电源控制器范文

电源控制器篇1

关键词:PWM控制;谐波抑制;滞环比较;三角波比较

0 引言

有源电力滤波器由于其优良的性能而在电力滤波中逐渐替代无源滤波器。由于有源滤波器的原理是自身实时产生一个与谐波方向相反，幅值相同的补偿电压(电流)，这就要求滤波器产生的补偿电压(电流)必须具有很好的跟踪性和准确性。PWM(脉冲宽度调制)控制是有源电力滤波器控制系统中最常用，也是最有效的控制方法。当检测系统检测到谐波后，指令运算电路根据检测到的谐波产生补偿信号，该信号通过跟踪控制电路生成PWM信号，最后驱动电路根据PWM信号产生补偿电压(电流)。目前采用的PWM控制方式主要有滞环比较方式、三角波比较方式、无差拍控制、单周控制等，以上方法都有自己的优缺点，本文将对几种常用的PWM控制方式进行探讨。

1 滞环比较PWM控制方式

滞环比较控制方法是将补偿电流(电压)的指令信号与逆变器实际电流(电压)补偿信号进行比较，两者之差输入到具有滞环特性的比较器，通过比较器的输出来控制开关的开合，从而达到变流器输出值实时跟踪补偿电流(电压)参考值。

补偿电流的指令信号i*c与实际的补偿电流信号ic进行比较，两者的偏差ic作为滞环比较器的输入。用H表示滞环比较器的环宽，当∣ic∣H时，滞环比较器的输出将翻转，则补偿电流ic的方向随之改变，使ic减小，保证了补偿电流跟踪指令电流的变化。这种控制方法硬件电路简单，属于实时控制方式的一种，补偿量响应快，开关损耗小，而且不用载波，在逆变器的输出中不含特定频率的谐波分量。缺点是系统的开关频率、响应速度及电流的跟踪精度会受滞环带宽影响。带宽固定时，开关频率会随补偿电流变化而变化，从而引起较大的脉动电流和开关噪声。

2 三角波比较PWM控制方式

三角载波比较的跟踪控制方法是最简单的一种控制方法。

该方式将补偿电压的指令信号U*c与实际的补偿电压信号Uc进行比较，两者的偏差Uc经放大器A之后再与三角波比较，所得到的矩形脉冲作为变流器各开关元件的控制信号，从而在变流器输出端获得所需的波形。放大器A往往采用比例放大器或比例积分放大器。这样组成的一个控制系统是基于把Uc控制为最小来进行设计的。该调制方法的最大优点是开关频率固定，简单易行，响应速度快，对具有足够高开关频率的系统有良好的控制特性，缺点是输出波形中含有与三角载波相同频率的高频畸变分量，开关损耗较大，在大功率应用中受到限制。

3 无差拍控制

无差拍控制是一种建立在精确数学模型与严密数学推导之上的状态反馈控制，控制质量很大程度上依赖于控制器参数与主电路参数的配合。无差拍控制的主要特点是采用预测的手段，其基本思想是根据在第K个采样时刻所检测的负载电流和补偿电流，计算第K+l时刻的指令电流值和各种可能开关状态下补偿电流的预测值。然后计算某种特定的目标函数(一般为指令值和预测值的累计误差)，选择目标函数最小的开关状态作为K+l时刻的开关依据。这种控制方法的动态性能好，可以消除稳态误差，并且能在最短的时间内结束过渡过程，它的缺点是对模型参数敏感而且鲁棒性差。另外控制器参数是根据主电路元件标称参数计算得到的，标称参数与元件的实际参数存在着一定的差，且受温度、运行条件的影响会有一定的漂移，这样就会导致控制器参数与主电路参数不能很好地配合，从而引起系统极点改变，破坏无差拍控制条件。

4 单周控制

单周控制是一种非线性控制法，将非线性控制的本质与开关电路有机的结合，可以实现快速的瞬态响应。这种方法的基本思想是:控制开关占空比，在每个周期内使开关变量的平均值与控制参考值相等或成一定比例，从而消除稳态和瞬态误差，使前一周期的误差不会带到下一周期，实现对控制参考的瞬时跟踪。

单周控制法作为一种新型非线性控制法，具有结构简单、控制精度高、响应速度快，特别是具有控制性能对系统和电源参数变化不敏感等优点，克服了传统的PWM控制方法的不足，适用于各种脉宽调制、软开关、谐振开关等开关逆变器，用用于有源电力滤波器控制时，具有不需要检测、可分离畸变信号和控制电路简单等优点。

5 最优矢量控制

最优矢量控制方法选取最优的空间电压矢量，对电流(电压)偏差微分矢量进行控制，从而实现对电流(电压)偏差矢量的控制。在获得电流(电压)的快速响应的同时，抑制了输出电流(电压)的高次谐波，降低了功率器件的工作频率，降低了有源滤波器的损耗。

6 结束语

本文对有源电力滤波器主要的几种PWM信号控制方法进行了介绍和比较，另外PWM信号控制方法还有空间矢量控制法、模糊逻辑控制法、自适应控制法以及学习控制法等，它们在应用中都各有优势和不足。在实际应用中一般根据侧重点以及具体环境、条件的不同而选择最适合的方法。

参考资料

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电源控制器篇2

随着电力电子技术在电力系统中的应用越来越广泛，电力系统的谐波污染问题也日益严重。有源电力滤波器是最近二十年兴起的电力系统谐波和无功的消除手段。目前，实际应用中的有源电力滤波器系统都是由国外公司研制的。国家计委为了实现交互流滤波装置的自主设计和生产，组织清华大学和锦州电容器厂合作，研制三峡高压直流输电的滤波装置。现阶段研制的是直流侧有源电力滤波器的样机，意在为高压直流输电（High Voltage Direct Current，HVDC）的直流侧有电力滤波器系统积累工程经验和理论指导。直流侧有源电力滤波器的关键技术在于系统的拓扑选择和谐波参考信号的精度分离以及控制。

图1 有源电力滤波器样机总体结构

    在直流侧有源电力滤波器的控制中，选用TI公司的DSP（TMS320C32）作为直流侧有源电力滤波器的控制器的核心，和以前的模拟控制及滤波的方式相比，算法灵活，结构易调整。

1 有源电力滤波器原理

通常采用无源滤波器（Passive Filter，PF）对谐波进行抑制，但无源滤波器存在一些难以克服的缺点：容易与电力系统发生谐振；补偿效果依赖于系统阻抗特性；受温度漂移、电网上谐波污染、滤波电容老化及非线性负荷变化的影响严重。

有源电力滤波器克服了传统的无源滤波器的缺点。由于大功率器件IGBT（Insolated Gate Bipolar Transistor，绝缘栅双极型晶体管）的发展，有源电力滤波器和传统的无源滤波器构成的混合型滤波器已成为电力系统谐波补偿的主要手段。

    有源电力滤波器和弱电领域的有源滤波器存在区别和联系。有源电力滤波器的作用是消除电力系统谐波，这和弱电领域用DSP或者运算放大器实现的滤波器的滤波功用类似，都是抑制一定频率范围的信号；但是它们消除谐波的途径完全不同，弱电应用中的有源滤波器一般通过对需要的频率分量形成通路，对其它频率分量产生很大的阻碍，起到选出需要的频率分量的作用。而有源电力滤波器是通过产生与电网中谐波成份大小相等、方向相反的谐波电流，注入电网，从而将电网中的谐波抵消掉。简而言之，有源电力滤波器以补偿的手段，达到了滤波的效果。这种结构与算法上的差异是由强电系统自身特别决定的。

