时间：2023-10-23 15:08:13
关键词：恒流源 放电
0 引言
随着电池使用的迅速增长，对电池产业化生产及产品质量提出了更高的要求。在电子信息时代，对移动电源的需求快速增长，对高容量、大电流工作的电池的需求越来越大。特殊的大容量可高倍率放电的电池的使用也越来越多。因此电池厂也就需要大电流的电池检测设备。本文根据电池的特点，设计了放电电流可达50a的放电电路。此电路经济、实用，简单、安全、可靠。
1 恒流放电机理
此电路需要实现的功能是可以稳定的恒流，放电电流范围： 1a～50a 分200ma级可设置。要实现这两个功能，其组成部分应该有控制回路和放电回路两部分构成。
1.1 控制回路 放电的方式为恒流放电，根据需要设置电流，根据需要送来的控制数据，对电池放电进行实时控制。电流值从1a到50a可调。要实现50a这么大的电流，考虑管子的选取以及散热的需求，一路放电回路很难实现，因此采用两路并联的放电回路实现，要控制这两路并联的回路，根据显示要求电流并不需要连续可调，可以采用数字电位器9312提供可控的电位给放电回路。
此电路实现的功能是可以稳定的恒流，放电电流范围：1a～50a分200ma级可设置。要实现这两个功能，其组成部分应该有控制回路和放电回路两部分构成。
根据实际需要的设定，控制数字电位器9312向运放tl062提供需要的电位。实现放电电流分级设置，每级为200ma。
1.2 恒流放电回路 如果恒流放电时的电流不够稳定，对电池的测试有影响，因此恒流源电路采用负反馈恒流源电路，如图所示，由运算放大器、基准电压源和大电流mos管负载组成，它的电流由基准电压决定，运放电路工作在负反馈放大状态[1]。mos管工作在放大区。根据需要对电流值进行预制，采用合适的处理器输出相应的数字信号，通过数字电位器的基准电压，压控恒流源输出相应的电流，压控恒流源时闭环负反馈系统，实现恒流，电流需要采样后经a/d转换反馈到处理器，处理器根据反馈信号调整控制信号[2]。使用此种负反馈，实际测试时，放电电流测量准确度可达：±（0.5fs+0.3rd）%，实际电流表读数与显示测量小数点后一位有效数字相同。
此压控恒流源电路采用双运放和两个独立控制的mos管组成，电流大小由运放的同相输入端决定，因电流较大故采用两组独立工作的电路。在多个电池同时放电时，采用循环采样的方式，采样电池两端的工作电压和两路放电电阻上的电压；电流采用计算的方法获得，采样放电电阻的电压，电流由电压和电阻计算得到，由于电阻的值不一定很一致，可以采用软件校准。采样完成后将数据送回主控制板后对电流进行实时控制。经实验验证，此电路稳定性很好，在50a电流放电时每路的电流都很稳定。
mos管采用irf3710，irf3710参数：rds(on)=0.025 id=57a，v
gs：±20v[3]。只要采取足够的散热措施，irf3710完全可以满足需要。要在短时间将电池能量释放出来，对散热设备的设计需要充分考虑。mos管与散热器之间可以采用导热绝缘的钢片，因为此电路是大电流放电，会在短时间内将电池能量以热能的形式释放，因此在使用时还需要考虑采用风扇散热。
在进行采样设计时，要考虑到两路电路很难做到完全对称，电流采样采用两路分别采样，在10a以下，单路导通，10a以上，两路同时导通。由于电流很大，不能直接采样，需要接采样电阻r13和r28，放电回路的r1和r30的阻值很小，在62mω左右，采用鏮铜丝做成，由于此部分不能做到完全一致，因此计算的电流不准，这方面需要通过软件校准。通过软件校准后，工作情况良好，达到实际需要和精度要求。
2 结语
此回路采用两个数字电位器实现对放电电流的控制，采用压控恒流源负反馈电路实现大电流放电功能。使用并联回路，如果需要更大电流时，可以再并联恒流源回路。在控制过程中采用需要的处理器，合理设计接口电路和解决散热问题，就可以使用在各种大电流放电的电池检测设备中。
参考文献：
[1]崔玉文，艾学忠，杨潇.实用恒流源电路设计[j].电子测量技术.2002年第五期：25-26.
[2]李婷婷，李洪波.数控大功率精密恒流源设计[j].通信电源技术.2006年9月.第23卷第5期：35-37.
关键词： 电流源；CMOS电路；设计
中图分类号：TN402 文献标识码：A 文章编号：1671－7597（2012）0220068－01
0 引言
放大器是数模混合电路中最本的电路模块之一，而偏置电路的性能将直接影响放大器的性能特性[3]。采用电阻直接分压产生的偏置与电源电压有关，从而极大影响放大器的性能，因此有必要对偏置电流电路进行分析设计。本文分析设计一种仅采用MOS管和电阻组成的电流源产生电路，并获得了与电源电压无关的输出电流。
1 电流源电路的分析与设计
本文设计的电流源结构如图1所示，图中所有MOS晶体管都工作在饱和区。M3、M4构成电流镜对，且具有完全相同的宽长比，因而M3与M4具有相同的沟道漏电流，即Iout=IREF，其中Iout与IREF分别为M3与M4的沟道漏电流。NMOS管M1与M2具有相同的沟道长度，但M2的宽度W2是M1管宽度W1的K倍，即(W/L)2=K・(W/L)1。由图1所示电路，M1的栅源电压VGS1与M2的栅源电压VGS2的关系可表示为
（1）
由MOS管的饱和电流公式及公式（1）可得
其中， 是电子迁移率， 是单位面积栅氧化层电容。公式（2）化解可得
由公式（3）式可知输出电流Iout与电源电压Vdd无关，仅由R1和K来决定。
2 参数的确定
假设M1管的栅源电压为VGS1，M2管的栅源电压为VGS2。由此可得：
对图1进行分析，由镜像电流源MP1和MP2得IREF=Iout （8）
电路的静态工作点是（6）式与（8）式所示曲线的交点，根据蛛网模型得当（6）式的极点与此交点重合时回到稳态的速度最快稳定性最好。由（6）式与（8）式联立求得交点，令（7）式等于零得极点，交点与极点重合得出稳定性最好的条件 。
3 仿真结果
为了验证所设计的电流源电路，本文基于TSMC 0.35um CMOS工艺模型，采用Pspice仿真工具对电路进行了仿真。输出电流Iout与电源电压Vdd的关系曲线如图2所示，仿真结果显示：电源电压在1V到4V之间变化时，输出电流Iout具有较小的变化。
4 结论
本文设计了一种只仅由MOS管和电阻组成的电流源电路。理论分析及仿真结果显示所设计的电流源电路获得了非常好的性能。该电路适用于为放大器提供偏置电流。
参考文献：
[1]毕查德・拉扎维等，模拟CMOS集成电路设计[M].西安：西安交通大学出版社，2002.12.
