正弦波逆变电源范文
时间：2023-09-22 08:57:54
正弦波逆变电源篇1
【关键词】 车载逆变电源 逆变器 PIC单片机 单极性正弦脉宽调制（SPWM）
当前，随着单片机技术的不断发展，其在各种电器设备的设计之中也逐渐被广泛应用。因为车载电器在汽车上的普遍使用，关于车载电源的需求日益增高。同时电源质量也成为各种电器设备质量的基础和保障，因此在车载电器中对于PIC单片机的应用也随之加大。
一、车载逆变电源概述
车载逆变电源主要的作用就是把DC12V的直流电转变为AC220V的交流电，方便车上电器的使用。并且车载逆变器一共有两类：一类是输出电压谐波含量较高，但是连续性不好的方波逆变器以及准正弦波逆变器，另一类是应用单极性正弦脉宽调制技术的纯正正弦波逆变器，这种逆变器的负载适应范围更宽。另外，在当前的技术水平下，单极性正弦脉宽调制技术主要有模拟以及数字这两种产生方式，其中模拟的方式电路复杂，操控困难；数字的方式主要是利用了单片机，电路简单可靠，灵活性大，运用广泛。同时，PIC单片机具有速度快、功耗低以及良好的抗干扰性等特点，广泛应用在车载逆变电源逆变器的设计之中。
二、关于单极性正弦脉宽调制技术的调制原理
从理论上分析，单极性正弦脉宽调制的方式主要有三种：单极性正弦脉宽调制、双极性正弦脉宽调制以及单极性正弦脉宽倍频调制。另外，因为PIC系列的单片机CCP模块在进行单极性倍频调制时具有一定的限制性而无法完成，所以，通常情况下关于PIC系列的单片机CCP模块主要应用的调制方式为单极性正弦脉宽调制以及双极性正弦脉宽调制这两种方式。在逆变器的主电路拓扑结构中，在电路利用双极性SPWM调制方式进行信号控制时，其两两相对的开关必须保持一致，同时两路的开关信号呈现互补，这样才能够为单极性SPWM调制方式进行信号控制。
三、关于正弦波逆变器控制电路的硬件设计
双极性SPWM调制驱动电路设计流程：其中，关于双极性SPWM调制驱动电路之中的PIC单片机主要有两个CCP单元，其中一个CCP单元输出的PWM信号主要经过驱动芯片转变为驱动信号；另一个CCP单元输出的PWM信号主要经过反相器之后转变为驱动信号，他们分别控制两个开关，以实现其电路的正常控制。单极性SPWM调制驱动电路设计流程：其中，关于单极性SPWM调制驱动电路之中的PIC单片机主要有1个CCP单元，其中CCP单元输出的PWM信号主要经过驱动芯片转变为两路互补的驱动信号；并且RC1能够产生50Hz的方波，在经过驱动芯片之后同样转变为互补的驱动信号，同样也是分别控制两个开关，以实现其电路的正常控制。
四、关于正弦波逆变器控制软件的设计
关于单片机初始化的设置。在进行PIC单片机实验时，在单片机外连接20MHz的晶振，并且把指令周期设置为0.2μs，把SPWM波的开关频率设置为20kHz。另外，对PIC单片机的每一个寄存器进行初始化设置：寄存器PR2主要决定了正弦波逆变器的开关周期，设定为PR2=0Xf9。控制寄存器T2CON在进行设定时，因为正弦波逆变器的开关频率较高，导致了不同开关的周期不同，需要在每个周期之内进行PI计算以及PWM调整，因此关于控制寄存器T2CON要进行分频设置为1：5，保证5个相同的正弦开关波能够改变一次占空比。关于PORTC端口方向寄存器在进行设定时，保证TRISC的相应位为0，就是把其设置为输出模式。
关于SPWM波的产生。通过PIC单片机，即可对SPWM波形产生。在实验中，启动PWM单元，单元的引脚开始输出高电平，并且TMR2开始从0计数。如果TMR2>CCPRxL，输出低电平；如果TMR2>PR2，TMR2复位并且系统进入另一个周期，单元的引脚开始重新输出高电平。并且系统开始执行中断程序。当中断程序开始之后，系统采集半个周期电压的平均值，结合PI计算出幅值，继而结合正弦表得出下一个PWM的脉宽。并将其脉宽在寄存器CCPRxL中进行写入。其中对于单极性SPWM调制平均值的有效控制方法为：在其中断程序开始之后，就要先对半个工频周期电压的平均值进行收集，随后通过PI计算将其幅值得到，依照正弦表，将其正弦脉宽值和幅值相乘，即可将其下一个PWM脉宽得到。