有源电力滤波器工作原理是：用电流互感器采集直流线路上的电流，经A/D采样，将所得的电流信号进行谐波分离算法的处理，得到谐波参考信号，作为PWM的调制信号，与三角波相比，从而得到开关信号，用此开关信号去控制IGBT单相桥，根据PWM技术的原理，将上下桥臂的开关信号反接，就可得到与线上谐波信号大小相等、方向相反的皮电流，将线上的谐波电流抵消掉。这是前馈控制部分。再将有源滤波器接入点后的线上电流的谐波分量反馈回来，作为调节器的输入，调整前馈控制的误差。

需要注意的是，我们前面所说的控制器，实质上具有分离谐波参考信号和对有源电力滤波器进行控制两方面的功能。

机样系统直流线上电压约为800V，容量约为5kW，用LEM公司生产的多极电流传感器LTS 6-NP采集直流线路上的电流。直流侧有源电力滤波器样机系统的总体结构如图1所示。

2 基于DSP的有源电力滤波器控制系统结构

TMS320C32是浮点DSP TMS320C3x的系列产品，工作频率为40MHz；哈佛总线，并且拥有独特的指令结构、硬件乘加运算；外部存储空间有256K×32Bit的FLASH、2K×8Bit的NVRAM和256K×32Bit的SRAM。

    选用TMS320C32的原因主要是定点DSP小数点定标变化困难，数据容易溢出，需要做繁琐的前期数值仿真来估计数据溢出的范围，而TMS320C32是浮点DSP，有效数据空间大，数值算法实现就简单多了。

基于DSP的控制板的硬件结构如图2所示。

3 程序流程

主程序流程如图3所示。

    为了提高控制系统的可靠性，在样机主控制程序中加入了自检功能。主控制程序流程如图4所示。

控制系统工作流程如下：系统上电复位后，TMS320C32首先进行初始化，定时器开始计时，计时时间到，进入A/D中断，程序自检，如果程序跑出了设定的范围，则返回入口处重新执行；否则，读取A/D采样的数据，将A/D采样得到的整形量转变为浮点标么值，通过谐波分离算法，将信号中的交流分量提取出来，交流分量乘以调节系数得到调制信号，将此调制信号送给PWM电路进行调制，得到有电源电力滤波器主电路的开关管IGBT的控制信号，此控制信号经过IGBT驱动电路放大后，控制IGBT的通断，产生需要补偿的谐波电流。

4 仿真结果

对上述控制算法在样机系统模型上进行了计算机仿真。补偿前直流线路上的电流波形形如图5所示。补偿后线上的电流如图6所示。

从图5、图6的对比可以看出，有源电力滤波器的滤波效果是非常明显的。由于有源电力滤波器处理的信号特点和一些技术上难以克服的困难，日本等研究有源电力滤波器比较早的国家提出有源电力滤波器的性能指标，要求有源电力滤波器补偿的谐波份量占总谐波的75%及以上。从仿真结果来看，该有源滤波器的补偿效果高达93.9%。

图7和图8给出总谐波畸变率（Total Harmonic Distortion，即THD）的对照图。在交流系统中，总谐波畸变率定义为所谐波有效值之和与基波分量有效值的比值。样机系统是面向直流的系统，系统中没有基波分量，对于总谐波畸变率的计算相应地变为所有谐波有效值之和与直流分量的比值。图7是补偿前的总谐波畸变率，图8是补偿后的总谐波畸变率。补偿了总谐波含量的90%以上，达到了有源电力滤波器的基本要求。

电源控制器篇3

【关键词】有源电力滤波器；光伏发电；统一控制；控制技术

一、背景

新能源的开发利用是国际性问题，在工业高速发展的中国对新能源的开发显得更为重要，工业的发展带来的大冲击负载大量涌现，导致公共电网污染加剧，以往使用的滤波器难以达到要求，有源电力滤波器因此成为研究的重点。

但是在国内，有源电力滤波器与光伏发电处于起步阶段，想得到进一步发展需要解决的问题很多。首先是有源电力滤波器的使用会产生谐波与无用功率，谐波会缩短机器的使用寿命、干扰通信系统等，误导继电保护装置等，导致电流变大、供电设备功率增大，损耗增加，干扰其他设备的运行。光伏发电的问题主要有，设备运行成本高且利用效率低、运行系统的可靠性低、组成器件的容量小、设备功能单一等问题。另外，政府出台的相关政策不不健全，使其发展受阻。

本文会对有源滤波器、光伏发电以及有源滤波器与光伏发电的同一控制技术进行介绍，分析他们的原理，将其基本原理知识进一步推广。

二、相关知识介绍

（一）有源滤波器原理

有源滤波器由电流系统指令运算中心与控制跟踪电流部分组成，运算中心是将产生的无功功率、谐波分量属于被检测电流的部分计算出来，控制跟踪根据计算出的结果发出信号控制，补偿电流由此产生。产生的补偿电流将被负载中的电流以及谐波和无功电流抵消，最终电网电流达到期望值。

（二）光伏发电基本原理

光伏发电系统有含蓄电池可调度式与不含蓄电池不可调度式两种，前者多用于规模巨大的发电系统，后者常用于分散的小型发电系统。而两者中，含有蓄电池的系统由于具有蓄电储能的特点，故其功能强大，可以将其应用于电网的调峰，还有紧急情况的供电。[1]

在白天，系统光伏阵通过逆变器以最大的功率输出电能，将电供给电网；在晚上由于没有日光时，逆变器的工作暂停，阵列电能不输出。

（三）二者的联系

1.方法技术：二者的控制方法是相同的，这是由于两者系统中都有控制跟踪电流技术及锁相，但是有源电力滤波器系统还需要有检测谐波与无用功率的技术，而光伏电系统还有最大功率追踪技术与孤岛检测技术。

2.功能作用：有源滤波器是补偿无用功，而光伏发电是注入有用功。虽然二者向电网输入的类型不一样，但是他们的本质都是相同的。

3.接入结构：有源滤电力波器及光伏发电接入电网的结构大致上是一样的，就只有直流测的器件不一样而已，有源滤波器是电容器，另一个是光伏阵。[2]

有源滤波器与光伏发电同一控制基本原理。

三、发展存在的问题

有源滤波器电容器的维持依赖于系统与电网系统进行电流交换式产生的能量运作的，电压过高时，有源滤波器向电网注入有用功一保护自身，这就是统一控制有源滤波器与光伏发电技术的基础理论。这个方法可以实现将光伏阵接到有源电力滤波器直流侧的目的，并且不会原有的功能产生不良的影响。

原理概括如下：谐波和无用功率根据指令输出补偿电流—跟踪最大功率，并形成指令电流—合并补偿电流与指令电流—按指令流入电网电流。

按照以上方法可以实现统一控制有源滤波器与光伏发电的目的。以上是有源电力滤波器、光伏发电以及有源滤波器和光伏发电同一控制技术基本原理的简单介绍。

（一）关于有源滤波器，其运作主要有以下问题：

1.运作成本高。由于有源滤波器的运行需要超大容量器件、精密开关以及数字芯片，其成本是以往使用的无源滤波器的3到4倍，只是推广的极大阻碍。[3]