[2]童诗白，模拟电子技术基础[M].北京：高等教育出版社，2001.
电路原理
整机电路如图1所示。主输出电路由晶闸管预调压电路和晶体管线性调整电路串联而成。
1.主输出电路原理 主电路的输出回路见附图中粗实线。B2为升压型高压变压器，初级输入220V，次级升压至560V，次级额定输出电流大于5A。B2次级输出的交流电压经晶闸管SCR301、SCR302全波整流、C303、C304、L301滤波后产生一直流电压U2，晶闸管的导通角受控后可在0~180°范围内调整，因此U2的输出电压范围很宽，约数伏到500多伏。变压器B301为一个多绕组的变压器，其中次级16V绕组的额定输出电流大于5A，其它次级绕组的电流大于1A即可。次级16V绕组输出的电压经全桥ZL201整流、C201滤波后，产生出约20V的低电压U1。大家可以看出，U1与U2是串联叠加的。由于二极管D304的箝位作用，加在线性调整管Q301、Q302的c、e极两端的最大电压不会超过U1的值。因此输出电压UO由U1+U2串联升压后再经Q301、Q302线性稳压后产生。Q301、Q302承受的最高电压不超过20V，即使输出电流达5A时，最大功耗也才100W，只要加上合适的散热器，完全在安全工作范围内。而Q301、Q302则处于开关状态，功耗也不大，再加上使用了大电流高耐压的单向晶闸管（25A/1200V），因此整个系统的可靠性非常高。
2.晶闸管移相触发脉冲产生电路
B301的次级双14V绕组电压经D101、D103全波整流后，形成100Hz的脉动波加至IC101A的同相输入端。IC102稳压产生12V的稳定工作电压，该电压由R103、R104、R105串联支路分压产生1.5V、0.5V两个参考电压。其中0.5V参考电压加至IC101A的反相输入端，1.5V参考电压加至IC101B的同相输入端。IC101A为一电压比较器，由其将100Hz脉动波整形成前后沿陡峭的矩形波（占空比接近100%）。IC101B构成积分器电路，它将矩形波转换成线性良好的锯齿波。IC101C也为一电压比较器，这里它构成了脉冲宽度调制器，IC101C的反相端加入锯齿波，同相端则加入调制电压信号。当同相端的电压升高时，IC101C输出的脉冲占空比升高。反之则降低。
3.基准电压产生电路 B301的次级18V绕组电压经桥式整流滤波后，产生约20V的非稳定电压，该电压供IC2工作。D107为9V的稳压二极管，它产生一精确的基准电压，经IC2C变换成14V稳定参考电压。
4.比较放大器 IC102D构成电压比较放大器（实际上为一跟随器）。VR301为调节输出电压的主电位器，VR302、VR102等构成补偿电路，调节VR301后，即可改变加于IC102D同相端的参考电压。调整过程如下：当某种原因（如温漂）使Q302的发射极电压上升时，经1R27、FL301、R125后反馈回IC102D的反相端，进而使IC102D的输出电压下降，Q302趋于截止，使Q302的发射极电压恢复正常。
5.限流保护电路 IC102B、电流取样电阻1R27、FL301等构成保护电路。VR303为调节限流的主电位器，VR101为补偿电位器。IC102B的同相端加一稳定的参考电压，而反相端则加上由1R27、FL301电流取样后转换出的电压。一旦过流，IC102B的反相端电压大于同相端电压，IC102B输出低电平，经D111后使Q301、Q302截止，同时使Q201导通，通过光耦N201后使Q202、Q203导通，蜂鸣器FM301报警，单稳电路IC201动作，J302吸合（当K303闭合时）切断输出主回路。同时J302的另一副触点闭合自保，维持J302吸合。
6.晶闸管的预调压 IC101C产生的PWM脉冲信号，经Q101、Q102、Q103电流放大后，加于SCR301、SCR302的门极上进行移相触发，进而控制其导通角，实现晶闸管在大范围内进行预调压。调整过程如下：有某种因素使输出电压UoQ301、Q302的基极电流IbQ301、Q302的c、e极电压UceQ104的基极电流IbQ104的c、e极电压UceIC101C输出的矩形波占空比SCR301、 SCR302导通角预调电压U1Uo恢复正常。
7.其它 IC202、IC203稳压产生的两组5V电源供数字电流表及数字电压表工作所用。电路中A为三位半电流表，V为四位半电压表，M301为冷却风扇， FL301锰铜丝制成的电流表取样电阻。
元件选用
变压器B2的次级绕组额定电流应达5A。变压器B301的次级16V绕组额定电流也应达5A，其它次级绕组的额定电流有1A就可以了。
晶闸管SCR301、SCR302选25A/1200V。V301~V305为25A/1200V整流二极管，它们均需安装在合适的铝质散热器上。C301~C306、C310~C311应选进口高品质铝电解电容器。VR301、VR303为多圈式精密线绕电位器。其它元件均按图中标示选用。
主要技术特点
本电源的输出电压为0~500V直流（连续可调）；输出电流为0~3A直流（连续可调）；按键AN301按下时，调节VR303用于设定最大输出电流（从电流表显示）；开关K303闭合时，若过流即切断输出，否则只进行蜂鸣器报警。
【关键词】磁通；电流互感器；电源；高压
1.引言