五、小结
综上所述，现代逆变计数属于一项综合性的技术，在我国国民经济发展的不同领域广泛应用，其中，关于车载逆电源逆变器设计之中PIC单片机的应用，使得逆变技术有了飞速发展，便利了人们的生活。
参 考 文 献
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正弦波逆变电源篇2
关键词：水力发电; 并网; 谐波
前言
近年来，可再生能源并网发电技术成为研究热点。作为可再生能源发电系统中的关键环节，并网逆变器及其控制技术越来越受到关注。逆变器并网发电运行的主要控制问题是逆变器输出正弦波电流(即并网电流)控制技术，要求并网电流能实时跟踪电网电压频率、相位和并网容量给定的变化，且电流的总畸变失真要低，以减小对电网的谐波影响。其控制目标是实现正弦电流输出和相位控制，使逆变器工作在单位功率因数并网模式。
前的并网逆变器采用的功率开关器件多是IGBT，就可以实现很高的开关频率，一般开关频率为2kHz~15kHz。然而功率开关器件的高开通关断频率却会产生高次谐波，注入到电网中，产生谐波污染，这将对电网上的其他电磁敏感的设备产生干扰。所以我们就需要在电网和变流器之间接上谐波滤波器。
目前最常用的方法是在并网逆变器和交流电网之间串联输入电感来降低高次谐波的含量。但是当逆变器开关频率很高时，要想得到满意的滤波效果，就需要很大的电感值，从而花费过高成本，电感体积太大，并且大电感还将使得系统的动态响应变差。文章采用LCL滤波器来解决L滤波器所存在的问题。
一、水力发电系统简介
水力发电系统由发电机、AC/DC转换、PWM逆变器、LCL滤波器组成。发电机使用异步电机，异步电机并网发电是利用电网提供以同步转速转动的旋转磁场, 在转差率为负值的工况下,其磁力矩与转速方向相反,机械力矩方向与转速方向相同,磁力矩作负功,机械力矩作正功(转化为电能),向电网输出电能。常用作发电的一般为三相鼠笼式异步电机,三相绕线式异步电机和单相电容式异步电机也可作为发电使用, 但技术性指标差。电能经PWM逆变器后变为正弦调制波，这时的电能含有大量的高次谐波，为了减少谐波污染，加入LCL滤波器。
二、电力系统谐波危害
并网系统的电能质量主要取决于输出电流的质量，为了能够给电网提供高质量的电能，并网逆变器的电流控制发挥了重要的作用，因此，对并网发电用三相逆变器研究就显的尤为重要。
由于三相PWM逆变器具有功率因数高，效率高等诸多优点，因此在可再生能源的并网发电中得到广泛应用。但是三相PWM逆变器在其开关频率及开关频率的整数倍附近，产生的高次谐波注入到电网中，会产生谐波污染，这将对电网上的其他电磁敏感的设备产生干扰。
谐波对电力系统和其它用的设备可能带来非常严重的影响，主要危害可归纳为：
在电力危害方面：
（1）使公用电网中的设备产生附加谐波损耗，降低发电、输电及用电设备的 使用频率增加电网损耗。零线会由于流过大量的3次及其倍数次谐波造成零线过热，甚至引发火灾。
（2）谐波会产生额外的热效应从而引起用电设备发热，使绝缘老化，降低设 备的使用寿命 。
（3）谐波容易使电网与补偿电容器之间产生串联并联谐振，使谐振电流放大 几倍甚至几十倍，造成过流，造成电容器以及与之相连的电抗器、电阻器的损坏。
（4）降低产生、传输和利用电能的效率。
在信号干扰方面：
（1）谐波会引起一些保护设备误动作，如继电保护的熔断器等。同时也会导 致电气测量仪表计量不准确。
（2）谐波通过电磁感应和传导耦合等方式对邻近的电子设备和通信系统产生干扰，严重时会导致它们无法正常工作。
所以，减轻直至消除这些危害，对于供电和用电设备的节能降耗，乃至于对整个社会能源利用率的提高，都具有极其重要的意义。由于LCL在抑制谐波方面具有的优点，因此研究LCL滤波器具有很重要的现实意义。
三、并网逆变器矢量控制