2.行业规则问题。前面提到有源滤波器会产生谐波，但国内对谐波的治理问题并不做强制规定，这会导致商家及用户的治理责任意识淡薄。

3.功能单一。电能管理要求随着电能利用问题的多样化变得越来越严格，也越来越多样，但是有源滤波器却无能为力。

4.器件规格达不到要求。有源滤波器产生的谐波与无用功率危害很大，加上电网本身也会产生谐波和无用功率，而规格达不到要求，危害会更大，因此这也是一个阻碍。

5.系统性能可靠度不高。我国现阶段处于起步阶段，相应的理论与实践都很缺乏，系统性能的可靠性还没有扎实保障。

（二）关于光伏发电技术，其运行主要有以下问题：

1.运作成本高。与火力及水电发电技术相比，光伏发电技术由于使用晶体管，所以其成本是传统方法的3-5倍。

2.设备的利用率很低。夜里及其由于没有日光而停止运作，这不仅导致设备的利用率低下，而且会对机器的运作造成不良的影响。

3.政府出台的规章政策不完整。政府的态度是通过法规体现的，而不完整不健全的法规对技术的发展是极其不利的，虽然必要的法规有了，但缺乏鼓动力。[4]

4.器件规格偏小且功能不全。由于对成本有要求，器件规格被限制，这导致系统容量达不到要求，会对电网系统的运作产生负面影响。

有源滤波器与光伏发电技术现阶段存在的主要问题如上所述，要想有源滤波器与光伏发电同一控制技术得到发展我们必须对存在问题进行研究，探讨解决的方法。

四、有源滤波器与光伏发电统一控制技术的策略

增强储能能力是弥补电力中断问题的方法之一，可以按要求给系统配置多个蓄电池，组成符合要求的蓄电池组，另外，对系统直流测进行优化结构设计，已达到是系统更完善的目的。另外，针对上文提到的问题，提出以下策略：

1.正常时，系统控制成受控源，利用控制跟踪方法，向电网注入电流，在有源滤波器谐波补偿电流与光伏发电电流发生冲突的时候，利用配置的电池组对冲突的两组进行协调，使系统稳定安全的工作得到保证，同时达到同一控制的目的。

2.设置UPS工作模式，在电网意外断开时迅速转换成该模式，对电网中重要负载进行电力补偿，也就是说，受控源在电网中断转化模式以后成为了电压源。这样保证了不在即使在电网中断时也能正常的运行。

3.加入锁相技术的应用，这会在电网断电恢复供电时，转换回正常模式进行正常的运作，也就是说，这种技术可以将电池组有电压受控变成电流受控。与前面的UPS模式想结合，负载的供电得到保证。

4.根据不同的环境，对有源滤波器与光伏发电装置的器件进行优化管理，确保电力在紧急情况下也能供给负载运作所需的电流直至电网恢复正常供电。

5.为了使整个系统可以安全运行、稳定工作，在系统中还应加入软启动、检测中断技术、控制跟踪功率点技术等保障系统以外故障得到解决。

以上是有源滤波器与光伏发电同一控制技术的一些策略。

五、有源滤波器与光伏发电同一控制技术有关的重要技术

1.控制变流器。此技术的目的是使系统中变流器按照要求输出指令电流，目前采用的方法主要是三角波控制方法，具有运行简便、理论知识扎实、实践经验丰富等优点。三角波比较放在容器里的指令与补偿电流的偏差，输出包含有相同频率的谐波，由于过程相对复杂，响应的电流会比较晚输出。

2.孤岛效应检测。孤岛效应是电网出现故障意外停电或正常停电后，系统从网络中断开，但是有些会继续运作进而产生一个自己运行的系统。孤岛效应使维修工作进行困难，威胁维修人员的安全，所以孤岛效应的检测技术是系统必备的技术之一。目前，检测的方法有，插入阻抗和扰动电流法，这两种都是主动检测，当检测到系统中电压超过给定值，即定位孤岛效应。

3.跟踪最大功率技术。跟踪最大功率技术目前主要由两种，一种是电压恒定跟踪，本方法利用光伏阵在日光下的变化规律锁定最大功率，达到跟踪的目的，另一种是扰动跟踪法，其原理比较复杂，可概括为，根据系统发出指令，在几个电路上徘徊，寻找最大的功率。

4.双级电源隔离技术。本技术首先通过晶管转换电源，1000V高压转换成24V，再把电源输入电网，变换出可以独立运行不同电路所需的隔离电源。此技术除了能保证电路正常运行之外，还能增强电网的抗干扰能力，是利用一种PWM的单端控制器实现的，主要辅助电路中电压转换、电路保护。

六、总结

根据前文对有源滤波器、光伏发电以及有源滤波器与光伏发电同一控制技术的介绍，可以得出如下结论：

有源滤波器与光伏发电统一控制技术在我国处于起步阶段，进一步的推广还有很多问题需要解决，有理论层次的、技术层次的，有来自市场的、有关于政策的。但是这一技术的发展前景是很好的，我们有必要努力将其推广。根据对有源滤波器、光伏发电装置院里的介绍，总结出两者的公共点与不同的地方，从两者基本工作原理相似可以得出，实现二者的同一控制可能性是极大的。对有源滤波器与光伏发电统一控制技术目前存在的主要问题进行详细介绍、深入研究，总结他们的相似之处，得出技术发展需要解决的问题。根据对存在问题的研究，提出有源滤波器与光伏发电统一控制技术的设计方案，发展策略。对策略中用到的重要技术进行介绍，加深理解。

总之，有源滤波器与光伏发电统一控制技术的发展前景是很光明的，我们必须克服困难，解决相关问题，促进其在中国的发展。

参考文献

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电源控制器篇4

摘要：作为电源控制保护器，数字式控制保护器能够对二次电源变换器进行实时控制，并为其提供各种保护，所以能够满足二次电源使用的高可靠性和强实时性要求。基于这种认识，文章对航空二次电源数字式控制保护器设计问题展开了分析，以期为关注这一话题的人们提供参考。

关键词：航空；二次电源；数字式控制保护器；设计

在航空领域，飞机供电系统是飞机安全飞行提供保障的重要系统之一。而随着飞机用电设备的不断增加，飞机二次电源供电的可靠性则在不断降低。设计数字式控制保护器，则能实现二次电源的实时控制，并为其提供保护，从而满足飞机的供电需求。因此，相关人员还应加强数字式控制保护器设计问题的研究，以便实现飞机的高质量供电。

1航空二次电源数字式控制保护器应用需求分析

在飞机上，二次电源变换器的主要作用就是将270V高压直流电转换为28V直流电，从而为飞机上的28V直流用电负载供电。而二次电源变换器的应用具有较高的实时性和可靠性要求，需利用数字式控制保护器为对变换器进行实时控制和保护，以满足飞机的用电需求。具体来讲，就是通过设计数字式控制保护器对直流变换器进行BIT检测、健康预测和性能监控，并适时输出结果以实现变换器的实时控制，同时遵循通信协议要求将变换器工作状态数据发送至上位机，以实现重要数据信息的存储。因此，通过应用数字式控制保护，能够使利用二次电源提供高质量电源的需求得到满足。