自1884年变压器问世以来，经历了一个多世纪，电磁式变压器类输变电设备得到了充分的发展，其中电流互感器以干式、油浸式和气体绝缘式等多种结构适应了电力建设的发展需求。然而，随着输电电压的不断提高，高压和超高压条件下传统的电磁感应式电流互感器已经暴露出很多缺点：绝缘技术要求越来越严，重量体积必然越来越大，成本也越来越高，带来了运输安装的困难。因此，寻求更理想电流互感器的任务已摆在我们面前。随着工农业的发展和社会进步，现代的电力工业也向着更高水平发展，同时用户对供电可靠性提出更高要求。对智能化电器而言，高压电器的状态在线监测是智能化电器一个重要的不可分割的部分，微机技术、光纤技术、微电子技术的发展使在线监测技术逐步发展。因高压电器设备在运行中各电器元件处于高电位，只有利用各种光纤微电子器件使信息系统小型化，根据在线监测到的数据，通过微处理器处理数据并马上作出智能判断。光电电流互感器作为一种变换电器，它就能够将高压电路中的大电流变换成低电压的小电流，这样有利于工作人员安全地对电路进行监测。因此，21世纪，光电式电流互感器将使互感器技术进入一个崭新的时代。
2.电流互感器基本原理
其中R1为并联电阻，R2为并联电阻，C1为滤波电容，D为指示灯。一般情况下，只要感应电压量达到足够大时，通过稳压块就可使输出电压稳定在5V左右。下面，通过测量不同情况下二次侧的感应量，寻找出影响光电电流互感器电源的因素。实验所使用的铁芯材料如表1所示。
4.实验数据及数据处理
4.1 同一磁芯相同线径及匝数，不同电阻
4.5 相同材料和线径，不同匝数及电阻
由上数据可看出，匝数越多，感应量基本呈减小的趋势。
5.分析及结论
由以上数据及曲线图可知，二次侧的感应量和铁芯材料及线圈线径有很大的关系。线圈线径越小，导磁率越高的铁芯，感应越强烈。这是因为磁导率越高，上述（1）式中的I0N1越近似于零，自然I2就越大，也就是感应越强；而线圈的线径越小，在相同材料情况下，内阻就越小，对起影响也越小。同时，根据式（1）也可知，线圈的匝数越多，感应量就越小。而且，由实验可以知道，对不同的材料，各种因素对其影响程度也不同。由于磁滞等原因，感应的波形会出现畸变。虽然电阻的影响有些情况下不是非常明显，但阻值也并不是可任意选择的，考虑到电阻发热问题，选择电阻时，必须保证电阻功率大于或等于2倍的实用最大输出电流和最大采用电压的乘积，而且电阻不宜通电过长。
参考文献
[1]周艳平.微弱信号检测在电流测量中的研究与仿真[J].中国科技博览，2010（23）.
[2]马彦文.光电混合式电流互感器的研究展望[J].科技风，2010（17）.
[3]刘金玲，张婧.介绍数字化变电站中的电子式互感器[J].广东输电与变电技术，2010（4）.
[4]刘骥，海艳.基于ADVFC32的电子式电流互感器相位补偿研究[J].电测与仪表，2010（7）.
[5]李开成，董建树，戴本祁.基于DSP的光纤电流互感器设计研究[J].高电压技术，2006（1）.
[6]刘发胜.互感器的发展状况[J].电气时代，2003（8）.
[7]罗苏南，叶妙元.电子式互感器的研究进展[J].江苏电机工程，2003（3）.
关键词:电涡流测功机;直流线性稳压;二级电压控制;模拟故障
中图分类号:TP274文献标识码:B
文章编号:1004-373X(2009)10-189-04
New Type of High-power Linear DC Voltage-stabilized Power
Source in Eddy Current Dynamometer
ZHANG Xukai,ZHANG Wenming,ZHOU Haiyong
(Shanghai Internal Combustion Engine Research Institute,Shanghai,200438,China)
Abstract:A new type of power source used for excitation voltage control in eddy current dynamometer in designed.Based on the SCR rectification circuit and analog technology,using the fully three phase position controlled bridge of SCR and power MOSFET regulation to output linear DC voltage.Over-load protection circuit,open-phase protection circuit and thermal-shutdown circuit are designed for equipment reliability.Experimental results show that the equipment can output linear DC voltage and the voltage stablilty fulfil the needs of eddy dynamometer.The equipment also can quickly shutdown when at fault status such as over-loads,open-phase and overheat.The power source designed by the fully three phase position controlled bridge of SCR and power Mosfet regulation can fulfil the needs of voltage of eddy dynamometer.
