高压变频器范文

高压变频器篇1

关键词：变频器 多重化 飞车启动 完美无谐波

0 引言

哈尔滨九洲电气股份有限公司成立于2000年，是以“高压、大功率”电力电子技术为核心技术，以“高效节能、新型能源”为产品发展方向，从事电力电子成套设备的研发、制造、销售和服务的高科技上市公司。

本文主要对PowerSmart系列高压变频器功能、出厂测试进行介绍。

1 Power SmartTM高压变频调速控制装置系统组成

Power SmartTM系列高压变频调速系统主要由切分移相干式变压器柜、功率单元柜、控制单元柜、远控操作箱、旁路开关柜等部分组成。切分移相干式变压器为变频器的输入设备，一般由铁心、输入绕组、屏蔽层、输出绕组及冷却风机、过热保护等部分构成。控制单元柜主要由主控制器、温控器、风机保护器、人机界面（数码管和彩色触摸屏可选）、PLC、嵌入式微机、开关电源、EMI模块、隔离变压器、空气开关、接触器、继电器、模拟量模块、开关量模块等组成。

2 工作原理

Power SmartTM系列高压变频器是采用单元串联多重化技术属于电压源型高-高式高压变频器。所谓多重化，就是每相由几个低压功率单元串联组成，各功率单元由一个多绕组的移相隔离变压器来独立供电。采用多重化叠加的方式，使变频器输出电压的谐波含量很小，不会引起电动机的附加谐波发热。其输出电压的dV/dt也很小，不会给电机增加明显的应力，因此可以向普通标准型交流电动机供电，而且无需降容使用。由于输出电压的谐波和dV/dt都很小，不需要附加输出滤波器，输出电缆也长度无要求。由于谐波很小，附加的转矩脉动也很小，避免了由此引起的机械共振。变频器工作时的功率因数达0.96以上，完全满足了供电系统的要求。因此不需要附加电源滤波器或功率因数补偿装置，也不会与现有的补偿电容装置发生谐振，变频器工作时不会对同一电网上运行的电气设备发生干扰，因而被人们誉为“完美无谐波的高压变频器”。

3 技术特点

采用双DSP控制，可靠性高，杜绝了变频器死机问题；采用36脉冲整流（以6KV变频器为例）及空间矢量多重化PWM技术，每相由6个功率单元串联而成，并直接驱动电动机，无需输出升压变压器。输出电平数高，dv/dt很小，输出波形接近正弦波。采用专利技术的实时光纤传送技术，对功率单元进行控制。变频器输出转矩脉冲窄，控制精度高，避免了机械共振。完善的自我诊断和故障预警机制，上电自检，运行中实时监测，检测速度高。通过双DSP系统，实现纳秒级运算并进行综合判断，分析准确，减少变频器误报警。具有PWM控制波形与逆变输出波形实时验证功能，提高了输出波形的准确性，增强了系统无故障的运行能力。具有反转启动和飞车启动功能，无论电机处于正转还是反转状态，变频器均可实现大力矩直接启动。具备来电自启动功能，避免电网短时失电对生产造成影响。变频器发生短路、接地、过流、过载、过压、欠压、过热等情况时，系统均能故障定位并且及时告警或保护，对电网波动的适应能力强。支持中心点偏移式的旁路技术。当某一个功率单元失效时，能够立即对该单元实施旁路处理，而整个变频器的输出仍能维持94%以上的电压，这保证了系统的不间断运行。

4 出厂测试

Powersmart系列高压变频器检验项目（全功率出厂测试）包括：①一般检验：包括外观、部件、元器件。②电气间隙与爬电距离检验。③安全与接地检验。④外壳防护检验。⑤保护功能检验。⑥显示功能检验。⑦效率检验。⑧功率因数检验。⑨输出电压检验。⑩频率分辨率检验。 过载试验。 连续运行试验。 启动特性控制实验。 温升试验。 谐波实验。 控制回路上电源切换实验。 不间断后备电源实验。 高压掉电短时跟踪再启动实验。 飞车启动试验。

九洲电气生产的每一台PowerSmart系列高压变频器，在出厂时都经过严格测试。九洲电气组建了高压大功率变频器实验室。具体包括：电气性能试验室，负责对产品的工频耐压、电气绝缘、三防、效率、功率因数、产品的动态特性等性能进行综合测试。电磁兼容实验室，负责对产品进行快速脉冲群、静电、浪涌、电压跌落等项目试验。单元模块老化实验室，负责对每一个功率单元、控制单元板进行高温带载72小时老化实验。中高压变流试验站，是与罗克韦尔共同建造的，负责对中高压等级的变频器、软启动器、兆瓦级风力发电变流器、SVC产品进行智能化带负载性能测试。其所能测试等级为690V到10KV，最大测试功率可达到5000KW。它为高压变频器的技术发展提供了一个全方位的试验平台。

参考文献

高压变频器篇2

【关键词】高压变频器 高次谐波 干扰 控制

用电容量随着我国工业和经济的发展在不断地增加，为了减少电路损耗就需要提高输电线路电压等级。变频器主要由控制电路、逆变电路和整流电路组成，“其中整流电路和逆变电路由电力电子器件组成，电力电子器件具有非线性特征，当变频器运行时，它要进行快速开关动作，因而产生高次谐波”。变频器容量的提高，其谐波对电机负载及整个电网的污染及影响也将会更大，降低了系统的电能质量。

1 高次谐波产生的原因分析

热力电网中由高压变频器产生的高次谐波有多种来源，在电力的生产、传输、转换和使用的过程中都可能会产生谐波。谐波的产生主要是来自一些具有非线性特性的电气设备，例如具有铁磁饱和特性的铁芯没备，如：电抗器、变压器等，还有以电力电子元件为基础的开关电源设备，如：大容量的电力晶闸管可控开关设备、相控调速和调压装置、各种电力变流设备（如变频器、整流器、逆变器）等，它们大量的用于电气铁道、冶金、矿山化工等工矿企业中。然而由于电机容量的不断增大，大功率变频器的输出谐波对电机的影响及其输入谐波对电网的影响交互成为变频系统中的突出问题，这些非线性负载从电网取用非正弦电流，即使电源给这些负载供给了正弦波形的电压，但由于电流流经负载时与电压不成线性关系，使得流过电网的是非正弦波形的电流。这种电流波形是由基波频率与基波成整数倍的谐波组成，使电网电压严重失真，另外电网还必须向这些负荷产生的谐波提供额外的电能。

对于高压变频器来说，其产生的谐波频率的高低与调制变频器的频率有关。当调制频率控制在1～2kHz时，人耳能够听到高次谐波频率产生的噪声；调制频率过高时人耳虽然听不到，但高频信号仍是客观存在的。

2 高压变频器的高次谐波造成的危害

一般变频器结构由逆变器和整流器组成，普遍使用整流二极管或晶闸管等非线性整流器件，在工作时会在电网产生大量谐波。大量谐波电流流入电网后，对电网将产生传导干扰，由电网阻抗所产生的谐波压降叠加在电网基波上，就会引起电网的电压畸变，影响到电网的供电质量，致使电能质量变差。当流入电网的谐波超过一定值时，就会对电网及用电设备的正常工作造成影响。

2.1 引起串联或并联谐振

为了提高补偿负载的无功功率和电力系统的电压水平，通常在负载处或变电所安装并联电容器。在工频频率下，系统的感抗远大于这些电容器的容抗，就不会产生谐振。在变频器高次谐波的影响下，系统的感抗会大大增加，而电容器的容抗却大大减小，这种情况下就可能会产生串联或并联谐振。谐振会对电容器及与之串联的电抗器造成极大威胁，能使谐波电流放大数十倍，从而可能烧毁电容器和电抗器。

2.2 对电网及其设备造成危害

高压变频器的高次谐波电流在电网上流动，会按各自的阻抗分流到电源系统及其并联的负载上，对整个电网系统和相关设备都形成不同程度的影响。对于电缆输电系统而言，谐波电流不但能够引起附加损耗，也会使输电线路的电能损耗增加，加速电缆绝缘的老化，也使介质损耗增加，引起浸渍绝缘的局部放电，缩短电缆的使用寿命。高次谐波也会对电子测量装备的测量结果产生影响，当有谐波出现时，按工频正弦波形设计的电力测量仪表就会产生测量误差。此外，高压变频器的高次谐波还会对继电保护和自动装置的工作可靠性造成影响，可能会误启动录波装置，使其动作失去一定的选择性，降低工作可靠性并容易引发系统事故，对电力系统的安全运行造成严重威胁。