2航空二次电源数字式控制保护器的设计研究

2.1硬件设计

在实际进行二次电源数字式控制保护器设计时，需要以TI公司生产的DSP芯片为核心处理器，芯片型号为SMJ320F2812HFGM150。该种芯片的最高主频为150MHz，拥有18K*16bit的RAM空间和128K*16bit的Flash空间。保护器连接的通用外部设备包含鼠标、250GB硬盘和17寸显示器等，并使用了RS485光电转换器通信接口，使用的软件开发语言包含汇编语言和C语言，调试开发环境为CCS3.1。从保护器整体结构上来看，其主要由DSP、缓冲电路、存储电路、调理电路等结构构成。这些电路能够独立形成一块PCB板，在变换器左侧板后端安装，与功率电路距离较远，所以能够避免受到过多辐射干扰。保护器电源模块由两只分别为3.8V和1.8V线性电源构成，受监控芯片控制，能够为保护器提供3.3V电源。得到正常供电后，保护器才会进行I/O初始化。此外，保护器上设计有MAX706硬件看门狗电路，能够在保护器出现软件跑飞问题时实现硬件复位。

2.2软件设计

在保护器软件设计上，还要使DSP中的软件能够根据输入量完成计算方法的选择，从而实现周期性运算和结果输出，进而使保护器的实时控制功能得以实现。根据这一思路，需完成五个功能模块设计。首先，应进行初始化模块的设计，以利用该模块进行控制寄存器、初始化中断向量表和GPIO等部分的初始化处理，并实现保护器定时寄存器及所有外部链接设备的初始化。其次，需进行BIT模块设计，利用该模块实现芯片RAM自检、输出电压电流保护通道自检、内部电压输入电流保护通道自检和Flash自检等。再者，应设计故障保护模块，以实现保护器的输出过流保护、输出欠压保护、输出限流、短路保护和过热告警等功能。在此基础上，还要进行通信模块设计，利用模块实现上位机和控制器通信，使控制器通过RS485总线接收上位机控制指令。而采取的控制方式为主从控制方式，主控为虚拟上位机，每隔50ms会进行信号发送。根据标志位，控制器可以决定是否应答该信号，应答时间应不超出5ms。最后，需完成控制器存储模块设计，以实现故障存储。由于软件模块占用性能资源较小，所以能够在20ms内实现初始化，并利用10ms完成自检测，每50ms完成一次通信信息接收和发送，可以进行最近三个故障的前10s工作状态信息存储[3]。由于软件为嵌入在DSP中的软件，所以在上电后会自动加载，而控制保护软件则会进入无限循环中，以便为变换器提供实时保护。

2.3工作流程

从保护器工作流程上来看，飞机在地面时，如果蓄电池处在接通供电状态，控制保护器就会接收到来自飞管系统的数据，然后启动BIT指令。完成指令接收后，保护器将会启动，并完成上次运行记录和数据读取。判定数据记录正常后，保护器将启动功率电路，并根据总线传送的轮载信号完成飞机所处位置判断，同时开始BIT维护工作。在这一过程中，其将完成输入及输出电流和电压平均值的检测，并判断变换器是否存在故障。一旦发现故障，保护器将立即上报故障代码，并完成参数瞬时值和散热器环控温度循环采集，然后通过计算效率、温升、脉动量和控制移相角完成变换器故障的判断。最后，保护器会将分析结果和变量数据传送至上位机。从软件运行角度来看，在保护器软件启动后，保护器在接收到BIT指令后会根据总线传送的轮载信号为BIT工作提供维护，并将结果传回飞机管理系统。完成BIT维护后，保护器将重新回到正常工作模式。

在变换器加电或重启后，需先进行初始化模块的执行，并在自检后进入循环保护模式。在保护模式中，保护器将按照一定要求和顺序完成采样校正函数、故障保护函数和维护BIT函数的调用。在这一过程中，如果出现总线中断问题，当前运行模块将被挂起，保护器会开始执行中断响应模块，通过设置标志位通知循环执行模块完成总线数据的处理。中断返回后，先前挂起的模块将得到恢复，保护器会继续执行之前的程序。而根据解析得到的不同指令，保护器将利用解析指令模块完成控制数据模块和本地时间更新模块的调用。当保护器处在工作模式，如果3个轮载信号中有至少2个信号有效，保护器就会进入维护模式，并直至维护结束后才恢复为工作模式。为防止系统出错，软件每隔10ms就会提供一次喂狗脉冲[5]。如果看门狗在1.6s内未得到脉冲，就会产生输出脉冲使DSP复位，系统则会进入维护模式。

2.4调试改进

在进行保护器调试时发现，为变换器提供28V直流电后，再进行270V直流电提供的瞬间，限流电路中的热敏电阻会被烧坏。分析故障产生原因可以发现，提供270V电的一瞬间，DSP将受到干扰，以至于将导致看门狗复位。此时，DSP将提供较高使能信号，但控制预稳压电路已经输出了最大占空比。在这种情况下，270V电压降直接加在热敏电阻两端，从而导致热敏电阻烧毁。针对这一问题，还需进行保护软件程序更改，即将保护器输出设定为低电平有效，确保控制电路在预稳压电路使能信号为低时进行波形输出。在预稳压控制电路供电方面，需利用辅助电源产生的12V直流电供电，以防软件输出不正常。经过改进后再次进行保护器调试，发现保护器并未出现热敏电阻烧坏的问题，可以满足二次电源的实时控制和保护需求。

3结论

通过研究可以发现，在航空二次电源上应用数字式控制保护器，能够使飞机电源系统的可靠性和性能得到提高。相较于模拟电路，设计的数字式控制保护器的重量和体积均比较小，能够满航空领域的需求。因此，相信本文对航空二次电源数字式控制保护器设计问题展开的研究，可以为相关工作的开展带来启示。

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电源控制器篇5

关键词 有源电力滤波器；单周控制技术；应用

中图分类号TM71 文献标识码A 文章编号 1674-6708（2012）80-0145-02

1 概述

随着电力电子快速发展，电网中各种谐波越来越多，影响到了电网的正常输电。因此，如何消除电网中的谐波是相关人士探究的重要课题。而APF能够有效补偿频率及大小都发生变化的谐波，能够弥补传统滤波器各种不足之处，因此被电网中广泛应用。而单周控制属于新型的非线性控制模式，能够有效确保每周开关变量的控制参量和平均值成比例或者相当，有效消除了瞬态与稳态误差，目前被APF中广泛应用。

2 单周控制技术

2.1 单周控制技术特征

事实上，APF具备的补偿性能几乎取于畸变电流的准确、实时监测，以及控制逆变器的输出电流。但是目前跟踪控制APF电流使用最多方法就是PWM控制，但是这些控制方法都存在不足之处，比如三角载波波形畸变、滞环控制开关的频率变化等各种不足。因此就在APF之中应用了单周控制技术，具备了如下几个方面的特征：