Keywords:eddy dynamometer;DC linear voltagecd
stabilized;secondary voltage control;analog fault
测功机是发动机台架检测系统中重要的组成部分,用于测量发动机的有效功率。对测功机来讲,为了满足发动机所有转速和负荷范围内都保持稳定运转工况,并且可以平顺且精细地调节负荷,需要一个稳定的加载器来满足发动机实验的要求,需要对加载器提供稳定且可线性变化的电源。在电涡流测功机中,需要对励磁电机提供的直流电源进行驱动,以完成发动机台架检测。
由于电涡流测功机励磁电机要求磁场恒定,故要求电源提供的负载电压恒定不变,而且磁场一般都是稳定的,还要求有较好的电压稳定度,即要求即使输入电压发生一定变化时,输出电压应保持不变。
为了达到平顺调节负荷的目的,输出电压应有适当的线性调节范围,并且还要有一定的保护措施。根据设计需要,该电源输出电压的变化范围为0～180 V,要求最大负载功率为5.4 kW,输出电压稳定度应优于1%。
1 工作原理
由于要求的电压调节范围较宽,要求的功率较大,目前电涡流测功机励磁加载电源采用较多的方法是可控整流器,在此通过控制晶闸管的导通角进行调压。其工作原理是对晶闸管的控制极进行控制,通过改变晶闸管的导通角,可以在输出端获得平均值和有效值都随导通角变化而变化的直流脉动电压。采用该原理设计的电源可以达到很高的输出功率,但是电压稳定性差,而且控制呈显著的非线性,不适合电涡流测功机对电压的要求。因此,该电源采用晶闸管三相桥式移相控制和功率MOSFET调整两个控制环联合控制的方法,使输出电压可以满足大功率、高稳定度和可宽范围线性调节的要求。
1.1 系统方框图
由于该电源要求功率较大,并且对电压稳定度也有较高的要求,所以采用如图1所示的电源方框图。
1.2 可控整流原理
如图2所示,通过控制晶闸管的导通角,可以在整流电路输出端获得随控制电压变化的电压。
可控整流电路是指在输入交流电压的波形和幅值一定时,输出电压的平均值可以通过调节晶闸管的导通角进行调节。采用可控整流电路可以提高变压器的初、次级利用率,具有较大的功率因数和较小的脉动率,因此选作为主回路。
由于采用整流滤波电路以及稳压电路构成两级控制环。因此选择对整流滤波电路要考虑两点:考虑调整管的工作状态,确保调整管能工作在线性放大区;考虑交流电网波动的影响。交流电网的波动会反映到整流滤波电路的输出电压上。按照国家有关规定,在没有特定说明的情况下,一般按变化±10%来考虑。这就要求当电网电压变化±10%时,调整管要处于线性放大区,从而使稳压电路能保持正常工作。在该电源设计中,由于负载容量较大,使用单相电源会造成三相电网的不平衡,影响电网中其他设备的正常工作,所以采用的是三相桥式全控整流调节方式。三相可控整流的脉动频率比单相高,纹波因数显著低于单相。三相全控桥式整流电路电路可以在负载上得到比三相半控桥式整流电路更为均匀的波形。
采用市场上常见的三相整流功率模块,集成了晶闸管三相桥式整流电路以及触发电路,通过对模块的输入电压进行控制,即可完成整流与调相功能。通过在功率模块输入端连接三相隔离变压器,将输出电路与交流输入隔离。隔离变压器具有电压变换功能及有源滤波抗干扰功能。隔离变压器在交流电源输入端的特点为: 若电网三次谐波和干扰信号比较严重,采用隔离变压器,可以去掉三次谐波和减少干扰信号;
采用隔离变压器可以产生新的中性线,避免由于电网中性线不良造成设备运行不正常;非线性负载引起的电流波形畸变(如三次谐波)可以隔离而不污染电网。
隔离变压器在交流电源输出端的特点为:防止非线性负载的电流畸变影响到交流电源的正常工作及对电网产生污染,起到净化电网的作用;在隔离变压器输入端采样,使得非线性负载电流的畸变不影响取样的准确性,得到能反应实际情况的控制信号。
对于小功率或者中等功率的使用场合,可以采用单相桥式半控的方法作为其整流主回路。电路组成可以选择晶闸管模块作为主回路,使用KC04芯片作为晶闸管模块的移相触发电路。通过调节KC04的控制电压控制晶闸管的导通角,从而得到随控制电压变化的直流脉动电压。
1.3 串联反馈晶体管电路
可控整流输出的电压经电容整形滤波后的电压仍然具有较大的纹波,波动很大,而且很容易受电网电压的影响,并且单纯控制晶闸管的导通角得到的输出电压呈明显的脉动和非线性。这就要求系统在可控整流电压输出端添加串联反馈调整电路,使输出电压达到设计要求。其稳压原理是调整元件的动态电阻,它是随输出电压的变化而自动变化的。当负载电阻变小使输出电压降低时,调整元件的动态电阻便会自动变小,从而使调整元间两端的压降降低,确保输出电压趋近原来的数值。串联反馈调整电路的框图如图3所示,包括调整管、取样电路、基准电压源和比较放大器等部分。输入电压经过调整元件调节后,变成稳定的输出电压,取样电路与基准电压相比较,并把比较后的误差信号送入放大器,增强反馈控制效果。采用串联反馈调整型稳压电路,输出电压范围不受调整元件本身耐压的限制,而且各项技术指标均可以做得很高。但是过载能力差,瞬时过载会使调整元件损坏,需要添加过载保护电路。
1.4 调整元件控制电路设计
在该电源系统中,采用大功率MOSFET作为调整元器件,与三相桥式移向控制一起组成输出电压控制环。
1.4.1 三相调压模块的控制
由于采用三相调压模块,所以只需对调压模块进行控制,即可完成整流输出功能。尽管三相模块中控制电压与晶闸管的导通角呈线性关系,如图2所示,晶闸管的输出电压与晶闸管导通角的变化却呈非线性关系;同时,为了保证电源功率输出调整管集-射级之间的电压差基本稳定,便于控制功耗,提高电源安全性,需要使电源功率调整管的输入电压基本呈线性变化。这里采用对控制电压进行非线性处理后,再输入到三相整流模块控制端的方法。控制输入电压经过二极管后作用到运算放大器,利用二极管的非线性特性与三相模块的非线性进行匹配,基本上可以使计算机输出的控制电压与晶闸管整流输出的电压呈现线性比例关系。电压输入/输出特性如图4所示,线路如图5所示。