2.3 对电机及其负载的影响

高压变频器输出高次谐波会引起电动机机械振动、机械噪声、转矩脉动、发热等现象，严重时会引起系统共振。谐波中的能量在电动机工作时并不做功便全部转化为热量，对电机造成严重影响，并且高次谐波由于谐波频率的增加而更容易引起变压器发热。变压器在通电的瞬间产生的谐波电流，一般由于时间太短而不会造成危害，但如果发生谐振，就会危及变压器的安全。

3 高压变频器高次谐波的控制

变频器在带给人们极大方便的同时，对电网注入大量的谐波使供电质量不断恶化，为控制谐波污染可以从以下方面着手。

3.1 安装合适的电抗器

例如在电源与高压变频器输入端串联交流电抗器，来增大整流阻抗而抑制高次谐波电流，或者在直流环节串联直流抗电器以减小输入电流的高次谐波成分。另外，由于变频器与电机之间的电缆存在电容分布，并且在电缆较粗或距离较长时，经过逆变输出后变频器调制方波会在电路上产生一定过电压而导致电机无法正常工作，这种情况可以通过在电机和变频器之间连接输出电抗器来抑制谐波。

3.2 选择适当的滤波器

在变频器电路中有很多高次谐波电流，滤波器可以有效抑制变频器产生的电磁干扰噪声的传导，也对外界无线电干扰、浪涌对变频器的干扰有着一定的控制作用，例如可以将输入线路滤波器串联在变频器输入侧，通过增大电路的阻抗来减小高次谐波电流等。

3.3 配用变频专用电缆，合理布线

选用电缆绝缘水平及热稳定性较高的电缆，降低电容分布，加强电缆静电屏蔽，从而减小、抑制谐波电流，阻断高次谐波干扰的传播途径。在布线上使变频器与电动机尽量靠近，可以缩短引接电缆长度，也能有效减小、抑制谐波电流。

参考文献

[1]姚骞，舒昭君，孙强等.变频器谐波的产生和危害及其解决方法探讨[J].机床电器，2006（01）.

作者简介

于晓涛（1986-）男，吉林省长春市人。大学本科学历。现为大唐长春第三热电厂助理工程师。研究方向为电气工程自动化。

作者单位

高压变频器篇3

【关键词】高压变频器;电厂

电力企业不仅是能源的生产者，也是能源的消耗者，特别是我国装机容量占据70%以上的火电，更是资源消耗的大户，因此，在能源节约全球化大背景下，火电厂节能成为了电力企业和电力工作迫切需要解决的实际问题，不仅是电力企业提高市场竞争力的必要途径，也是电力企业履行社会责任的必然选择。从目前火电厂节能现状来看，在节煤、节水、节油、节电等方面都有所突破，但在节电方面的发展空间更大，因为火电发电机组运行整个环节所消耗的电量占据了其发电量的5%左右，这为火电厂节能的进一步优化提供更多的可能性，文章正是基于这种可能性对火电厂节电技术进行研究。据相关资料统计，火电机组中的吸送风机、排粉机等风机以及循环泵、凝结泵等泵类设备的负载用电量占到厂用电总量的80%，因此，调速降耗技术成为了本文火电厂节能技术研究与应用的切入点。目前在火电厂应用较为广泛的调速技术主要包括改极、改转差率、变频器这三种，但相比而言，高压变频器的节能效果更为突出，节电率可达到20%～60%，这就使得变频器的应用成为了目前火电厂节能技术研究的重点，也将是本文的主要研究内容。文章主要结合某火电厂机组运行实际，对高压变频器在节能中的应用进行分析，以提高发电厂的市场竞争力。

1.高压变频器节能方案

结合该火电厂330MW机组能耗现状、设备参数、运行工况，根据高压变频器工作原理，笔者在评估高压变频器应用预期节能效果的基础上，提出高压变频器节能应用综合方案。

参考多数电厂高压变频器节能技术应用实例，在高压变频器的节能应用过程中，主要辅机的多数设备节能效果会比较明显，但也存在着个别设备节电效果不明显，这需要进行详细的可行性、经济性比较分析。据调查，一般情况下，泵类设备变频节能效果较好，最高可达60%，风机类设备变频节能效果也可达到30%左右，这两个部分是高压变频器节能应用的重点。同时，日常负荷达80%以上的设备进行变频节能应用已无太大的发挥空间，如600MW循环水泵电机额定电流312A，运行电流256A，此类设备若进行变频改造已无节能空间。另外，离心式风机变频节能效果较好，轴流式风机建议不进行变频改造，节能效果较差。动叶可调的轴流式风机本身通过调整叶片可实现对电机电流的调整，若加装变频器，节能潜力不大，可不考虑加装变频器，如330MW引风机、增压风机。静叶可调的风机为轴流式风机，变频改造节能空间同样不大，从设备的可靠性、经济性考虑也建议不加装变频器。但排粉机为离心式风机，入口为风门调节，风门开度为在50%、风压为4～6kPa，通过计算，加装变频器后节能空间可达到25%左右，因此，在排粉机实施变频节能具有很大的空间。

基于以上考虑，该火电厂330MW机组主要对锅炉排粉机、汽机凝结水泵进行高压变频器的节能应用，具体分析如下。

2.排粉机的高压变频器节能技术

排粉机在火电厂中发挥着极其重大的作用，但电厂排粉机在机组低负荷运行时大多存在着挡板节流调节的现象，造成大量能量的损耗，电厂排粉机变频节能迫在眉睫。当前，改变风机性能曲线已成为风机节能的主要方式，其中应用最广的就是变频调速。一般火电厂的排粉机电机电压等级多为6kV，对排粉机调速就是对其所对应的高压交流电动机的调速。

在具体的高压变频器节能应用过程中主要考虑以下几个方面的事项：高压变频器的选择、高压变频器的整流电路、高压变频器的控制策略、DCS远方控制以及变频器与排粉机高压开关的联锁配合。

（1）高压变频器的选择

目前高压变频器按不同性质有多种分类，各种类型高压变频器有其各自的优缺点。其中单元串联式多电平变频器各项性能较平衡，相比二、三电平变频器输入、输出波形好，相比交-交变频器对电网的谐波污染小，而且输出适用于普通电动机。另外，目前三电平变频器受到器件耐压的限制，尚难以实现10kV等级的直接高压输出，而单元串联式多电平变频器的输出电压能够达到甚至更高，因此在排粉机节能中选择单元串联多电平电压源型变频器。

（2）高变频器的整流电路

当前高压变频器的交变直整流电路有多种，其中，PWM整流电路是一种模拟的控制方式，可根据相应载荷的变化来调制晶体管栅极或基极的偏置，以实现开关稳压电源输出晶体管或晶体管导通时间的改变。通过对它的适当控制，可以使输入电流近似为正弦波，且电流和电压同相位，功率因数近似为1，并且可以实现能量的双向流动。综合比较来看，PWM整流电路的性能较优，是本文研究过程中的理想选择。

（3）高压变频器的控制策略

高压变频调速的控制方式也是多种多样的，有基于电动机动态模型的矢量控制方式，也有基于无速度传感器的转速闭环转差频率控制和开环恒压频比（V/F=常数）控制。基于电动机动态模型的控制方式虽然技术比较先进，但尚处于初期开发使用阶段，性能不太稳定，价格较高，本文不作采用。转差频率控制由于转矩控制性能差，一般只适用于转速变化缓慢的场合，对排粉机这种转速变化较快的辅机不太适合。而V/F比恒定控制的突出优点是可以进行电机的开环速度控制，这与排粉机的转速变化要求是相符的，而对现场电压和频率量的采集也比较方便，因此，V/F比恒定控制是排粉机高压变频器的最佳控制策略。

（4）DCS远方控制

将变频器的调节功能及保护、监视、连锁信号和现场设备反馈信号接入DCS控制系统，在DCS系统进行变频器的频率自动和手动调节，根据实际的负荷量调节电机的转速，进而实现排粉机的手动和自动控制。

（5）变频器与排粉机高压开关的联锁配合

为了降低在变频器故障时因排粉机停运对锅炉运行造成的不利影响，减少机组降负荷或停机的机率，排粉机变频柜需增加自动旁路功能，当排粉机变频器故障停运时能自动切至工频运行，此时的排粉机恢复到原来的运行方式。若属电气故障，排粉机高压开关的继电保护将直接启动，不会因高压变频器的存在而受到影响，若因上一级的引风机故障或是热工保护动作造成安全联锁启动，其逻辑则直接作用于排粉机高压开关，高压变频器将因电源失压而报故障停运并切换到工频旁路。

