电路进行检查，检出损坏元件，更换即可排除故障。

3.输出电压偏离正常值

电压输出过高或过低，一般都是取样电压反馈网络出现故障，应着重检查IC2、IC3及其阻容元件是否正常，以及+12v、+3.3v两组取样电压是否正常。

三、检修实例

【例1】开机无显示，指示灯不亮

检查保修管F1，热敏电阻RT1，均正常，说明后级无短路现象。加电测量C2两端+300v电压正常，说明整流滤波电路正常。测IC1③脚无启动电压，断电检测启动电阻R1(200K）断路，目测发现电容C4(10μF)突顶，焊下测量其容量下降且有漏电阻，将R1、C4用厚规格元件代换后，电路恢复正常，故障排除。

【例2】打开机壳，测C2两端电阻为零，逐步断开D1-D4、C2、IC1，当断开IC1②端时电阻恢复正常，显然是IC1内部开关管已短路损坏，更换F1及IC1后，将C3、D5同时更换，试机正常。

【例3】无图像，电源指示灯闪烁

开机检测，发现+3.3v电压变低不到1v且抖动，但其余4组电源均不同程度升高，可以确定故障是由+3.3v取样电压过低造成。经反馈后，稳压电路促使IC1内部开关管导通时间增加。断电检查+3.3v支路，发现C14漏液，测其漏电阻仅5KΩ左右，将其换新后+3.3v电压恢复正常，其余4组电源均恢复正常，故障排除。

作者简介：

王新军，鹤壁市第二电视转播台助理工程师，带班长。

张普，鹤壁市第二电视转播台助理工程师。

电源ic范文第9篇

常规设计方案中励磁装置的调节器等工作电源采用厂用电与直流电分别给开关电源供电，然后在开关电源输出侧隔离，通过二极管阻塞反向电压，再将同电压等级的输出电源并接在一起给调节器或其它设备供电，其供电模式为双电源热备，如图1所示。这样的设计方案虽然简单，有较高的可靠性，但是存在以下缺点：没有相应声光指示工作电源状态。四个开关电源中如有损坏时或直流系统或厂用电中的某一路供电出现故障后，这时励磁装置虽然能正常工作，但此时运行人员可能在较长时间不能及时发现问题。若此时再发生供电系统异常或开关电源损坏，就会造成发电机失磁的重大故障。工作电源出现故障后无法准确判断出是哪路电源出了故障，就无法在不停机的状态下更换开关电源，需停机检修更换，这样会对用户造成不必要的经济损失。

2改进后的设计方案

2．1系统原理

针对现有的设计方案暴露出的缺点，我们在2013年4月提出设计变更方案，进行了大量的试验工作，对新增的电源监测装置进行了长时间的烤机，最终于2013年6月完成成品。