1）传统的反馈控制一旦出现了误差，就需要使用后面的几个周期来消除误差，但是应用单周控制技术且不相同，而是在一个周期中就能够将瞬态与稳态误差消除掉，反应十分快；2）能够有效抵抗电源的干扰，确保APF正常运行；3）一个周期中，开关变量所输出平均值随着控制参考的变化而变化；4）单周控制电路比较简单，省去了一些乘法器和其他一些比较复杂的元器件；5）在运行中不需要产生出参考信号，更不需要过多电压传感器。

所以在APF中应用单周控制技术，也就不需要生成基准电流，仅仅需要检测输入电流与APF中的直流电压，有效简化了控制电路。

3 APF中应用单周控制技术

3.1 应用于单相APT中

本文探究的单相APT中使用了双极性单调控制技术，其电路如图1所示。

从图1的电路图中可以看出来，在本电路的控制环中就去掉了电压传感器与乘法器控制电路，本电路中的控制电路由一些比较器、可复位的积分器、触发器以及时钟电路共同组成，而检测出来的电压电容和参考值进行比较，出现偏差就是经过PI控制器来补偿，但是要出现误差电压Vm，PI控制器主要作用就要确保直流侧电容的电压恒定不变，但是只要是时钟信息来到，必然会让VS2与VS3开始导通，这样积分器就开始积分测电容上的误差信号，一旦积分值搞过了Vm（1-2D），比较器就会自动翻转输出的信号，高电平变成低电平，低电平成为了高电平，这样就会产生出复位信号，就将积分器复位，就将VS2与VS3关断，让VS1与VS4导通，确保了输出Vm稳定。一旦下个周期的时钟脉冲来到之时，就会再一次重复着以上的动作。

当变换器在双极性模式上工作之时，到达每个周期时节点P与N间电压就变成V0或者-V0，也就是直流侧电压经过了电力滤波器中的H桥变化，在交流侧就转变极性，假如此时的负载比较轻就极易产生直流偏移。而且控制中所有开关都在高开关的频率下进行工作，必然严重损耗到开关。在这种情况下，就采用了单极性单周控制技术。每次轮到开关周期，一旦VS超过0，VS4就导通在搬个工频周期中，VS1与VS2轮流在开关的周期中导通；但是VS低于0，VS3就导通在搬个工频周期中，VS1与VS2轮流在开关的周期中导通；也就是当H桥变换直流侧电压指示就不会改变交流的极性，和双极性的模式相比较，当采用单极性时因为两个开关同时工作于工频状态，而其他的两个开关且处于较高开关频率，有效降低了对开关的损耗，提升了工作效率。同时正负半周还在对称状态下工作，有效消除直流偏移。但是采用单极性就要对电源电路进行检测，需要对电源电压过零点进行检测。

如今，在APF中应用的单周控制技术，大都使用单环控制模式，但是这种方式还是存在一些问题，那就是在进线电流之中带进了直流分量。因此应用双环控制能够有效除掉三角波积分在时间上产生的误差，以及电流纹波产生出来的直流分量，控制的方程如下式： 该式中的is1为频率为50Hz的交流成分；is0为电路中的直流分量；I0表示电流is积分值。从式中可知，就能够通过is0实现闭环调节，一旦将is0调节为零之时，I0的积分值就变成稳定值，如果在该控制电路之中加设上一个电流积分电路，就能够闭环调节直流分量，在APF之中发挥中单周控制作用。

3.2 应用于三相三线APT

将单相控制技术应用在三相三线的APT中，其具体的电路如图2所示。

在实际运用中APT则要求能量在直流电容侧与交流侧间来回流动，所以变化器就要在四个象限之间进行工作，而且桥臂上驱动两个开关信号设置成互补，这样就让变换器始终处于了连续的导电模式，具体控制方程是：始终处于了连续的导电模式，具体控制方程是：始终处于了连续的导电模式，具体控制方程是：始终处于了连续的导电模式，具体控制方程是：始终处于了连续的导电模式，具体控制方程是：

该式子中，其中K1为常数，Rs为测量电阻，Re为补偿三相的谐波后电源的侧等效电阻。该式对开关占空比、电源电流以及逆变器的直流侧电容电压三者之间关系进行量间，实施上这个方式是能够使用带复位积分器，以及几个触发器、比较器及时钟等共同期间实现。如今相关研究者提出了一种新型APF的主电路，使用了两个电容与四个开关，有效降低主电路的耗费，同时也减小了开关数量，提升了电路可靠性，当然其控制方程也会随之而发生变化，采用如下控制方式：

其中Vm=。由此可见，主电路发生变化单周控制方程也会随之而进行变化。

3.3 应用于三相四线APT

将单相控制技术应用在三相四线的APT中，其具体的电路如图3所示。

在该系统之中，APF不但要给补偿三相上电流谐波，而且要抑制零线电流，将电源侧零线电流消除掉，确保三相电流的对称。相对于主电路来看，这种方式分为了三相变流器与四相变流器两种模式，自然相对于控制电路也存在各自特征。如果使用了单周控制技术根本不需要对负载畸变电流进行单独检测与计算，更不需要使用乘法器来计算基波电流，有效降低了APF结构，让整个系统更加简单与可靠，极大提升了性价比。

4 结论

总而言之，电力电子技术高速发展同时也加重了各种谐波的危害性，这就需要加大改善APF技术的速度。而在APF中应用单周控制技术，不再需要对电源电压与负载电流进行检测，也不需要使用乘法器，有效简化电流跟踪控制与谐波检测电路，让整个控制电路更为可靠、简单以及无延迟。因此单周控制技术各种优点体现出具备广大的应用市场。

参考文献

[1]陈莉.基于单周控制的电铁有源电力滤波器的研究[J].电子设计工程，2011（3）：30-33.

[2]李燕，周少武，吴季波.新型单周控制的单相滤波装置仿真与应用[J].电气自动化，2010（3）：112-114.

电源控制器篇6

引言

专用移动通信平台（Especial Mobile Platform），简称EMP，是专门为特殊用户设计的，EMP可以使这些用户充分利用现有的蜂窝移动通信网的网络资源来传输他们的业务，从而节省了重新建网的费用和时间。EMP要求体积小，重量轻，功耗小，供电灵活，适应车载，具备“动中通信”条件，能适应部队、武警、公安、交通等部门和行业的使用需求。在EMP中常同时需要5V，3.3V，15V，以及可调的多路小功率直流电源以满足数据，语音，传真，短消息，全球定位等业务的需要。我们采用MAX1715设计了EMP的供电电路很好地满足了用户的需求。

1 MAX1715的工作模式

MAX1715中的MAXIM专有技术——快速PWM脉宽控制，是为宽输入输出电压比，负载快速变化时保持工作频率和电感工作点不变而设计的。快速PWM脉宽控制克服了电流模式控制中，固定频率控制带来的负载瞬态响应差的问题，并且克服了传统的常开通时间和常关闭时间的大范围变频PWM控制带来的问题。MAX1715还提供100ns常开通时间，从而在负载响应时保持相对稳定的开关频率。

如图1所示，快速PWM脉宽控制是一个伪固定频率，具有电压前馈控制的常开通时间电流模式控制。它依靠输出滤波电容的ESR做电流检测电阻，输出纹波电压提供PWM坡度信号。控制算法比较简单：上面开关的开通时间只是由一个单稳态电路来决定，该单稳态电路的工作期和输入电压成反比，而和输出电压成正比。另外一个单稳态电路设定最小的关断时间（典型值是400ns）。如果误差比较器输出低，开通时间单稳态电路被触发。