1.4.2 功率MOSFET的控制
该电源选用功率MOSFET作为调整元件,为电压控制型器件,在驱动大电流时无需驱动级,具有高输入阻抗,工作频率宽,开关速度高以及优良的线性区。为了保证电源的可靠性与安全性,需要将强电控制部分与弱电控制部分进行隔离。在此采用光电耦合器完成地的隔离,具体过程如图6所示。
MOSFET的控制电压由计算机提供,经过F/V变换器、光电耦合器、V/F变换器变换后与取样电路取来的电压信号同时作用在比较放大器的输入端,通过与基准电压进行比较,比较放大器将输出相应的电压去控制MOSFET,以稳定输出电压。由于负载电流较大,因此MOSFET需采用并联连接方式,增加输出电流,确保在大电流情况下电源的正常工作。并联运用时,各管的参数尽量一致,可以在发射极串联均流电阻,利用负反馈减小电流分配的不均匀。电路如图7所示。
2 监控管理设计
2.1 电源保护电路
由于采用串联反馈型稳压电路作为电压控制环,因此在测功机发生短路或者过载时会有很大的电流流过调整管MOSFET,并且所有输入电压几乎都加在调整管的集-射级之间,很容易将其烧坏,因此添加保护电路是必需的。常用的过电流保护电路有限流型、截止型和减流型。这里采用晶体管截止型保护电路,其原理是当负载电流达到限流值,过电流保护电路使稳压电源进人截止状态,并不再恢复,使稳压电源与负载得到有效的保护。其优点是:这时的电源调整管功耗为零,最大缺点是:属冲击性负载时,容易误动作,使稳压电源进人过流保护
状态,且一旦进入过电流保护状态后,即使过电流状态解除,也不能自动复位。具体线路如图8所示,当电流超过额定负载时,采样电阻R4两端电压上升,使晶闸管SCR导通,晶体管NPN1导通,NPN2截止,这时MOSFET的栅级输入电压(即R3处的电压)被强制拉底,使MOSFET输出为零;同时,串联在过载保护线路中的光耦导通,使三相功率整流模块的控制信号输入端接地,串联反馈稳压线路的输入电压为零,起到保护元件的作用。
由于电网自身原因或者电源输入接线不可靠,电源有可能会运行在缺相的情况下,而且掉相运行不易被发现。当电源缺相运行时,整流桥上的电流会不平衡,容易造成损毁,因此必须加入缺相保护电路,以进行缺相保护。电路原理图如图9所示,当ABC三相有一相发生缺相时,其对应的电源指示灯熄灭,缺相指示灯亮起,并且通过光耦输出信号到继电器驱动,此时继电器吸合,将三相功率模块的控制输入与地短接,使可控整流输出为零,起到保护电源的作用。
2.3 过热保护
在电源处于长时间大电流工作状态或者工作环境比较恶劣时,电源的内部温度很高,会影响电源的可靠性。有资料表明,电子元器件温度每升高2 ℃,可靠性下降10%,这就意味着温度升高50 ℃时的工作寿命只有温度升高25 ℃时的1/6。因此,为了避免功率器件过热损坏,必须对电源的温度进行控制。通过控制MOSFET的管压降可以控制MOSFET上的功率,从而减少发热量,降低温度的升高。
在电路设计中增加一个光电耦合器反馈可以完成这个目的,当MOSFET两端管压降过高时,光耦导通,光耦输出信号反馈至三相调压模块的控制输入,使其输出的控制电压降低,从而降低MOSFET两端的管压降,在保证电源正常工作的前提下,使MOSFET的功率保持在额定范围以内。
当使用环境较为恶劣或者出现电路故障时,即使对MOSFET两端电压进行控制,MOSFET的管芯也可达到很高的温度,这就需要对MOSFET进行散热处理,并在MOSFET附近安装温度继电器;当温度高于温度继电器的额定值时,温度继电器导通,通过一个光耦将导通信号传递到三相功率模块的输入端,使其输入为零,从而使电源功率调整管的输入电压为零,起到保护调整元件的作用。当温度回到正常时,电路可自动恢复工作。
各种保护电路与主回路的关系如图10所示。
3 结 语
经连续负载试验,该设备各项指标均达到技术要求。经过不断的完善和改进,使其性能稳定,工作可靠。采用晶闸管三相桥式移相控制和功率MOSFET调整两个控制环联合控制,可以有效提高电源的稳定度,降低电源的纹波;采用三相隔离变压器接入电网,可以提高电源的安全性,降低对电网功率的要求;采用集成三相功率调压模块,减少了电路的复杂程度;通过添加各种保护电路,在设备出现不正常运转时,及时切断三相输入,保护元件不受到损坏。由于采用截止型保护电路,电源不能自动复位,所以在环境条件允许的情况下,可以采用开关型过电流保护,解决了限流型的高功率损耗,减流型的锁定效应和截止型的手动复位等问题。该电源主要用于需要大功率线性调压的场合,也可用作大功率高稳定度线性稳压电源使用。
参考文献
[1]Tim Williams.电路设计技术与技巧.周玉坤,靳济方,徐宏,等译.北京:电子工业出版社,2006.
[2]关强,杜丹丰.小型发动机测功机现状研究.森林工程,2006,22(4):24-25.
[3]陈之勃,陈永真.0~200 V连续可调线性稳压电源.电子设计应用,2008(1):124-128.
[4]傅胤荣.大功率数控直流稳压电源的设计.船电技术,2008(3):170-171.
[5]崔树清.一种新型交流稳压电源的设计.通信电源技术,2007,24(5):63-64.
[6]邹雪城,涂熙,骞海荣.低压差稳压电源的折返式限流保护电路的设计.通信电源技术,2007,24(4):31-32.
[7]莫怀忠.直流稳压电源的简化设计.电子制作,2007(7):61-62.