事实证明，排粉机通过以上变频器技术的应用之后，制粉系统运行稳定，各项参数调节正常，机组排粉机变频设备节能效果明显。

3.凝结水泵的高压变频器高压变频器节能技术

该机组6kV凝结水泵电机运行时大部分时间偏离额定工况，凝结水泵水压、流量需要调节时，传统的方法是通过调节阀门或启停电机来实现，损耗随之增大，同时降低了水泵的总效率，由此而引起的电能损失是相当可观的。因此，可采用变频调速技术，按需要升降电机转速，改变水泵的性能曲线，使水泵的额定参数满足工艺要求。整个高压变频器节能技术应用原理及注意事项与排粉机类似，包括高压变频器选择、DCS实现等，在此不作赘述，主要对技术实现方案进行分析。

根据笔者对多家电厂的实际调研和变频节能技术应用现状，采用变频器节能改造凝结水泵通常有两套技术方案。第一套技术方案为“一拖一”，该技术方案水泵运行方式简单、两台凝结水泵运行都能进行变频调节，且倒换时切换方便，发生事故时倒换对机组影响小，安全性高。但初投资较高，占地面积大，并且机组越大，凝结水泵电动机容量越大，高压变频器的价格越高。第二套技术方案为“一拖二”，该技术方案改造成本小，但当工作方式变换和水泵倒换时操作比较麻烦，凝结水泵出口压力的需求与凝结水泵低速经济运行之间存在矛盾，水位控制与出口压力控制存在耦合，变频工频切换时存在较大扰动，因此事故发生时安全系数较小。考虑到该机组6kV 凝结水泵实际情况、技术可行性、初投资和运行成本等个因素，经笔者的综合分析和多方论证，最终选择“一拖二”技术方案，对于该方案中存在的问题，拟通过DCS控制系统及逻辑控制优化来实现，具体方案如下。

在机组6kV配电室内，加装高压变频器1台，旁路刀闸柜2台，一拖二使用，以提高设备的使用率。将变频器的调节功能和除氧器水位反馈信号接入DCS系统控制，在DCS系统进行变频器的频率自动和手动调节，进而实现凝结水泵转速和水量的自动和手动控制，同时将变频器的保护、监视、连锁信号接入DCS系统，其中包括模拟量的输入输出，开关量的输入和输出。并在机组6kV配电室内安装空调对变频器进行冷却。正常情况下，允许有一负载工作在变频状态，另一负载工作在工频状态，也可以两台都在工频状态。

和排粉机一样，为了降低高压变频器产生故障时会对其它设备及系统产生影响，需增加自动旁路功能，变频旁路的布置主要取决于变频器所带负载的数目、以及工频和变频工作方式的切换方法，由于凝结水泵变频节能改造须采用”一拖二”的公用变频器方式，因此其旁路自动功能的实现与排粉机相比要复杂的多，需要作出说明。旁路自动功能实施原理如图1所示，它是由六个高压隔离开关QS1～QS6组成。其中QS2和QS3，QS5和QS6安装机械互锁装置;QS2和QS5，QS4和QS1有电气互锁。如果两路电源同时供电，M1工作在变频状态，M2工作在工频状态时，QS3和QS4、QS5分闸，QS2、QS1和QS6处于合闸状态;M2工作在变频状态，M1工作在工频状态时，QS2和QS1、QS6分闸，QS4、QS5和QS3处于合闸状态;如果检修变频器，QS3和QS6可以处于任一状态，其它隔离开关都分闸，两台负载可以同时工频运行;当一路电源检修时，可以通过分合隔离开关使任一电机变频运行，整体上提高了凝结水泵系统运行的稳定。

图1 旁路自动功能实施原理

经过运行实践表明，高压变频器用于凝结水泵后，节能可操作性较强，投入较小，节能效果好，经济利益高，值得推广和应用。

4.结语

高压变频器可以应用于电厂各个环节和设备的节能，文章只是根据电厂实际情况在综合比较分析的基础上，选择了两个方面作为突破点，这也充分说明了在具体实践中要从设备状况、节能效果、技术可行性、经济性等方面进行综合认证，最终确定最佳的高压变频器节能技术方案。

参考文献

[1]邹方栋.高压变频器在国电蚌埠电厂中的应用[J].安徽电气工程职业技术学院学报，2010（3）.

高压变频器篇4

【关键词】电力设备；高压变频器；日常维护

0 引言

随着现代电力电子技术及计算机控制技术的迅速发展，促进了电气传动的技术革命。交流调速取代直流调速，计算机数字控制取代模拟控制已成为发展趋势。交流电机变频调速是当今节约电能，改善生产工艺流程，提高产品质量，以及改善运行环境的一种主要手段。变频调速以其高效率，高功率因数，以及优异的调速和启制动性能等诸多优点而被国内外公认为最有发展前途的调速方式。以前的高压变频器，由可控硅整流，可控硅逆变等器件构成，缺点很多，谐波大，对电网和电机都有影响。近年来，发展起来的一些新型器件将改变这一现状，如IGBT、JGCT、SGCT等等。由它们构成的高压变频器，性能优异，可以实现PWM逆变，甚至是PWM整流。不仅具有谐波小，功率因数也有很大程度的提高。

变频器是利用电力半导体器件的通断作用将工频电源变换为另一频率的电能控制装置。随着现代电力电子技术和微电子技术的迅猛发展，高压大功率变频调速装置不断地成熟起来，原来一直难于解决的高压问题，近年来通过器件串联或单元串联得到了很好的解决。其应用的领域和范围也越来越为大，这使得高效、合理地利用能源（尤其是电能）成为了可能。电机是国民经济中主要的耗电大户，高压大功率的更为突出，而这些设备大部分都有节能的潜力。大力发展高压大功率变频调速技术，将是时代赋予我们的一项神圣使命，而这一使命也将具有深远的意义。高压大功率变频调速装置被广泛地应用于石油化工、市政供水、冶金钢铁、电力能源等行业的各种风机、水泵、压缩机、轧钢机等。为了使高压变频器能过更好的发挥作用，对高压变频器的日常维护尤为重要。同时，对于常见的故障，我们应该能及时排除问题，及时使其恢复正常工作这样才可以使系统更好的工作，减少损失。本文就针对以上问题进行一一的陈述。

1 高压变频器的日常维护

高压变频器一般的安装环境要求：最低环境温度-5℃，最高环境温度40℃。大量研究表明，高压变频器的故障率随温度升高而成指数的上升，使用寿命随温度升高而成指数的下降，环境温度升高10℃，高压变频器使用寿命将减半。此外，高压变频器运行情况是否良好.与环境清洁程度也有很大关系。夏季是高压变频器故障的多发期，只有通过良好的维护保养工作，才能够减少设备故障的产生，请用户务必注意。

在夏季高压变频器维护时，应注意变频器安装环境的温度，定期清扫变频器内部灰尘，确保冷却风路的通畅。加强巡检，改善变频器、电机及线路的周边环境。检查是否紧固，保证各个电气回路的正确可靠连接，防止不必要的停机事故发生。

2 人身安全与设备安全

操作人员必须熟悉变频器的基本原理、功能特点、指标等，具有变频器的运行经验，无关人员不得随意操作变频器。注意高压危险，还要注意等功率模块中的电容器充分放电后，再进行作业。

高压变频器属于高压产品，柜内有3kV、6kV、10kV的危险电压。使用人员在设备安装和投入运行前，务必认真阅读和理解《使用手册>，严格遵守操作规程。一定要注意人身安全和设备安全。在做任何维护和检修工作之前，严格按照操作规程。确认无发热元件和不带电之前，千万不要触摸柜内任何部位。在检修时，一定要将高压切断并检查所有单元的指示灯完全熄灭才能更换或测量。不要使高压电源误接到变频器的输出端，这样会使变频器内部器件发生爆炸。不要用高压摇表测量变频器的输出绝缘，这可能会使功率单元中的开关器件受损。变压器进行耐压试验时，需要将所有功率单元同变频器断开，并且将温控仪同测温探头断开。

3 高压变频器抗干扰的常用措施

干扰电路严重影响高压变频器的工作效率，高压变频器的E端要与控制柜及电机的外壳相连，要接保安地，接地电阻应小于100欧，可吸收突波干扰。高压变频器的输入或输出端加装电感式磁环滤波器。平行并绕3～4圈，有助于抑制高次谐波（此方法简单易行，价格低廉）。上述磁环滤波器还可根据现场情况加绕在高压变频器控制信号端或模拟信号给定端的进线上。装有高压变频器的电控柜中，动力线和信号线应分开穿管走线，金属软管应接地良好。模拟信号线要选用屏蔽线，单端在高压变频器处接仿真地。还可通过调整高压变频器的载频来改善干扰。频率越低，干扰越小，但电磁噪声越大。 RS485通讯口与上位机相连一定要采用光电隔离的传输方式，以提高通信系统的抗干扰性能。外配计算机或仪表的供电要和高压变频器的动力装置供电分开，尽量避免共享一个内部变压器。在受干扰的仪表设备方面也要进行独立屏蔽，市场上的温控器、PID调节器、PLC、传感器或变送器等仪表，都要加装金属屏蔽外壳并与保安地相连。必要时，可在此类仪表的电源进线端加装上述的电感式磁环滤波器。