2．2电源监测装置原理

开送电源监测装置的电路结构如图3。第一分压电路9包括串联连接的电阻R1和电阻R2，其的一端与基准电压（例如＋9V）连接，另一端接地，电阻R1和电阻R2的节点作为输出端输出第一参考电压至运放IC1D和运放IC1B的反相输入端。所述第二分压电路10包括串联连接的电阻R4和电阻R5，第二分压电路10的一端与基准电压（例如＋9V）连接，另一端接地，电阻R4和电阻R5的节点作为输出端输出第二考电压至运放IC1C和运放IC1A的同相输入端。运放IC1D的同相输入端和运放IC1C的反相输入端分别通过电阻R3接入电源1，运放IC1B的同相输入端和运放IC1A的反相输入端分别通过电阻R6接入电源2。运放IC1D、运放IC1C、运放IC1B、运放IC1A的输出端分别通过电阻R11、电阻R12、电阻R13、电阻R14与发光二极管LED1、LED2、LED3、LED4的阳极连接。这样，由运放IC1C、IC1D等元件组成具有迟滞特性的电压比较电路，检测＋5V（Ⅰ）（即电源1）电压是否正常，假设＋5V电压升高至＋5．5V或降低至＋4．7V电压时，运放IC1C或IC1D输出高电平，驱动发光二极管LED1、LED2发出警示。＋5V（Ⅱ）（电源2）的电压检测由运放IC1A、IC1B等元件组成，原理同上。本装置还包括分别与电源3、电源4、电源5、电源6、电源7、电源8连接的光耦OC1A、OC1B、OC2A、OC2B、OC3A、OC3B，每一光耦的输入端与待测电源连接，光耦接收端的集电极接上拉电阻，发射极接地，所述上拉电阻的一端接直流电压，另一端与发光二极管的阳极连接。以光耦OC1A为例，光耦OC1A的输入端通过电阻R23接入电源3，光耦OC1A接收端的集电极通过上拉电阻R15接入直流电压（＋12V），光耦OC1A接收端的发电极接地，上拉电阻R15的另一端与发光二极管LED5的阳极连接。在上述电源3的电压正常时，光耦OC1A的集电极电平是零，若电源3的电压消失时，光耦OC1A的集电极输出高电平，发光二极管LED5亦被点亮。其它光耦的连接方式和工作原理与前述相同，在此不再赘述。发光二极管LED1～LED10的阴极与开关管T1的控制端连接，开关管T1的第一端通过继电器J1线圈接入直流电压（＋12V），二极管D5连接在线圈的两端，开关管T1的第二端接地。开关管T1为NPN三极管。由发光二极管LED1～LED10构成或门电路，任何一个发光二极管被点亮后其阴极均可输出高电平，开关管T1的控制端（即NPN三极管的基极）在得到高电平后导通，继电器J1动作，其动作接点输出故障信号。开关管T1的第一端与直流电压之间还连接一发光二极管LED11，用于总故障报警。电源检测单元内部工作电源：由双路＋24V（Ⅰ）、＋24V（Ⅱ）经D3、D4隔离后并联给DC－DC直流变换器P1供电，P1输出＋12V电压。电路中工作电源的＋12V亦由＋12V（Ⅰ）、＋12V（Ⅱ）经D1、D2隔离后并联提供。这样整个电路的工作电源就有四路电源共同供电，可提高本电路工作的可靠性。

2．3新方案实施后的效果

通过大量的模拟故障试验与长时间烤机试验后，证明该电源设计方案稳定可靠，并且在任意开关电源不正常时均可对外发出信号警示，由此得出新方案比传统方案更智能化、安全化，能使现场调试人员及运行人员及时发现故障问题，从而及时消除其故障，避免造成更大的损失。

3结论

新设计方案与常规设计方案相比虽然成本上略有增加，但却极大提高了整个系统的运行稳定与可靠性，从长远考虑应发展新设计方案。新设计方案已在多个电站投入使用，运行至今未出现任何误报等故障，因此改进效果显著，应大力推广。

电源ic范文第10篇

关键词：IC卡；读卡器；单片机

中图分类号：TN409 文献标识码：A 文章编号：1674-7712 （2014） 04-0000-01

IC卡，一个正蓬勃发展的产业，一个与我们的生活正越来越密切的产业。在因特网、分布式和普及计算大潮涌来时，IC卡扮演着越来越重要的角色。本课题的背景是校园一卡系统收费终端的应用，随着科学技术的迅猛发展，社会的日益信息化，技术的不断革新以及要求的不断提高，需要设计出一个功能丰富，性能更加稳定的，并且具有友好人机界面的嵌入式智能终端，来取代现在市场上的基于单片机的收费终端，该读卡器必须简单，方便快捷。

一、基于单片机的IC卡读卡器的工作原理

其工作原理是通过射频读卡器向IC卡发一组固定频率的电磁波，卡片内有一个IC串联谐振电路，其频率与读卡器发射的频率相同，这样在电磁波激励下，LC谐振电路产生共振，从而使电容内有了电荷；在这个电荷的另一端，接有一个单向导通的电子泵，将电容内的电荷送到另一个电容内存储，当所积累的电荷达到2V时，此电容可作为电源为其它电路提供工作电压，将卡内数据发射出去或接受读卡器的数据。其发射原理是非接触性IC卡与读卡器之间通过无线电波来完成操作。二者之间的通讯频率为13.56MHZ。非接触性IC卡本身是无源卡，当读卡器对卡进行操作时，读卡器发出的信号由两部分叠加组成：一部分是电源信号，该信号由卡接收后，与本身的L/C产生一个瞬间能量来供给芯片工作。另一部分则是指令和数据信号，指挥芯片完成数据的读取、修改、储存等，并返回信号给读卡器，完成一次操作。读卡器则一般由单片机，射频模块和天线组成，并配有与PC的通讯接口，打印口，I/O口等，以便应用于不同的领域。