MAX1715的PWM控制器具有自动的脉宽跳变模式和强制PWM模式两种工作模式。

1.1 自动的脉宽跳变模式

对于跳变模式（脉宽跳变控制端SKIP置低，见图2），轻载时MAX1715自动由PWM控制跳变到PFM控制，这种跳变由一个比较器来决定，在电感电流过零时，该比较器截断了下端开关的开通时间。这种控制方式使脉宽跳变到PFM运行和脉宽不跳变的PWM运行的转折点对应于连续和不连续的电感电流转折点。这个转折点和蓄电池电压的关系不大，对于7V到24V的蓄电池电压，这个转折点基本保持不变。如果使用软饱和电感，PWM到PFM的转折点电流更小。

因为轻载时脉宽跳变，开关波形可能出现噪声和不同步，但是效率高。要在PFM噪声和效率间达到平衡就要改变电感值。通常，低电感值（假定线圈电阻保持恒定）在负载曲线中可以得到更宽的高效范围；高电感值在重载时效率高（假设线圈电阻恒定）并且输出纹波小。高电感值还意味着体积更大，和降低负载瞬态响应（尤其是在低输入电压时）。

图1 MAX1715的快速宽控制逻辑图

直流输出的准确性由跟踪误差的水平来决定，电感电流连续时要比不连续时对纹波的调整性要高50％。电感电流不连续时如果有斜坡补偿，则直流电压的调整率还可以提高1.5％。

1.2 强制PWM模式

在低噪声的强制PWM模式时，控制下端开关开通时间的过零比较器不工作。这使下端开关的波形和上端开关的波形互补。因为，PWM环要保持占空比为VOUT/VIN，所以，轻载时电感电流反向。强制PWM模式的好处是保持频率为常数，坏处是空载时电池电流有10mA到40mA，这由外部MOSFET决定。

强制PWM模式对提高负载瞬态响应，减小音频噪声很有好处，还能提高动态输出电压调整时所需的吸收电流能力，提高多路输出时的调整能力。

2 MAX1715的参数计算

我们设计的移动通信平台电路参数如下：

输入电压VIN=8～14.5V；

输出电压VOUT1=3.3V，VOUT2=5V；

蓄电池5×1.2V=6V，容量为2.8A·h；

纹波系数LIR=0.35；

负载电流3A；

开关频率第一路345kHz，第二路255kHz；

MOS管IRF7313，导通电阻RDS=0.032Ω，最大导通电阻RDS(MAX)=0.046Ω，VDSS=30V，CRSS=130pF。

在确定开关频率和电感工作点（纹波比率）前，先确定输入电压范围和最大负载电流。尖峰负载电流会对元器件的瞬态应力和滤波要求产生影响，并因此决定了输出电容选择，电感饱和率和限流电路的设计。连续负载电流决定了温度应力，并因此决定了输入电容及MOSFET的选择和其他要考虑热效应的器件的选择。一般设计连续负载电流是尖峰负载电流的80％。

电感工作点也是效率和体积的折中，最小的最优电感使电路工作在导通关键点的边际（每个周期在最大负载电流时，电感电流刚好过零）。MAX1715的脉宽跳变算法在每个关键导通点启动跳变模式。所以，电感的运行点也决定了PFM/PWM模式转换的负载电流。最优的点是20％到50％电感电流间，所以，我们取LIR为0.35。

2.1 电感选择

开关频率和电感运行点〔纹波(％)即纹波系数LIR〕决定了电感值，电感的直流电阻要小，以减小电感的损耗。最好选择铁心电感，并且磁芯要足够大，以保证在尖峰电感电流时不会饱和。低电感值使电感电流上升较快，在负载突变时补充输出滤波电容上的电荷，瞬态响应快。

第一种输出的电感为L1（对应图2中的L8），第二路输出的电感为L2（对应图2中的L9），当VIN取10V时其计算值如下：

L1=VOUT1(VIN-VOUT1)/VIS×f×LIR×ILOAD(MAX)

=[3.3(10-3.3)]/[10×345×10 3×0.35(3/0.8)]

=4.88μH

取标称值6.8μH；

L2=VOUT2(VIN-VOUT2)/[VIN×f×LIR×ILOAD(MAX)]=

=7.47μH

取标称值6.8μH。

IPEAK=ILOAD(MAX)＋(LIR/2)×ILOAD(MAX)=（3/0.8）＋(0.35/2)×（3/0.8）

=4.41A

2.2 确定限流

限流的下限电流值等于最小限流门限（范围由50mV到200mV）除以下端MOSFET的最大通态电阻,这个最大通态电阻是考虑了每℃增加0.5％的值。

限流的方法有两种：一种是将脚3ILIM接脚

21VCC（见图2），对应的限流门限是默认值100mV；

另一种是由限流电路内部5μA电流源和ILIM外接

电阻调限流门限（电阻范围由100kΩ到400kΩ），

内部实际的限流门限是ILIM端电压的1/10。则

限流电阻RLIMIT为

RLIMIT=ILOAD(MAX)×RDS(

MAX)×10/(5×10－6)=(3/0.8)×0.046×107/5=345kΩ

取标称值280kΩ。

图2 MAX1715的实验电路

2.3 输出电容选择

输出电容（对应图2中C35及C41）的选择主要看ESR和耐压值而不仅仅看电容值。输出电容必须有足够小的ESR，以满足输出纹波和负载动态响应的需要；同时又必须有足够大的ESR以满足稳定性的需要。电容值也要足够大以满足满载到空载转换时吸收电感储能的需要，否则，过电压保护会触发。

在有CPU的应用场合，电容的尺寸取决于需要多大的ESR来防止负载瞬态响应时输出电压太低。如VDIP是瞬态输出电压，则ESRVDIP/ILOAD(MAX)。

在没有CPU的应用场合，电容的尺寸取决于需要多大的ESR来保持输出电压纹波的水平。如Vpp是电压纹波，则

ESR≤Vp-p/(LIR×ILOAD(MAX))

输出电容引起的不稳定工作体现在两个方面：双跳动和反馈电路不稳定。双跳动是由于输出噪声或ESR电阻太小使输出电压信号没有足够的坡度。这“欺骗”了误差放大器在400ns的最小死区后产生一个新的周期。电路不稳定是指在电源或负载扰动时产生振荡，这将触发输出过压保护或使输出电压降到设定值以下。稳定性由相对开关频率的ESR零点决定，电容的零点频率必须低于开关频率f决定的稳定点fESR。

fESR=f/π，fESR=1/（2×π×ESR×C)

我们选择了ESR零点频率低的钽电容，其电容值为330μF。

2.4 输入电容选择

输入电容（对应图2中C39，C40）主要是要满足抑制开关产生的纹波电流（IRMS）的需要。

采用陶瓷电容，铝电容比较合适，因为，它们的电阻能抑制开通时的浪涌电流。我们选用了10μF的铝电解电容和10nF的陶瓷电容。

2.5 MOSFET选择

注意最大输入电压时的导通损耗和开关损耗之和不超过封装热限制。选择下端的MOSFET也应尽量具有小的导通电阻，虽然，下端MOSFET在最大输入电压时电阻上的功率损耗最大，但是，在Buck电路中下端的MOSFET是零电压开关，所以，下端的MOSFET导通损耗不是问题，还可以在下端开关管上并一个肖特基二极管，以防止下端开关管的体二极管在死区时间导通。