4 日常巡检

日常巡查时应该注意以下事项，即使发现问题及时处理.认真监视并记录变频器人机界面上的各显示参数，发现异常应即时反映，认真监视并记录变频室的环境温度，环境温度应在-5℃～40℃之间。移相变压器的温升不能超过130℃。夏季温度较高时，应加强变频器安装场地的通风散热。确保周围空气中不含有过量的尘埃，酸、盐、腐蚀性及爆炸性气体。夏季是多雨季节，应防止雨水进入变频器内部（例如雨水顺风道出风口进入）。变频器柜门上的过滤网通常每周应清扫一次；如工作环境灰尘较多，清扫间隔还应根据实际情况缩短。变频器正常运行中，一张标准厚度的A4纸应能牢固的吸附在柜门进风口过滤网上。变频室必须保持干净整洁，应根据现场实际情况随时清扫。变频室的通风、照明必须良好，通风散热设备（空调、通风扇等）能够正常运转。

5 变频器停机后的维护

当变频器停机后，我们同时需要注意对其维护，以确保变频器得到好的保护，防止其受到损害，影响其使用寿命。用带塑料吸嘴的吸尘器彻底清洁变频器柜内外，保证设备周围无过量的尘埃。检查变频室的通风、照明设备，确保通风设备能够正常运转。检查变频器内部电缆问的连接应正确、可靠。检企变频器柜内所有接地应可靠，接地点无生锈每隔半年（内）应再紧同一次变频器内部电缆的各连接螺母。变频器长时间停机后恢复运行，应测量变频器（包括移相变压器、旁通柜主回路）绝缘，应当使用2500V兆欧表。测试绝缘合格后，才能启动变频器。检查所有电气连接的紧固性，查看各个同路是否有异常的放电痕迹，是否有怪味、变色，裂纹、破损等现象。每次维护变频器后，要认真检查有无遗漏的螺丝及导线等，防止小金属物品造成变频器短路事故。特别是对电气回路进行较大改动后，确保电气连接线的连接正确、可靠，防止反送电事故的发生。

6 总结

高压变频器篇5

关键词：高压变频器； 拓扑结构； 混合级联型； 模块化； 多电平变换电路

中图分类号：TN323 文献标识码：A

文章编号：2095-1302(2011)10-0062-05

Topological Structure of Converters with High-pressure and High-power

QIU Feng1, FENG Jiang-hua2, HU Jia-xi2

(1.School of Electrical and Information, Hunan University of Technology, Zhuzhou 412001, China;

2. CSR Zhuzhou Electric Locomotive Research Institute Co. Ltd., Zhuzhou 412001, China)

Abstract： The topological structure of several commonly used converters with high-pressure and high-power are compared. The latest research results about topological structure of converters with high-pressure and high-power at home and abroad in recent years are introduced. The development trends of high-pressure high-power inverter technology and multi-level circuit topology structure are proposed.

Keywords： high-voltage converter; topology; hybrid cascade-type; modular; multi-level conversion circuit

0 引 言

高压变频器通常指供电电压在3 kV的大功率变频器，目前实际应用的主要电压等级有3 kV(3.3 kV)、6 kV(6.6 kV、6.9 kV)和10 kV 。在能源危机和环境污染日益严重的社会发展中，各国政府都开始增强节能减排的意识，重视节能应用，我国“十一五”与“十二五”规划均提出节约能源的重要性；同时能源价格的日益增长，让许多重工业领域企业更加重视高压电气装备的长远投资。理论分析结果以及实际应用的状况，均表明高压变频器在节能改造方面具有巨大的潜力，有着广阔的发展前景。

到目前为止，高压变频器还没有像低压变频器那样有近乎统一的拓扑结构。起初，高压变频调速采用高-低-高的方式，即经过升降压变压器，实质上依然是低压变频器。然后出现了高-高直接式中压变频器。根据有无中间直流环节，可以分为交-交变频器和交-直-交变频器。由于交-交变频器调速范围窄，需要无功补偿和滤波装置，造价成本很高且占地面积大，所以逐渐被交-直-交中压变频器所代替。对于交-直-交变频器，根据直流环节结构的不同，可以划分为电流源型变频器和电压源型变频器，电流源型中压变频器的中间滤波环节采用的是大容量电感，而电压源型中压变频器中间滤波器采用的是大容量电容。由于电流源型中压变频器对电网电压波动和负载特性非常敏感，现场调试非常麻烦，因而使其无法像电压源型变频器一样普及应用。

本文所研究的高压变频器属于交-直-交电压型多电平变频器。本文将对国内外几种主要的高压大功率变频器主电路拓扑结构进行综述和研究，并在此基础上，从进一步提高系统效率的角度出发，对高压变频器技术的发展方向加以探讨。

1 二极管箝位型变换电路

日本学者A.Nabae于80年代初提出了中点箝位型PWM逆变电路结构，该电路又称二极管箝位多电平变换电路。图1是二极管箝位型五电平变换器的单相电路，该电路的每相桥臂有8个开关器件S1～S8串联，每4个开关器件同时处于导通或关断状态，其中(S1，S5)、(S2，S6)、(S3，S7)、(S4，S8)为互补工作的开关对，也即当其中的一个开关导通时，另一个关断。对于n电平的二极管箝位型变换拓扑，每个桥臂需要(n-1)个直流分压电容，2(n-1)个主开关器件，(n-1)(n-2)个箝位二极管。通过组合3个相同的单臂电路，并利用相同的分压电容，就可以很容易地得到三相电路。

在普通二极管箝位型多电平变换电路中，箝位二极管的阻断电压与开关器件的承受电压相同，变频器电平数越多，串联的箝位二极管器件就越多。例如在图1(a)中， VDc2 、VDc5由3个相同的二极管串联；VDc3和VDc4由两个相同的二极管串联。由于二极管特性参数不一致会导致所串联的二级管电压存在偏差，而偏差太大会造成二极管器件损坏，因而需要均压措施和RC吸收电路，但这又导致系统体积庞大，成本增加。为了解决这一问题，本文提出了一种改进型拓扑结构［1］，如图1(b)所示。这种拓扑所用的功率器件数量和传统拓扑一样，通过改变箝位二极管直接的连接关系，直接和间接地将二极管的电压箝在单电平电压之内，从而使得阻断电压为每个电容上的电压，在电平数较多的情况下，该电路比普通二极管箝位电路具有较大的优越性。

随电平数的增加，箝位二极管的数量以电平数二次方的规律递增，所以当电平数较高时，就会需要大量的箝位二极管，从而使系统在布局上难以实现。目前，应用于大容量的实用化拓扑，基本上都是二极管箝位型三电平逆变器，因为该逆变器只有两个直流分压电容，它的中点电位控制相对简单。该类结构若要进一步发展，其研究的重点将是如何通过软硬件结合的方式控制中点电容电压平衡，从而实现更高电压等级的应用。目前，此类结构最有可能得到实际应用的是“背靠背”式多电平结构，该结构不仅可以控制电容中点电压平衡，提高电压等级，而且还可以实现电机的四象限运行。

2 飞跨电容箝位型变换电路

飞跨电容箝位型拓扑结构最早是由T.A.Meynard和H.Foch在1992年的PESC会议上提出的。图2所示是一个飞跨电容箝位型五电平逆变器的单相电路。由图2可见，飞跨电容箝位型五电平主电路只是用飞跨电容取代箝位二极管，其工作原理与二极管箝位电路相似。这种拓扑结构虽然省去了大量的二极管，但又引入了不少电容。不过，由于电容的引进，电压合成的选择增多，开关状态的选择更加灵活，通过在同一电平上不同开关状态的组合，可使电容电压保持均衡。对于一个n电平的飞跨电容型电路，每个桥臂需要2(n-1)个开关器件，(n-1)个直流分压电容以及(n-1)(n-2)/2个箝位电容。

这种变换电路的优点是开关方式灵活、对功率器件保护能力较强，它既能控制有功功率，又能控制无功功率，适合高压直流输电系统等，但控制方法非常复杂，而且开关频率增高，开关损耗增大，效率随之降低，对高压系统而言，电容体积大、成本高、封装难，通常生产应用一般不采用该电路结构。为了用较少的飞跨电容实现较多的电平输出，文献［2］提出了一种全二进制组合的浮动电压源逆变器拓扑。在该拓扑中，通过改变飞跨电容的电压比，可使每个开关状态对应一个输出电平。