[8]王贺明,哈剑波.可控整流中晶闸管参数的选择及应用.河北软件职业技术学院学报,2005,7(4):53-55.
[9]王翠珍,唐金元.可调直流稳压电源电路的设计.中国测试技术,2006,32(5):113-115.
[10]孙茂松,张铁军.一种晶闸管全控整流式三相交流调压电路.电气传动自动化,2007(2):29-30.
关键词：电力通信；直流电源；维护
中图分类号： TN915.853 文献标识码： A 文章编号：
近年来，电网规模的不断扩大和现代通信技术的进步，极大地促进了电力通信事业的飞速发展，随着电力通信整体水平的不断提高、通信设备的不断更新，对电力通信直流电源也提出了更高的要求，因此做好对电力通信直流电源的维护具有重要意义，直接影响着电力通信网的安全平稳运行。
1电力通信直流电源的组成
通信直流电源是一个复杂的系统，目前电力通信直流电源均采用－48V的高频开关直流电源，电力系统中典型的电力通信直流电源结构组成如下图所示，从图中可知电力通信直流电源由交流部分、整流器、直流分配部分、蓄电池组和监控模块等按照要求组合而成。
①交流部分。交流部分的市电输入一般为2路380V三相四线交流输入，在电源容量较小时有时也使用2路220V单相交流输入，以保证电源可靠供电。为防止雷击和过电压破坏，在市电输入端应加装避雷器，常用的有普通氧化锌避雷器和OBO防雷模块等；由于此处的防雷主要是对非直击的感应雷击的浪涌电压的防护，因此避雷器的通流量一般选择在15－20KA，残压在1.5KV左右，就可有效的保护电源设备。
②整流器部分。现在所有的通信直流电源均采用模块化高频开关整流器，它具有其体积小、效率高、模块化、功率因素高、输入电压范围宽、噪声低、可靠性高以及可带电热插拔等优点；电力通信直流电源所使用的高频开关整流器模块一般为单相220V交流输入，功率因素可达0.99以上，模块容量一般为每块20A/－48V～50A/－48V；在实际使用中，如果输入的是380V三相四线交流电源，则应注意将所有整流模块平均分配到每一相；同时为了提高整流器工作的可靠性，在设计时应考虑多余备用容量，模块配置采用N+1冗余。
③直流分配部分。直流分配部分将整流器输出的直流电压进行分配，一路给蓄电池组充电，其它分配给通信设备和其它直流用户供电。直流分配部分决定了设备的最终分配容量，因此要求在设计时应充分考虑直流分路输出的用户数和容量，满足日后通信设备接入的需要。在给蓄电池组充电的分路开关之前应加装欠压保护继电器，当蓄电池组放电达到欠压告警值时发出告警，放电到欠压关断值时控制自动断开蓄电池组，保护蓄电池组不会因为过放电而导致损坏。现在直流分路输出开关多采用空气开关，应注意配置使用直流空气开关，因为直流空气开关的灭弧能力很强，而不应使用普通交流空气开关。
④蓄电池组。蓄电池组是通信直流电源的不可缺少的组成部分，蓄电池组一旦发生故障，在市电输入停电时，将造成所有使用该蓄电池组作后备电源的通信设备全部停止工作，造成通信中断。现在使用的蓄电池组都是阀控式密封铅酸蓄电池（简称VRLA），它完全取代了过去使用的普通开口铅酸蓄电池，采用密封结构，基本无酸气泄漏，可与设备同室安装，无需加电解液维护；可采用立式、卧式、单层、多层等各种组合安装方式，安装灵活；适用浮充工作制，使得供电系统电压更稳定；寿命、容量等受温度影响较大。蓄电池组的容量决定了市电停电后通信设备的运行时间，一般可根据负载大小和放电时间来选择蓄电池组的容量，计算方法为：负载容量（A）×放电时间（h）÷放电时间小时率放电容量系数。
⑤监控模块。监控模块对于通信直流电源来说具有智能控制中心的作用，主要有监测功能，包括监测交流输入电压、电流，整流器模块并联输出电压值和每个整流器模块的输出电流，负载电流，蓄电池组充放电电流和电压等；控制功能，包括电源系统的开关机，各整流器模块的开关机，直流输出电压、输出电流极限值的设定，蓄电池组浮充、均衡充电电压和充电电流的极限值设定，电池温度系数的补偿和蓄电池组欠压保护设定等；告警功能，当电源运行过程中某些参数达到或者超过告警的设定值，监控模式将发出声光告警，并显示故障部位和原因。
2电力通信直流电源的维护
由于目前电力通信直流电源均使用了高频开关电源和阀控式密封铅酸蓄电池，这给电源系统的维护带来了许多便利，但是在维护方面还要注意按照使用维护要点做好维护工作，才能真正保证电力通信直流电源可靠、稳定、不间断地为通信设备供电。
①电源的交流输入所采用的避雷器的状态在进行电源的巡视维护时应注意检查，特别是雷雨天气时，更应该注意检查避雷器的状态，发现问题及时更换，如当发现OBO防雷模块的故障显示窗的颜色由绿色变成红色时，就要对防雷模块进行更换，确保发生雷击时能够发挥其防雷作用。这里应注意普通氧化锌避雷器存在有一定的漏电流，长期使用容易老化，造成使用性能下降，所以即使长时间没有雷击发生，也要定期进行更换，确保其防雷效果。
②高频开关电源在正常使用的情况下，整流器主机的维护工作量很少，主要是防尘和定期除尘，否则飞尘加上潮湿会引起主机工作紊乱，同时积尘也会影响器件的散热。一般每季度应对主机彻底清洁一次，在除尘时应检查各连接件和插接件有无松动和接触不牢的情况。
③通信高频开关电源中设置的参数在使用中不能随意改变。