最坏导通损耗在占空比极限时产生。上端MOSFET在最小输入电压时的导通损耗最大，在最大输入电压时开关损耗最大，即

导通损耗PRDS=(VOUT2/VIN(MIN)I2LOAD×RDS

=5/8×3 2×0.046=0.2588W

开关损耗PS=VRSS×VIN(MAX)×f×ILOAD=

=(130×10 -12×14.5×345×10 3 ×3)/1

=0.0283W

3 实验结果

MAX1715由于没有电流检测电阻，并且有快速PWM控制和自动的脉宽跳变模式，所以，其效率相对其他应用电路更高，我们设计的电路实验效率达到了97％。电路图如图2所示。

4 结语

电源控制器篇7

关键词：半导体激光器;恒流源;慢启动;C8051F单片机

中图分类号：TP368.1;TN249 文献标识码：B

文章编号：1004373X(2008)0519002

Design of Electric Power Control System by Single Chip for Semiconductor Laser

JIA Wenchao,LI Juanjuan,LIU Zengjun,CHENG Quanxi

(Electrical and Electronic Engineering College,Changchun University of Technology,Changchun,130012,China)

Abstract：A diode laser output power system controlled by microprocessor C8051F is presented.The work current of diode laser controlled by stable current source and light power feedback.This constant current source uses a high power Darlington transistor as the current control device,the value and range of the output current which can be adjusted are very large.The constant current source has protective and slow start function and so on.

Keywords：semiconductor laser diode;constant current source;slow-start circuit;C8051F single chip

半导体激光器(LD)体积小，重量轻，转换效率高，省电，并且可以直接调制。基于他的多种优点，现已在科研、工业、军事、医疗等领域得到了日益广泛的应用，同时其驱动电源的问题也更加受到人们的重视。使用单片机对激光器驱动电源的程序化控制，不仅能够有效地实现上述功能，而且可提高整机的自动化程度。同时为激光器驱动电源性能的提高和扩展提供了有利条件。

1 总体结构框图

本系统原理如图1所示，主要实现电流源驱动及保护、光功率反馈控制、恒温控制、错误报警及键盘显示等功能，整个系统由单片机控制。本系统中选用了C8051F单片机。C8051F单片机是完全集成的混合信号系统级芯片(SOC)，他在一个芯片内集成了构成一个单片机数据采集或控制系统所需要的几乎所有模拟和数字外设及其他功能部件,如本系统中用到的ADC和DAC。这些外设部件的高度集成为设计小体积、低功耗、高可靠性、高性能的单片机应用系统提供了方便，也大大降低了系统的成本。光功率及温度采样模拟信号经放大后由单片机内部A/D转换为数字信号，进行运算处理，反馈控制信号经内部D/A转换后再分别送往激光器电流源电路和温控电路，形成光功率和温度的闭环控制。光功率设定从键盘输入，并由 LED数码管显示激光功率和电流等数据。

2 半导体激光器电源控制系统设计

目前，凡是高精密的恒流源，大多数都使用了集成运算放大器。其基本原理是通过负反作用，使加到比较放大器两个输入端的电压相等，从而保持输出电流恒定。并且影响恒流源输出电流稳定性的因素可归纳为两部分:一是构成恒流源的内部因素，包括:基准电压、采样电阻、放大器增益(包括调整环节)、零点漂移和噪声电压；二是恒流源所处的外部因素，包括:输入电源电压、负载电阻和环境温度的变化。

2.1 慢启动电路

半导体激光器往往会因为接在同一电网上的多种电器的突然开启或者关闭而受到损坏，这主要是由于开关的闭合和开启的瞬间会产生一个很大的冲击电流，就是该电流致使半导体激光器损坏，介于这种情况，必须加以克服。因此，驱动电源的输入应该设计成慢启动电路，以防损坏，如图2所示：左边输入端接稳压后的直流电压，右边为输出端。整个电路的结构可看作是在射级输出器上添加了两个∏型滤波网络，分别由L1 ,C1,C2和L2,C6,C7组成。电容C5构成的C型滤波网络及一个时间延迟网络。慢启动输入电压V在开关和闭合的瞬间产生大量的高频成分，经过图中的两个∏型网络滤出大部分的高频分量，直流以及低频分量则可以顺利地经过。到达电阻R和C组成的时间延迟网络， C2 和C4并联是为了减少电解电容对高频分量的电感效应。

2.2 恒流源电路的设计

为了使半导体激光器稳定工作,对流过激光器的电流要求非常严格,供电电路必须是低噪声的稳定恒流源驱动,具体电路如图3所示。

如图3所示,该恒流源由运放U1和三极管T1,达林顿管Q2进行电流放大，再通过U2放大反馈，从而实现恒流输出。TQ2以大功率达林顿管为调整管,将其接成射极输出的形式,半导体激光器(LD)作为负载串联在达林顿管的发射极,通过控制达林顿管的基极实现对激光器电流的控制。本设计要求电路最大能输出3 A工作电流,这就要求推动达林顿管的基极电流也比较大,但因集成运算放大器一般工作在小电流状态,不能直接推动达林顿管正常工作,即使勉强推动其工作也会造成集成运算放大器本身功耗过大,温升过高,影响电路的输出精度,所以采用小功率三极管T1推动大功率达林顿管工作。采样电阻接在激光器下端,采样信号经过由U2组成的同相比例放大环节放大后再接回到U1的反相输入端,构成电流负反馈电路,达到输出恒流的目的。

2.3 激光功率的稳定控制

光功率反馈采用外部监测光电二极管的输出光电流，由放大器再经A/D转换后送CPU处理，得出控制量，调整激光器的工作电流，从而进行激光功率的闭环控制。

温度控制在本系统中采用了半导体制冷来实现，这是

一种热电制冷器，只要控制流过温控器电流的大小和方向，就能对激光器进行制冷或加热，从而控制激光器的工作温度。

2.4 保护电路

虽然慢启动电路消除了高频冲击电流的危害，但不能有效地防止直流或低频电流过载对半导体激光器的危害，因此，应当设立过载保护电路。一般可采用限流式保护电路。若长时间工作于短路的情况下，过热仍然会导致调整管的损坏,此时可以采取截流式保护电路。过电压保护的精度主要取决于稳压二极管,而其工作点是随流经稳压管的电流和环境温度变化的,因此，设计上必须选用稳定电压的温漂非常小的稳压管。

3 软件设计

本系统软件采用模块化的结构设计，自顶向下，逐步细化，利用子程序构成各模块，如初始化模块、键盘模块、显示模块等。主程序流程图如图4所示。

在主程序流程中，系统上电复位后，开始进行各模块初始化，然后调显示子程序，显示数据，再调键扫描子程序，若有键按下，则调相应的键功能程序，若无键按下，则循环调用显示程序。

4 结 语

本文中设计的半导体激光器驱动电源的控制系统通过慢启动电路、恒流源电路和光功率反馈电路等，解决了恒流和在工作温度范围内输出功率的不稳定问题，稳定度较高。

参考文献

［1］陈凯良,竺树声.恒流源及其应用电路[M].杭州:浙江科学技术出版社,1992.