3 H桥式级联型变换电路

在独立直流电源的级联型变换电路中，最基本的是H桥串联结构，图3所示是一种H桥式级联型五电平逆变器三相电路。这种电路不需要大量箝位二极管和飞跨电容，但每个基本单元都需要用一个独立的直流电源来实现箝位功能，一般可通过多输出绕组变压器经整流后实现。

通过单相电压的计算可知，当其电路接成三相时，可以达到10 kV以上的输出，输出的电压波形更接近正弦，可不用输出滤波器，同时网侧电流谐波较小。在控制方面不存在电容电压动态控制问题，在实现上相对比较容易。

虽然使用单独的直流电源可使电路的各单元彼此隔离，解决单元级联时的动态均压和电压箱位问题，但是输出电压等级越高，串联功率单元数也越多，这样，所需的移相隔离变压器的副边绕组也很多，而移相隔离变压器体积大、接线复杂，这会使制造难度增加，成本也增加很多，系统结构将变得复杂。为此，越来越多的文献都对H桥级联型拓扑进行改进。

在1998年的IEEE APEC会议上，M.D.Manjrekar等人提出了混合七电平逆变器的拓扑结构。该结构对不同单元采用不同的直流电压，可以用较少的级联单元得到较多的输出电平。图4给出混合七电平级联型逆变器的三相电路，电路中电压高的H桥单元功率开关元件采用IGCT，电压低的H桥单元则采用IGBT，从而形成不对称级联型多电平拓扑。而且耐压值较高、开关频率较低的IGCT功率单元采用切换频率为输出电压的基波频率；耐压值较低、开关频率较高的IGBT功率单元采用PWM调制，这样既可满足功率要求，又可减小谐波。这种拓扑结构综合利用了这两种功率器件的高电压阻断能力和快速开关能力，同其他类型多电平逆变器相比，在输出相同电平数的情况下，其需要的功率器件最少。

如果将图4中具有公共端的三组H桥逆变电路用三电平NPC逆变器代替，则可构成图5所示的多电平拓扑。在该拓扑中，一个三电平单相逆变桥与一个两电平H桥逆变电路串联组成一相，前者输出为五电平，可提供主要的基波电压和大部分输出功率，称为主逆变桥。后者输出为三电平，可提供辅助的改善波形的电压和小部分输出功率，称为辅助逆变电路。从逆变器的开关模式和输出电压效果来看，该拓扑结构与图3所示的拓扑结构是等效的，因此，将该拓扑结构的逆变器称为5/3主从式混合多电平逆变器［3］。分析表明，这种改进的H桥级联多电平拓扑所使用的器件数量比其他类型多电平逆变器减少了1/3［4］。此外，H桥结构的进一步发展还可降低成本，提高效率(例如加入储能单元等混合拓扑结构)。

4 直接串联式变换电路

事实上，串并联在一起的各个器件，可看作单个器件使用，其控制也是完全相同的。从图6所示的直接串联IGBT中压变频器主电路可以看出，电网电压经过高压二极管整流和电容滤波后，再经过逆变器进行逆变，然后通过适当的滤波器，就可简单易行的实现高压输出。这种结构的优点是可利用较为成熟的低压变频器电路拓扑、控制策略和控制方法。但器件在串联使用时，由于各器件的动态电阻和极间电容不同，故会存在静态和动态均压的问题。如果采用与器件并联R和RC的均压措施，也会使电路复杂且损耗增加；此外，器件的串联对驱动电路的要求也会大大提高，故要尽量做到串联器件同时导通和关断，否则，由于各器件开断时间不一致，承受电压不均，可能会导致器件损坏甚至整个装置崩溃。

5 模块化多电平变换电路

随着电平数的增多，箝位型拓扑结构所需的半导体器件的数量急剧增加，电容电压不容易平衡，需采用复杂的电压控制策略，但这会限制这类拓扑的应用领域和范围。H桥型级联多电平变频器所需的半导体器件数量明显少于中点箝位型拓扑结构，但应用在有功功率变换的场合时，需要多个独立直流电源，这又限制了其在一些领域的应用。为了解决上述问题，本文提出了一种新的拓扑结构：模块组合多电平变频器(Modular Multilevel Converter:以下简称MMC)。

MMC按组成电路拓扑结构的不同可分为三种拓扑结构：第一种是星型模块化多电平变频器的拓扑，其结构如图7(a)，实际上该电路就是H桥级联型多电平变频器；第二种是三角型模块化多电平变频器的拓扑，其结构如图7(b)；第三种是模块化多电平变频器的拓扑，其电路结构如图8所示，该结构［5］是SIEMENS公司提出的，其中，第一种和第二种结构都可以实现能量的变换，即将模块直流侧能量传送给交流电网，但各个子模块直流侧需要独立的直流电源，而这两类拓扑结构均不存在公共的直流侧，因而不适用于需要统一直流侧的变频器应用场合。

在图8中，n+1电平模块化变频器每相由2n个子模块SM(Sub-Modular)和2个电抗器组成，SM的结构可以是单相H桥结构或单相半H桥结构。一个子模块共有3种开关状态：第一种是2个IGBT(T1、T2)均关闭；第二种是T1导通，T2关闭，这时SM输出电压为电容电压,称为投入状态；第三种是T1关闭，T2导通，这时SM输出电压为0，称为切除状态。

这样，可以通过触发来控制SM的输出电压。出于模块化设计和制造的目的,各子模块的额定值相同，输入侧与输出侧的6个桥臂电抗值也相等。MMC正常工作有2个条件：

直流电压的维持，对图8来说就是3个相单元中处于投入状态的SM数都相等且不变，并使UA=UB=UC；

三相交流电压的输出调节，就是通过对3个相单元上、下桥臂中处于投入状态的SM数进行分配而实现对变频器输出电压的调节。

MMC可以实现整流和逆变状态，并进行四象限运行，具有严格的模块化结构和良好的控制特性，适用于高压大功率领域。MMC在获得多电平输出的同时，还能有效降低开关器件的开关频率，不仅减少了谐波和高频干扰，同时也可降低开关损耗。其次，MMC允许使用标准化元件，可以在采用相同器件的前提下向不同的功率和电压等级扩展，因而无需使用变压器就可应用于高压直流输电、新能源并网、牵引供电等中高压大功率的场合。最后，MMC易于模块化组合，而且设计灵活，利于普及。

6 结 论

本文对目前几种常见的高压大功率变频器的拓扑结构特点进行了分析。目前二极管箝位型逆变器的拓扑结构已经有了很成熟的应用，但是，由于其母线中点电容电压难以控制平衡，因此，该结构仅可使用于7电平以下的电路。现在，高压变频器应用领域中广泛采用H桥级联结构，该结构容易实现高电压，且在输入侧采用了特殊制造的移相变压器，可以避免对电网的谐波污染。而与此同时，模块化多电平变频器的引入，也开阔了高压变频器的拓扑结构。从这些结构中可以看出各种多电平电路的拓扑结构都是向着高效率、高性能、高电压、高可靠性、低成本等方向发展，主要目的是使高压变频器变得更加实用。

参 考 文 献

［1］何湘宁.多电平变换器的理论和应用技术［M］.北京:机械工业出版社,2006.

［2］KOU Xiaomin, CORZINE Keth A. Full binary combination scheme for floating voltage source multilevel inverters ［J］. IEEE Trans. on Power Electronics, 2002, 17(6): 891-897.

［3］丁凯,邹云屏,王展,等.一种适用于高压大功率的新型混合二极管箝位级联多电平变换器［J］.中国电机工程学报,2004,24(9):62-67.

［4］费万民,吕征宇,姚文熙,等.主从式级联多电平变换器及其控制方法的研究［J］.电工技术学报,2004(19):61-66.

［5］JOERG D, HARTMUT H,DIETMAR R. Novel voltage-sourced converters for HVDC and FACTS applications ［J］. Siemens AG, Power Transmission and Distribution, 2007: 314-321.