④通信高频开关电源在使用时应注意避免随意增加大功率的额外设备，也不允许在满负载状态下长期运行。由于通信直流电源几乎是在不间断状态下运行的，增加大功率负载或者在基本满载下工作，都将可能造成整流器模块故障，严重时将损坏整个电源系统。
⑤作为后备电源的蓄电池组维护工作载电力通信直流电源的维护工作中占有非常重要的地位，这也是电源维护工作的一个难点。由于现在使用的阀控式密封铅酸蓄电池实现了密封，免除了以往开口铅酸电池的测比、配比、添加蒸馏水等工作，大大减少了维护工作量，因此有些维护人员认为其是免维护电池，在使用中不去维护，听之任之，结果造成维护不当，发生问题。
阀控式密封铅酸蓄电池的日常运行对温度要求较高，它要求的环境温度最好是20～25℃，如不然，应对浮充电压采取温度补偿，每升高1℃，浮充电压应降低3～4mv，但即使对浮充电压进行调整补偿，温度仍对蓄电池的寿命影响较大，如寿命为10年的蓄电池在30℃下运行，无温度补偿寿命仅为5年，有温度补偿寿命也缩短为8年。因此阀控式密封铅酸蓄电池应安装在有空调的房间，安装方式要有利于散热。在日常巡视维护中发现蓄电池有明显发热现象应立即与厂家联系进行处理。
阀控式密封铅酸蓄电池的自放电极低，而且电池内部不会形成电解液分层现象，因此无需定期进行高压均衡充电，定期均衡充电只能增加水的损耗，增大正板栅的腐蚀，在对蓄电池进行维护时应尽量减少或取消均衡充电。
为此，笔者设计了一种新型基准源电路，其采用电流镜复制技术，没有使用运算放大器，避免了运放输入失调和电源抑制比的限制，并利用深度负反馈技术，极大地提高了电源抑制比。
带运放传统带隙基准的电路
带隙基准源的电压是具有负温度系数的PN结正向导通电压VBE和具有正温度系数的热电压VT叠加而成的，即有：
图1为传统的带运放的带隙基准源电路。其中，R1=R2,Q2的发射区面积是Q1的N倍。若不考虑运放输入失调电压，下式成立：
同时，下列关系也成立：
通过选取适当的R2／R2值，就可以得到对温度和电源电压不敏感的电压。如果输入失调电压不为零，则式(7)变为：
此时，基准源输出电压的电源电压抑制比完全受限于运算放大器的电源电压抑制比。
带隙基准源工作过程分析
我们设计的不含运算放大器带隙基准源电路采用了自偏置电流镜结构(见图2)。
1 启动过程
电路上电后，由于CMOS反相器INV输出低电平信号，MPl导通，为了降低启动电路的功耗，MPl设计为长沟道器件，宽长比很小。此外，MNl和MN3尺寸相同，都工作在饱和区。MN2的栅极上有恒定压降，电源电压通过R；加在MN2的源极。这样，R2、MN2、Q2、Q3、R3、R4构成上电回路。随着电路启动VREr电压上升，MN2关断，基准源正常工作。
2 带隙核心电路工作原理
此带隙基准源电路工作于自偏置电流模式。其中，MN4、MN5、MN8和MN9尺寸相同； MP3和MP4尺寸相同；Q1和Q2是同类型晶体管；Q3和Q4是同类型晶体管；Q1和Q2的发射区面积是Q3和Q4的N倍。上电后，Q2、R3、R4支路和Q3、R4两支路的电流急剧上升，对应的双极型电流镜启动，由于Q3、R4支路电阻较小，电流上升幅度较大。Q3、Q4依次启动MN8、MN9和MP4、MP3。Q1、Q2启动MN4、MN5，两路电流在MP3处会合，经过相互调节，最后使每个电流镜中的电流趋向一致。
MP6和电路中的电流镜构成闭环负反馈，作为电流补偿。当流过双极型电流镜中电流上升时，MP3、MP4中的电流也上升，它们的栅极电位下降，则MP6栅极电位上升，其电流下降，促使双极型电流镜中电流下降；同理，当双极型电流镜中电流下降时，MP6促使双极型电流镜中的电流上升。同时，MP6和它下面电阻又构成电压采样负反馈，稳定VREr的输出电压，而且电路中无运算放大器，不受运放电源抑制比的限制，这样大大提高基准源的电源抑制比。电阻R1和电容C1，分别是补偿电容和调零电阻，对负反馈进行频率补偿。
不计三极管基极电流影响，有：
流过R4的电流为2VTlnN／R3，则VREr=2R4VTlnN／R3+VEB3。
这里可以取N=8，将上式对温度T求偏导，可以解出R4R3=4．15。可见在室温下，要想得到零温度系数的基准电压VREF电阻R4和R3的比值应为4．15。
值得一提的是，通常基准电压在1．25V左右，这样经过一个发射结的电压降后，Q1和Q4的集电结正偏，其各个电极电压的HSPICE仿真波形如图3所示。
图中，VBI和Vc1分别是Q1的基极和集电极电压，VB4和Vc4分别是Q4的基极和集电极电压，VREF是Q1和Q4的发射极电压。Q1和Q4集电结正偏电压均小于0．3V。
仿真结果
采用美国Celestry0.5μ LDMOSH SPICE模型仿真，设定基准源工作条件为：温度范围-40～125℃；电源电压波动范围1．5～6．5V，仿真-结果如图4、5所示。从仿真结果可以看到，在温度为40～125℃时，基准源的最大电压变化为4mV；在电源电压为1．5～6．5V时，基准源电压为1．2 345～1．2351V，
版图设计
带隙基准电压源电路的版图设计对于其精度起着至关重要的作用，因此关键器件的布局要满足以下要求：
Q1和Q2个数均为8，Q3和Q4个数均为1；为了减小失配，Q1和Q2均分为相同的两组，对称的分布在Q3和Q4两侧。