［2］潘琢金,施国君.C8051Fxxx高速SOC单片机原理及应用[M].北京：北京航空航天大学出版社,2002.

作者简介 贾文超 男，1965年出生，教授、硕士研究生导师。主要从事电气工程、雷达、虚拟仪器、汽车电子等方面的设计与研究工作。

李娟娟 女，1982年出生，现在长春工业大学攻读硕士学位。主要从事检测技术与自动化装置的研究。

电源控制器篇8

关键词：控制电源系统；中央控制柜（PSC）；逻辑控制单元（PEDC）；断路器

中图分类号：U231+.8 文献标识号：A 文章编号：2306-1499（2013）03-（页码）-页数

1.站台门系统简介

站台门系统沿站台边缘布置，将站台区与隧道轨行区完全隔离，设有与列车门相对应、可多级控制开启与关闭滑动门的连续屏障，地铁车站设置站台门的作用一来是减少了站台区与轨行区之间冷热气流的交换，减小了车站供冷系统的负荷，降低了环控系统的空调能耗；二来是降低安全隐患，可以防止乘客坠轨事件，保障列车与乘客的安全，同时可以减少车站管理人员；三是使乘客不再忍受噪音和粉尘带来的伤害，打造安静、舒适的乘车环境，体现“人文关怀”，同时站台门外形可以与车站内其它建筑相协调，美化车站环境。

2.一号线站台门原控制电源系统

2.1站台门电源系统简介

车站变电所引两路AC380V输入，经双电源切换箱后提供一路电源作为UPS的输入电源，通过UPS整流及逆变后输出稳定的AC380V。当UPS发生故障影响使用时会自动转为旁路供电；当两路AC380V不正常输入时，UPS由蓄电池组供电，经UPS逆变后输出AC380V。

UPS输出后，从U、V、W三相分组抽取12组AC220V，经过交流开关后作为站台门的驱动电源，每侧站台门用其中六组供电（每组线上串联五个门）；另再取一路AC380V经隔离变压及直流转换装置（110V和24V直流电源转换）后，提供给控制电源。控制电源由配电柜隔离变压成+110V和-110V后，输出一路控制电源，通过一个2P的断路器给中央控制柜（PSC）机柜供电，此路控制线路到达PSC机柜后，在+110V线路加上一个1P的断路器后分成两路给上下行逻辑控制单元（PEDC）站台门进行控制逻辑供电。

站台门系统电源的原理示意图如下：

2.2站台门控制电源线路故障风险点

南京地铁一号线站台门验收时，由于工作人员在检查机柜参数时，不小心碰到中央控制柜（PSC）机柜上DC110V的1P的断路器，造成断路器分闸，导致站台上下行两侧站台门都无法动作。此时检查站台门DC110V控制电源经变压后输送到配电柜的主控2P断路器和备用控制2P断路器（备控制断路器输出端暂未接线），主控制断路器输出电压进入PSC机柜，+DC110V经接入中央控制柜（PSC）机柜上的1P断路器后，再分2路分别进入上下行逻辑控制单元（PEDC），-DC110V则直接分2路分别进入上下行辑控制单元（PEDC）。

控制线路图如下：

上述线路主要存在的风险点为：主用2P断路器或1P断路器发生故障时，由于发生故障的断路器同时为上下行PEDC供电（PEDC在站台门设备中主要控制站台门开关和报警的逻辑控制单元，PEDC失电故障直接造成所控制侧整侧站台门出现无法动作故障），因此当任何断路器故障时，直接影响到上下行PEDC单元控制部分供电，此时会发生整个车站站台门全部无法开关故障，故障影响范围为整个车站。

2.3站台门断路器选用不合理

一号线站台门配电柜和中央控制柜（PSC）机柜为两个厂家提供，控制电源为直流电源，站台门控制电源负荷为每侧站台不超过2A电流（现场测量得出，测量数据见下表1），即每站不超4A电流（为上下行门同时动作时最大控制电流）。配电柜厂家提供的2P断路器为直流3A，但中央控制柜的DC+110V后续电路中的1P断路器为直流4A，如图3所示。

根据控制电源接线原理图可以看出配电柜的2P断路器电流为直流3A，不符合整个车站两侧站台门控制电流负荷4A的设计要求。DC+110V后续电路中在中央控制柜处设置1P断路器为直流4A，断路器匹配不符合电气电路设计。断路器配电柜的控制断路器跳闸电流小于中央控制柜的控制断路器跳闸电流。因此此控制电路存在选用电气元件不合理设计。

3. 控制电源系统优化方法

3.1 控制电路断路器的选型

图3回路中1P断路器为4A，安装站台门每侧控制单元所需负载电流不超2A计算，每个站（上下行两侧站台为并联电路）电流不超过4A，因此在控制电路中央控制柜处DC+110V线路安装直流4A/1P断路器即可符合设计要求。控制电路配电柜处设置直流3A/2P断路器不符合要求，按照电气回路设置要求，选用直流6A/2P的断路器即可符合设计要求。

3.2 控制电路的优化

原站台门控制电路未优化时，当任何断路器发生故障，故障范围直接影响到整个车站站台门系统开关，对地铁运营将会带来较大负面影响。因此对此控制回路进行优化至关重要。优化主要是将原有控制回路一控二的情况改为一控一，即每个断路器回路只控制一侧站台门设备。从控制电路的断路器选型可以看出，以两侧站台车站为例，每侧站台门在进行开关时的最大负荷电流不超过2A，因此单侧站台门控制回路的断路器选型为直流3A/2P和直流2A/1P断路器。

3.2.1 控制电路优化方式

原线路：DC110V控制电源从变压后输送到配电柜主控制直流3A/2P断路器和备控制直流3A/2P断路器（备控制断路器输出端暂未接线），然后主控制断路器输出端进入PSC机柜后， DC+110V接入PSC机柜上直流4A/1P断路器后，分2路分别进入上下行PEDC，而DC-110V直接分2路分别进入上下行PEDC。

优化后：DC110V控制电源从变压后分2路分别输送到配电柜2个直流3A/2P断路器（上行直流3A/2P断路器和下行直流3A 2P断路器），每个2P断路器输出端进入PSC机柜后，上行DC+110V接入PSC机柜上行直流2A 1P断路器后，进入上行PEDC，上行DC-110V直接进入上行PEDC。下行DC+110V接入PSC机柜下行直流2A/1P断路器后，进入下行PEDC，下行DC-110V直接进入上行PEDC同理。

控制电路优化原理图如下

3.2.2 控制电路优化图片

4. 控制电源优化意义

通过上述控制电源优化，本控制系统断路器合理选型，将会合理保护控制回路，同时优化后指示更加直观，每侧出现控制回路故障可直接从各侧指示灯直接观察到。在单侧门出现控制线路故障时，造成单侧控制断路器跳闸，此时车站工作人员在进行整侧门故障处理时将减少一半的工作量，减少人力资源消耗，降低运营服务风险。

参考文献

[1] 朱卫平，彭海龙，谭晓梅，城市轨道交通站台站台门，第1版，中国标准出版社，2007：7

[2] 王珩，地铁站台门系统的供电电源方案与绝缘接地措施，铁道机车车辆，2001（4）