作者简介：

高压变频器篇6

关键词： 开关电源; 高频变压器; 漏感; 分布电容

中图分类号： TN910?34; TM832 文献标识码： A 文章编号： 1004?373X（2015）02?0141?04

Experimental study on distributed parameters of HF transformer

LIU Yi?li1， YUAN Bo1， CAO Jiang?tian2， ZHAO Hui1， XIAO Shi1

（1. School of Electronics and Information， Xi’an Polytechnic University， Xi’an 710048， China; 2. Unit 93897 of PLA， Xi’an 710077， China）

Abstract：High?frequency transformer is the most important part of switching power supply， which plays a role in energy transmission， voltage matching and circuit isolation in the system， so the performance of high?frequency transformer in high?power switching power supply is a key to design high?power switching power supply. A circuit equivalent model of HF transformer is established on the basis of traditional transformer model to eliminate the adverse impact of distributed parameter in high frequency transformer performance on the whole system. By a theoretical analysis on the variation tendency of distribution parameters of HF transformer， the concrete measures to reduce the transformer leakage inductance and distributed capacitance are determined. Experiment results show that these measures have a good inhibitory action for distribution parameters of the HF transformer.

keywords： switching power supply; HF transformer; leakage inductance; distributed capacitor

0 引 言

高频变压器有能量传输、电压变换和电路隔离的作用，是开关电源最重要的组成部分。在大功率开关电源设计中，变压器设计是整个设计环节的关键，其性能的好坏不仅影响到输出波形的质量和整机传输效率，还影响到功率开关器件的安全工作。

随着频率的不断增加，在减小了电源体积及增加功率密度的同时，变压器分布参数对环境下这些分布参数容易发生谐振，在谐振于电源电路的不利影响也越来越严重。高频点噪音明显增大，恶化了电源的电磁干扰特性。此外，分布参数还使得变压器的励磁电流发生畸变，系统效率下降，控制变得复杂。因此，在变压器设计时需要采取一定的措施来减小变压器分布参数对电路的不良影响。

本文针对变压器在高频条件下工作的特点，通过对特定绕组结构漏电感与分布电容的理论分析，给出了减小变压器漏感与分布电容的基本措施，并通过实际电路来验证这些措施的有效性。

1 高频变压器等效电路

理想变压器的磁芯磁导率[μ=∞]，励磁电流为零，同时初级与次级线圈全耦合，绕组线圈电阻为零[1]。然而实际变压器磁芯与线圈都不是理想的，必然存在着寄生参数。

首先磁芯磁导率不可能无穷大，因而运行时需要消耗一定的励磁电流。变压器初级接入电压 ，在线圈上产生磁势[i1N1]，负载电流[i2]在线圈[N2]中也产生磁势[i2N2]，且两个磁动势方向相反，如图1所示。

变压器负载时，次级电流[i2]产生的磁势[i2N2]是去磁磁势，与励磁磁势[i1tN1]方向相反，因此有[i1tN1=][i1N1-i2N2]，其中[i1t]为励磁电流。

其次，原边与副边线圈之间不可能是全耦合，总会有一部分的漏磁通存在，形成漏感。初级漏磁通为[Φ1s]时的初级漏感为[L1s=N1Φ1si1]。同理可知次级漏感为[L2s=N2Φ2si2]，且均与理想变压器串联。还有初级与次级绕组导线的电阻率不为零，有电流流过时会产生绕组损耗，可用串联在理想变压器原边与副边的损耗电阻来等效，而变压器磁芯的磁滞损耗和涡流损耗也可以用并联在理想变压器上的电阻[R]来等效。

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图1 变压器模型

高频与工频时变压器模型的最大区别在于分布电容模型。工频时变压器绕组的等效分布电容一般在皮法级，对变压器的影响可以忽略不计[2]。但工作在高频时，变压器分布电容要大于工频时的分布电容，而且高频时分布电容形成的容纳远小于工频时变压器的容纳，这对电源的正常运行是十分不利的，因此在高频变压器分析中分布电容是不能被忽略的。

综合考虑上述各寄生参数，高频变压器的等效电路如图2所示。虚框中是理想变压器模型，[R1]、[R2]为原边与副边线圈的损耗等效电阻，[R]为铁损等效电阻，[Lm]为励磁电感，[L1s]和[L2s]分别为原副边的漏感，[C1]和[C2]分别为原边和副边的集总等效电容，[C]为绕组间电容。

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图2 高频变压器等效模型

2 高频变压器分布参数

2.1 励磁电感

由于实际变压器磁芯的磁导率有限，因此励磁电感[Lm]也是一个有限的值，励磁电感中有励磁电流[i1t]流过，励磁电流的大小可通过变压器空载实验测得。空载时，变压器一次绕组施加电压[u1]，二次侧不接任何负载，忽略绕组损耗等效电阻[R1]，[t]时刻的励磁电流为：

[i1t=0tu1Ldt=u1Lt] （1）

式中：[L]为二次侧开路时测得的一次电感，可认为[L=L1s+Lm]。由于[L1s?Lm]，因此可近似地认为二次侧开路时测得一次电感就等于励磁电感。

根据变压器的励磁曲线，磁芯未饱和时励磁电感值比较大，励磁电流很小[3]。而当变压器开始饱和时励磁电感[Lm]开始减小，随着磁芯饱和程度的加深，励磁电流急剧增大，会在开关管关断的瞬间产生很大的浪涌电压，损坏开关管。因此在变压器设计时最大磁感应强度[Bmax]与饱和磁感应强度[Bsat]之间应留有足够的裕量。

单端变压器为防止磁芯饱和，必须在磁芯之间加入一定气隙使磁芯中的磁通复位。

2.2 典型变压器磁芯的漏电感

任何变压器都存在漏感，但高频变压器的漏感对开关电源性能的影响特别严重。由于漏感能量的存在，在开关管关断瞬间会产生很高的反向电动势，容易损坏开关;同时漏感还可能与变压器的分布电容组成振荡回路，向外辐射能量造成电磁干扰。因此分析漏感产生的原因与减少漏电感是高频变压器设计的重要内容之一。

变压器线圈之间的漏电感是由线圈之间的漏磁通产生的，因此若能计算出线圈之间的漏磁通量就能计算出漏感的大小。通过电磁场有限元数值分析的方法可以得出任意结构变压器漏感的大小，但计算过程比较复杂。对于特定磁芯的变压器，可通过两个线圈之间的磁场分布来计算线圈之间的漏磁通，从而确定漏感的大小。

图3是一个典型的单层双绕组E型变压器，初级绕组4匝，绕在骨架内侧;次级绕组2匝，绕在骨架外侧。导线线径均为[d]，绕组间绝缘层厚度为[b]。变压器初级通入电流[I1]时，同时产生交链初级与次级绕组的主磁通[Φ]和只交链初级绕组的一次漏磁通[Φ1s]。加上高磁导率磁芯时，线圈外磁场被磁芯短路，线圈整个磁势[I1N1]主要降落在窗口空气路径上。取初级最内侧为参考零点，根据安培环路定律沿漏感环路积分可得：

[Hx=I1N1dhx=Hmxd] （2）

式中：[I1N1]为初级安匝;[Hm]为全部初级安匝在窗口产生的磁场强度;[h]为窗口高度。由式（2）可得出，在初级线圈所占宽度内，磁场强度随[x]线性增加，且当[x=d]时环路包围了整个初级，磁场强度等于[Hm]。通过两线圈之间绝缘层的环路安匝没有增加，因此磁场强度不变，一直保持到[x=d+b]。当[x>d+b]时，磁路包围了次级线圈的一部分。由于次级电流产生的磁动势是去磁磁动势，因此磁场强度为：

[Hx=Hm-N2I2dh（x-（d+b））] （3）

忽略励磁电流时，有[N1I1=N2I2]，则有：

[Hx=Hm-N1I1dh（x-（d+b））=Hmb-xd] （4）

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图3 单层双线圈绕组漏磁通及磁场分布

磁芯内部的磁场分布如图3所示。初级线圈送入磁场的能量为：

[Wm=2Wd+Wb] （5）

式中：原边、副边线圈所占空间存储的磁能为[Wd];线圈间隙所占空间存储的磁能为[Wb];分别为：[Wd=0dμ02H2mhav1hdx=μ0hav1（N1I1）22d2h・x33d0 =μ0hav1d（N1I1）26h] （6）

[Wb=μ0hav2（N1I1）2b2h] （7）

式中：[hav1]为原副边线圈的平均长度;[hav2]为线圈绝缘层的平均长度;输入漏感的能量应等于磁场的能量：

[We=12LsI21=Wm] （8）

根据式（6）和式（7），考虑到[N1I1=N2I2]和端部磁通，并用绕组平均长度[hav]代替[hav1]和[hav2]，简化可得初级漏感为：

[Ls=μ0N21havksh（b+2d3）] （9）

式中[ks=1-b+2dπh+0.35b+2dπh2]。可以看出，高频变压器的初级漏感与初级绕组匝数的平方成正比[2]，与窗口的高度[h]成反比，同时还随着线圈间隔的增加而增加。因此在绕制高频变压器时减少绕组匝数，选取窗口高度较大的磁芯均可有效减少漏感，同时减少绕组间绝缘胶带的厚度也有利于减小漏感。