二、系统设计的整体规划

（一）系统设计思路。IC卡的应用领域非常广泛。在IC卡的触点和读卡器的触点良好接触之前，读卡器不应对IC卡施加有关信号，以免造成不可预料的损坏。IC卡读卡器作为系统和用户交换的接口，必将面对各种各样复杂的应用环境。因此，在设计阶段应注意IC卡读卡器的环境。作为操作系统，管理IC卡的硬件资源和数据资源是其基本任务。IC卡上的硬件资源包括CPU、ROM、EEPROM和RAM及通讯接口，这些都由IC卡上操作系统统一管理，使外部不能直接控制这些资源，使IC卡对外表现为一个“黑匣子”，从而加强了系统的保密性能。智能卡通讯管理主要功能是执行智能IC卡的信息传送协议，接收读卡器发出的指令，并对指令传递是否正确进行判断。

（二）系统论证方案。IC卡是一种集成电路卡，它的读/写设备是每个IC卡应用系统必不可缺的周边设备。该设备通过IC卡的8个触点向IC卡提供电源并与IC卡相互交换信息。虽然IC卡是从磁卡发展而来的。本IC卡读卡器的功能为：当IC卡中的射频模块产生晶振频率，通过天线发射出去，且将天线接收到的IC卡读卡器的卡号数据返回给单片机，最终通过RS232接口将卡号数据在电脑上显示。

（三）系统的整体结构。对于本论文的基于单片机的IC卡读卡器系统来说，整个系统由电源模块、时钟电路模块、蜂鸣器模块和天线电路几个部分组成。整个系统由单片机控制，能够通过接口把数据从PC上显示出来，电源模块负责提供电力，当读卡器读取成功后，通过蜂鸣器响两声来表示。

三、读卡器硬件设计

（一）单片机的简介。本系统采用STC12LE5A16S2单片机作为主控芯片。STC12LE5A16S2是16K Flash的宏晶STC12C5A60S2系列单片机，采用宏晶第六代加密技术，STC12C5A60S2系列单片机器件是1个时钟/机器周期8051单片机，低功耗、高速、高可靠、强抗静电、强抗干扰。

（二）电源电路。电源电路是指提供给用电设备电力供应的电源部分的电路设计。本系统的电源电路工作状况为：VCC（5V）和VDD通过电容接地，且VCC（5V）通过SPX1117M3-3.3稳压电源芯片将电压稳定在3.3V为系统提供电源，本系统所用的电源电路电路。

（三）蜂鸣器电路。蜂鸣器是一种一体化结构的电子讯响器，采用直流电压供电，广泛应用于计算机、打印机、复印机、报警器、电子玩具、汽车电子设备、电话机、定时器等电子产品中作发声器件。

本系统中的蜂鸣器系统由三极管及喇叭构成，其工作状况为：当三极管的发射极为高电平，基极为低电平时，三极管导通，蜂鸣器发出响声，而当发射极和基极为高电平时，蜂鸣器不发出声响。电路中采用单片机P1.6脚控制三极管导通和截止。

（四）天线电路。本次设计的系统，系统数据存储在无源Mifare卡中。读取模块的主要任务是将能量传输给Mifare卡，并与之建立通信。天线是非接触式IC卡读写模块的一个重要组成部分，在读写模块和非接触式IC卡通信过程中，天线用于产生能发射和接收射频信号的磁通量，而磁通量用于向卡提供电源并在读写模块和卡片之间传送信息。因此，在设计中要求天线线圈的电流最大，以用于产生最大的磁通量，并要确保有足够的带宽。

四、结束语

本次课题研究的是基于单片机的IC卡读卡器设计，它的作用就是读取IC卡的卡号，最终在电脑上显示。首先，选定相应的单片机，了解其各个引脚的功能，然后查阅相关的单片机的资料和IC卡书籍。然后设定对应的方案，最终确定以STC12LE5A16S2单片机为控制核心，用FM1702射频模块，用来产生晶振频率通过天线发射出去，且将天线接收到的数据反馈给单片机，最终通过RS232接口将接收到的数据显示在PC上，且还要完成当IC卡读卡器读取、成功后，通过蜂鸣器响两声来表示。

参考文献：

[1]罗亚非，凌阳.16位单片机应用基础[M].北京：北京航空航天大学出版社，2005.

[2]刘笃仁，韩保君.传感器原理及应用技术[M].北京：机械工业出版社，2003.