电阻R4、R3使用温度系数较低的多晶电阻，采用等比例复制方法，在电阻的周围可增加dummy，这样有助于提高电阻的匹配度。
电路中电流镜结构的MOSFET，也采用复制的方法，对称的排列，可增强电流镜复制技术的精度。
关键词：电流控制；双PWM焊接电源；研究
焊接电源的输入电流若发生畸变则会带来一系列的问题，比如降低设备自身功率因素，增加设备对电网配备容量的需求，致使电网容量浪费，同时也对电网造成了污染。双PWM焊接电源具有将电网侧电流正弦化、双向能量流动、功率因素单位化等特点，因此将其用于焊接电源系统，可有效提高焊机可靠性，对实现电流的精细化控制意义重大。
1 双PWM焊接电源工作原理
1.1 基本结构
双PWM焊接电源的基本结构包括主电路和控制电路两部分。若按照该系统的功能来划分，则其可分成功率因数校正功能的前级和弧焊控制功能的后级两个方面，其中前级的核心设备是整流器，同时配以相应的控制电路，而后级则是围绕弧焊逆变器为核心设备，同样配以相应的控制电路作为恒流源，即为双PWM焊接电源的基本结构。当三项交流电经过整流后，电流便成为高压直流，然后通过逆变器将高频交流变压器降压，再经过整流滤波后变成平滑直流电以供焊接使用。所以，在这个过程中，对于焊接方法的选择必须准确合理，因为很多焊接方法都会有金属的熔滴过渡发生，而焊接电源与一般电源的负载性质不同，所以电源的输出短路状态是焊接电源的关键点，因此必须要求你变焊机有较为理想的短路电流控制功能。
1.2 直接电流控制策略
对于双PWM焊接电源，前级的整流控制可采用两相同步旋转坐标体系下固定开关频率对电流进行直接控制，而控制策略保持双闭环控制策略不变，外环设为电压环，内环则为电流环。与传统的三相静止坐标系下控制策略不同的是在电流内环中，网侧电流信号要经过Park部分进行变换，而电压外环PI调节器的输出为有功电流参考值，其与有功电流的差值输送到PI控制器。为达到网侧电流正弦化、并实现单位功能的目的，将控制网侧无功的电流值设定为零，所以，无功电流的参考值亦为零，待遇无功电流作差值后输送到PI控制器。内环的PI控制器输出要经过解耦计算，然后才能输送到SVPW调制模块中进行相应调制，再输出固定开关频率的脉冲信号，进而控制开关管的断与通。
2 双PWM焊接电源的仿真模型
在Matlab/Simulink模块下搭建双PWM焊接电源系统仿真模型，根据仿真分析得出，PWM整流器控制策略的选择十分重要，它直接关乎焊接电源连入接入网点的电能质量，以及其应用效果，采用双闭环控制将电流引入电流内环控制，是电压外环的随动系统，因此整个控制效果明显。此外，为满足焊接电源负载动态要求，在矢量的调制上，亦具有较低电流波纹的特点，所以可有效降低输入电流谐波。研究证实，调整电压环控制参数，可将脉冲负载调制中产生的输入电流畸变控制在合理的范围内，所以其效果不言而喻。
3 双PWM焊接电源试验波形分析
根据上述理论内容，可在其基础上开发一台3kw级的三相双PWM焊接电源样机。其中，该机的整流模块选用7MB150N-120型智能型功率模块，其控制芯片选用TMS320F2812型芯片，其具体的电气参数如下，交流电压设定为110u/V，滤波电感设定为4.4L/mH，直流电容设定为660C/μF，直流电压设定为320u/V，空载电压设定为70u/V，开关频率设定为5Kf/Hz。
根据双PWM焊接电源的设备选用，对其采用矢量调制的直接电流控制策略，通过中断程序实现整流控制，具体步骤如下，即①DC中断入口；②采样信号调理；③电网电压空间矢量角度计算；④调用电压控制环子程序；⑤调用功率控制环子程序；⑥调用SVPMN调制程序；⑦差生PWM波；⑧中断返回。
根据上述原理，对样机进行试验和测试以确保其可靠性，选用的测试设备为TEKTRONIX示波器和HIOKI电力质量分析仪。测试内容即样机的稳态负载测试和脉冲负载试验。静态负载即输出功率在恒定的情况下进行的测试，即采用电阻箱模拟负载进行的测试。经过对样机的测试结果得出输入电流谐波收到了较好的抑制作用。其实测功率因素达到了99.4%，而二级管整流的功率因数仅为63.9%。因此，可以说样机达到了有效控制谐波抑制效果的目的，对功率因素的校正起到了控制作用。另外，在试验中，鉴于阶跃负载响应可有效反应样机系统的动态响应性能，因此在试验中使用焊锡丝来模拟焊条焊接时，必须仔细观察样机阶的跃响应对动态负载的适应性程度。若样机的动态响应较快，过度过程相较稳定，则表明样机具有良好的动态响应性能，即可充分满足负载变动的需求。本文的双PWM焊接电源结构可有效抑制由电路结构造成的电流畸变，虽然脉冲负载所产生的电流畸变无法消除，但是影响明显降低，测试结果与预期及仿真原理基本一致，其不仅有良好的功率因数校正效果，并且功率因素达到了99%以上，此外，其对于输入电流谐波的有效抑制亦十分明显，THDi可控制在15%左右。鉴于本双PWM焊接电源的前级采用的全控器件，且附加的DSP控制部件，成本相对较高，但其降低电网污染和保证焊机的稳定性和可靠性是不容置疑的，尤其是大功率全控器件模块化及专用DSP的生产，其成本必然会不断下降，而双PWM逆变焊接电源也自然得到广泛的应用和良好的发展前景。
[参考文献]
[1]刘，宫成，万健如.直接电流控制双PWM焊接电源[J].焊接设备与材料，2012，41（7）：39-40.