2.3 分布电容

高频变压器的分布电容主要是匝间电容和绕组电容。其中，绕组电容是电网与电子电路之间高频噪声传输的主要通路，而匝间电容会影响系统的谐振频率，恶化电源的电磁干扰特性，增加电源损耗，降低效率，因此有必要对分布电容模型做简单分析。

为简化分析，以单层绕组为依据，并忽略绕组间分布电容来建立匝间电容模型。单层绕组电容分布如图4所示。图中，[CZ]为相邻匝间分布电容，[N]为单层匝数。

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图4 单层绕组电容分布模型

设[C1]为单层绕组两端的集总等效电容，则有[C1=CZN，N>1]。不难看出，单层绕组匝数越多，匝间分布等效电容就越小。然而高频变压器高压侧绕组通常由多层线圈串联而成，因此除过单层绕组的相邻匝间电容外，还存在层间电容。层间电容的大小不仅与单层匝数的多少与层间绝缘距离有关，还与绕组结构密切相关。根据同一绕组相邻两层线圈间连接方式的不同可分为“U”型和“Z”型两种结构，如图5所示。

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图5 相邻绕组两种绕制方法

文献[5]的研究指出，“U”型结构绕制的层间等效电容随匝数的增加电容略有增加，但变化不大;而“Z”型绕法的层间等效电容随匝数增加电容减小，但减小的幅度随匝数的增加而下降。

3 变压器优化措施

3.1 减小漏电感的措施

为减少变压器的漏电感，最主要的办法是交错绕制，即将初级线圈分成两段，次级线圈夹在中间，也就是所谓的“三明治”结构，这样可大大增加初、次级线圈之间的耦合度，有效降低漏感。交错绕制的线圈结构与磁场分布如图6所示。

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图6 交错绕制的线圈结构图

若与图3采用相同的磁芯和安匝，交错绕制的线圈其最大磁场强度是普通绕制线圈最大磁场强度的一半，并且初级线圈与次级线圈的耦合面积增大了一倍，最大限度的减少漏磁通的产生，从而大大降低了漏电感。同样的道理，若可将初级与次级都分段并交错绕制，则能更有效的降低漏感。但线圈分段太多，绕制越困难，且充填系数降低，对变压器来说也是不利的，因此应综合考虑绕制工艺复杂度及层间绝缘来选择是否分段分层。

其次，在选择变压器磁芯时，应尽量选择瘦高形磁芯，这类磁芯窗口高度较大，可减少绕组层数与绝缘层数，有利于减少漏电感的产生。

3.2 减小分布电容的措施

通过前面对分布电容的分析可知，高频变压器分布电容的大小与变压器的结构及绕制工艺密切相关，绕制工艺不同，分布电容就不同。就层间电容而言，在相同线包厚度和绝缘材料情况下，当单层匝数相同时，“Z”型绕组结构层间分布电容要比“U”型结构的绕组小得多。同时绕组层数越多，等效层间电容就越小，但层数越多，层间绝缘空间就越多，变压器漏感就越大，窗口充填系数也会随之降低。

对于绕组间分布电容的抑制，行之有效的办法是在绕组间加静电屏蔽层，并将屏蔽层用短粗线接到变压器地线引脚上，一般屏蔽铜皮长度为0.9或1.2倍的绕组外周长度。需要注意的是，铜皮屏蔽层的始端和末端之间要绝缘，不可将屏蔽层的首尾短路。

4 高频变压器实验研究

为比较不同绕制方法对对高频变压器性能影响，分别采用普通绕法与“三明治”绕法并结合“U”型和“Z”型结构绕制了两个应用于反激电路的高频变压器作比较。反激变压器容量为20 W，工作频率为132 kHz，磁芯选用PQ20/16，气隙均为0.1 mm。初级绕组电感1.4 mH，共49匝;次级21匝。变压器绕组结构如图7所示。变压器A初级绕组绕在最内侧，并采用“U”型绕组结构，次级绕组在最外侧，辅助绕组绕在初级与次级之间集中绕制。采用TH2828S电桥在100 kHz/1 V条件下测得初级漏感为13.3 μH，原边分布电容为3.1 nF。将其加入反激电路后开关管两端电压波形如图8（a）所示。

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图7 变压器A、B绕组结构图

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图8 反激变换器开关管漏源电压波形

变压器B将初级绕组分成两段，第一段在最内侧，单层绕28匝，第二段在最外侧，单层绕21匝。从磁芯中柱向外的绕组依次是：Np1NbNsNp2，辅助绕组Nb与次级绕组Ns的绕制方法与变压器A相同。采用TH2828S电桥在100 kHz/1 V条件下测得初级漏感为6.2 μH，原边分布电容为1.6 nF。将其加入反激电路后开关管两端电压波形如图8（b）所示。

通过实验对比可以看出，在相同原边匝数、相同气隙与磁芯的情况下，通过普通绕制方法得到的变压器漏感要比采用交错绕制变压器漏感大得多，同时直接测量原边绕组的等效电容也要大一些。就漏电感而言，交错绕制分段越彻底，原副边的耦合越好，相应的漏感就越小，但与此同时，随着绕组分层数的增加，分布电容也成倍的增加。高频变压器绕组中的分布电容与漏电感之间的矛盾是不可调和的，因此在设计变压器时不能仅用一个分布参数来做变压器绕制工艺好坏的惟一标准。

5 结 语

采用分段绕制的“三明治”绕组结构能有效增加原副边绕组间的耦合，减小漏磁通的产生，从而减小高频变压器的漏电感。采用“Z”型绕组结构的变压器其等效分布电容要明显低于采用“U”型绕组结构变压器，提高了变压器的频率特性。

参考文献

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[3] 刘树林，刘健.开关变换器分析与设计[M].北京：机械工业出版社，2010.

[4] 倪海东.采用平面型变压器抑制高频变压器的漏感和温升[J].电源世界，2005（1）：57?58.

[5] 袁义生.电感器分布电容的建模[J].华东交通大学学报，2006（5）：90?93.

高压变频器篇7

关键词：高频；开关电源；优化；变压器

SMPS即开关电源，由于其体积小、效率高，因而在电子领域应用十分广泛。并且科研人员也不断的对其功率密度进行深度研究，通过不断提升变化频率提升其工作效率。而变压器在高频状态下，理论上其体积应当小于20kHz至150kHz这一范围，但是这需要以同等工作磁通密度以及高频状态下磁性材料磁芯损耗才可以同低频相比，但是一旦频率超过200kHz，目前的材料条件下，工作磁通密度便会降低，即若保证磁芯损耗在可承受范围内就需要频率在千分之几特或者百分之几特。所以，功率损耗是限制高频变压器优化方案效果的主要因素。换言之，传输功率特定的条件下，应当尽可能的降低绕组参数以及磁芯参数，从而保证变压器在运行过程中其温升范围符合设计标准要求。文章便针对开关电源变压器的结构以及设计方案进行了分析，并提出了一种有效的优化设计方案。

通过上述两个公式针对铜线绕组阻抗进行计算，从而确定实际工作频率中准确的阻抗数值，但是该种计算方式只能由计算机完成，因为其计算过程十分复杂。

2 SMPS变压器的优化设计

通过上述分析，针对高频变压器的优化设计，并非是一蹴而就的工作，在实际的操作中不可能一次完成，这是由于变压器运行以及结构中各类参数之间具有相互制约的作用，所以，必须将工作磁通密度以及绕组线径、绕组匝数以及并绕数目等在计算机软件中进行多次的尝试，从而求得可以满足设计最佳状态的数值，完成设计优化。在所有的条件中，最为有利的便是磁芯种类以及参数都是特定的，例如磁芯物理尺寸大多都是特定的，磁芯材料特性也是有限的。但是从另一个角度进行分析，这些条件也会限制对变压器的优化，降低了优化的设计空间。

3 结束语

文章通过对变压器优化方案的分析，证实该种方案在目前的高频变压器的优化设计中具有较为明显的效果。并且，通过绕组形式的选择，不但可以满足磁芯窗口利用率，还可以将变压器铜损予以降低。通过这一流程，大部分变压器的设计都可以得到优化，但是为了进一步完善该设计，还应当重视以下三方面问题。首先，变压器在运行过程中，由于磁芯的结构致使其热分布并非是完全均匀的，中央芯柱温度为磁芯温度的最高点，所以想要提高变压器热模型的准确性，就需要防止该问题对变压器工作性能的影响。其次，针对绕组层间电容以及漏感等参数，由于其为寄生参数，因而必须进行深入研究。另外由于运行环境为高频环境，如果仍旧使用PWM这种传统的方式，那么极易造成电路工作状态不稳。但是如果通过谐振的方式，那么还需要考虑谐振回路参数设计问题。最后，由于电路的拓扑结构并非平衡结构，因此必须防止磁芯饱和，因而必须采用加气隙的方式，在设计中目前所能够采用的技术手段便是这种方式。虽然一定程度上可以解决该类问题，但是从设计完善的角度分析，仍旧属于缺陷设计。

参考文献

[1]兰中文，王京梅，余忠，等.高频开关电源变压器的优化设计[J].电子科技大学学报，2002（8）.

高压变频器篇8

关键词:变压器特高频局部放电

1、前言

局部放电是指绝缘结构中由于电场分布不均匀、局部场强过高而导致的绝缘介质中局部范围内的放电或击穿现象，是造成绝缘劣化的主要原因，也是劣化的重要征兆，与绝缘材料的劣化和击穿密切相关。因此，对局部放电的有效检测对于电力设备的安全运行具有重要意义。

局部放电的检测是以局部放电所产生的各种现象为依据，通过能表述该现象的物理量来表征局部放电的状态及特性。由于局部放电的过程中会产生电脉冲、电磁辐射、超声波、光以及一些化学生成物，并引起局部过热。相应地出现了脉冲电流法、特高频（UHF）法、超声波法、光测法、化学检测法等多种检测方法。

特高频检测技术通过接收电力变压器局部放电产生的特高频电磁波，实现局部放电的检测和定位。

2、特高频在线监测的原理与装置

2.1 UHF在线监测原理

变压器内发生局部放电时，其放电持续时间是很短暂的，大约10ns～100ns。放电脉冲的上升时间则更短，仅为0.35ns～3ns，脉宽1ns～5ns。所以局部放电产生的脉冲信号的频带是很宽的，应在数十至数百MHz，甚至更高。因此，局部放电所激发的信号，除了以脉冲电流的形式通过变压器绕组和电力线向外传播外，还会以电磁波的形式向外传播。这样就可以通过特高频传感器接收到局部放电的信号，然后对接收到的信号进行分析，达到检测和定位局部放电的目的。

2.2 UHF在线监测的抗干扰性

试验结果表明：局部放电所辐射的电磁波的频谱特性与局放源的几何形状以及放电间隙的绝缘强度有关。当放电间隙比较小或者放电间隙的绝缘强度比较高时，放电过程的时间比较短，电流脉冲的陡度比较大，辐射高频电磁波的能力比较强。变压器油纸结构的绝缘强度比较高，因此变压器中的局部放电能够辐射很高频率的电磁波，最高频率能够达到数GHz。这样特高频的监测频带一般可为300MHz～3GHz。由于所采取的频段较高，能有效地避开背景噪音（在200MHz以下）和常规测量中的电晕、开关操作等多种电气干扰（一般小于300MHz）；而对特高频通信、广播电视信号，由于它们有固定的中心频率，因而可用合适的频带将其与局放信号加以区别。

2.3 UHF在线监测的装置

变压器局部放电特高频在线监测装置主要包括以下几部分：特高频传感器、阻抗变换器、放大单元、检波器、模数转换单元和计算机等。其原理框图如图1所示。

2.3.1 特高频传感器

传感器的性能直接决定着信号的提取，应具有良好的频率响应特性、较高的抗干扰能力和信号检测灵敏度，并且结构尺寸灵巧 ,在不影响变压器运行和不改变变压器结构的前提下可实现在线监测。

2.3.2 阻抗变换器

传感器接收到局放信号后通过同轴电缆传送到前置放大器，这时就需要通过阻抗变换器使得传感器与电缆、电缆与前置放大器之间有良好的匹配，信号功率才能被负载（即前置放大器）完全吸收，电缆中只有传感器向前置放大器传输的入射波。

2.3.3 放大单元

放大单元包括前置放大器和高频放大器，它们将从传感器接收到的局部放电信号进行预处理放大。

2.3.4 检波器、模数转换器和计算机

经放大单元处理后的信号通过检波器得到特高频信号幅值的包络线。检波得到的是高频信号中的“低频”分量，这样监测装置可以用较低采样率的模数转换器进行模数转换，最后由计算机做分析处理。

3、特高频在线监测的模式识别

电力变压器绝缘结构复杂，可能发生的放电类型很多，部位多在某些油隙、空气间隙、有悬浮电位的金属体、导体尖角和固体表面上。本文通过在实验室测试油中纸板内部放电、油中纸板沿面放电、油中悬浮放电、油中气泡放电和油中尖板放电5种模型，分析相应的特高频放电信号。图3（b～f）表明变压器油中局部放电能激励起特高频电磁信号，并且不同放电类型放电能量的集中频带有差别。采集高频窄带时域时中心频率的选取也有所不同。

对5种不同放电模型分别选取测试的最优中心频率，带宽5MHz，提取100个工频周期的高频窄带时域放电信号。统计所得放电信号, 可形成Hqmax（φ）二维放电谱图及三维放电谱图（φ—q—n）

3.1内部放电

选取测试中心频率620MHz，试品在较低电压下就放电，起始时局放脉冲总是先出现在电压幅值绝对值上升部位的相位上（约90°及270°处）；电压升高后放电脉冲的相位范围逐渐扩展，但90°和270°之后的一段相位内没有放电产生。

3.2沿面放电

选取测试中心频率580MHz，正负半周的放电电压几乎相同，且放电都出现在电压峰值周围，相位在30～120°和210～300°的区间内，谱图形状呈典型的矩形分布。

3.3悬浮放电

选取测试的中心频率为510MHz，其相位分布很宽，集中出现0～90°、150～270°和330～360°相位范围内，谱图形状呈典型的矩形分布。

3.4油中气泡放电

选取测试的中心频率为520MHz，其正负半周的放电几乎在相同电压下产生，起始放电幅值也相差不大。正负半周的放电都出现在电压峰值周围，在30～140°和220～320°的区间内谱图形状呈锥形对称分布。

3.5油中尖板放电

选取测试的中心频率为620MHz，正负半周的放电都出现在电压峰值周围，在60～120°和230～300°的区间内谱图形状呈锥形不对称分布，正半周的放电次数和放电幅值比负半周要少得多。通过比较可以发现不同放电源其放电谱图的形状具有明显的特征，且电压升高导致局放脉冲幅值增大及放电重复率增加，而谱图形状变化不大。

4、特高频在线监测的局放定位

电力变压器局部放电的在线监测中，更关注的是放电点的位置。当发生局放时，放电产生的电磁波是以速度v沿着r方向传播出去的，它是时间和位置的函数，电磁波能量沿传播方向流动。

这样，与超声波信号的定位类似，在不同的位置安装多个传感器，通过分析特高频电磁波在变压器内部不同物质中的传播特性，利用信号到达传感器的不同时延，可进行局部放电点的定位。

另外还有用单个电磁矢量传感器（即EMVS，它能同时测量入射电磁波的全部电磁场分量，其测量数据可实现对入射波空间参数的极化特性的估计） 检测局部放电辐射的特高频信号来实现变压器局放定位的方法，该法先将检测的局放宽带数据通过窄带滤波，获取相应的窄带数据 ,并应用信息论的最小描述长度准则或平滑秩序列法确定PD源个数后应用多重信号分类算法对数据协方差矩阵进行空间谱估计，实现多个局放源点分辨和空间参数估计。仿真实验结果表明，单个 EMVS可同时检测出3个局放源点的方位角、俯仰角及其极化特性，对变压器局部放电在线监测具有较高的参考价值。

5、特高频在线监测存在的问题

特高频在线监测还存在一定的局限性，就是难以实现局部放电量的准确标定。局部放电量又是现场人员对绝缘状况进行评估以及故障诊断的重要依据。虽然常规的脉冲电流法是以视在放电量来表示放电水平，与局部放电的实际放电量存在很大误差，但“视在放电量”的概念长期以来已经被人们所接受，并且以脉冲电流法为基础已经建立了IEC60270标准，形成了一套基本完整和适用的测试、评价体系。目前的研究尚未得到特高频信号与实际放电量的对应关系，这一点有待进一步研究。

6、结语

(1)特高频检测法与其它方法相比具有抗干扰性强和灵敏度高的优点，能够消除外部电晕对局放测量的影响，更适用于变压器局部放电的在线监测。

(2)特高频检测法可以保留局部放电的各种模式、相位、幅度等特征，从而可以进行局部放电模式的识别。

(3)特高频检测法可以利用局放信号到达不同传感器的时延，进行局部放电点的定位。

参考文献

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