控制电路的目的就是控制并网逆变器六个开关管的通断，产生与正弦波等效的一系列等幅不等宽的矩形脉冲波形，等效的原则是每一区间的面积相等。如果把一个正弦半波分作n等份，然后把每一等份的正弦曲线与横轴所包围的面积都用一个与此面积相等的等高矩形脉冲来代替，矩形脉冲的中点与正弦波每一等份的中点重合，而宽度是按正弦规律变化。这样，由n个等幅而不等宽的矩形脉冲所组成的波形就与正弦半周等效。同样，正弦波负半周也可用相同方法与一系列负脉冲波来等效。
为了达到控制目的，我们选用矢量控制的方法。矢量控制最初用于控制异步电机，把交流电动机等效为直流电动机控制，后来经过多年的发展，逐渐形成了一套比较完整的矢量控制理论体系。最近二十多年来由于电力电子、计算机及微电子技术的飞速发展，矢量控制技术在高性能交流驱动领域的应用已经越来越广泛。矢量控制大大简化了控制的难度，并会获得较好的控制效果，因此我们将采用矢量控制的方法对并网逆变器进行控制。
我们采用两个电流内环、一个电压外环的双闭环系统，来达到实际需要的精度和动静态性能。这种方法是取直流侧电压与给定电压比较，产生作为输入的直轴电流，取逆变器侧电感电流作为反馈，产生控制逆变器的脉冲信号。当发电机的直流电压不稳定时，通过逆变器侧电感电流的反馈，可以调节逆变器6个开关管通断时间，使其输出与电网电压幅值、相位相吻合。
四、LCL参数设计
逆变器侧是三个电阻为R、电感为L的电抗器，网侧是三个电阻为Rf、电感为Lf的电抗器，网侧电抗器和变流器侧电抗器之间是三个星形联结的电容器Cf。六个功率开关由控制电路产生的脉冲信号控制其通断，从而产生与正弦波等效的等幅矩形脉冲序列波。经逆变器形成的三相交流电经LCL滤波器滤除谐波后并入电网。
由于在LCL参数选择比较复杂，国际上也没有一种统一的设计方法，因此文章综合考虑电网侧电流最大允许脉动、逆变器开关频率和阻尼特性等要求，通过计算的方法得出一种简单有效的设计方案：通过选择逆变器侧所需要的电流纹波来设计内部电感L，通过选择在额定状态下吸收的无功功率来决定电容值，通过选择期望电流纹波减少量来设计Lf。由于逆变器开关管通常工作在高频方式，一般为15kHz，所以该滤波器属于低通滤波器，目的是滤除高频开关纹波。
正弦波逆变电源篇3
关键词： DC?AC系统； 可控硅； 开关管； 软开关
中图分类号： TN710?34； TL503.5 文献标识码： A 文章编号： 1004?373X（2014）15?0139?03
Analysis and implementation of improved DC?AC circuits
JIANG Da?yu， ZHANG Yi?bin
（Changsha University of Science & Technology， Changsha 410004， China）
Abstract： For improving the defects of the traditional DC?AC system with low power， low efficiency and high loss， a scheme of the improved DC?AC system is presented. The symmetric voltage controlled MOS switch tube push?pull work mode and the scheme that MOS is driven by soft switch tube were adopted instead of mechanical switch （such as relay）， triode （BJT） and silicon controlled rectifier （SCR） in the traditional design scheme. The improved circuit system has high stability， high efficiency and low loss. The working principle of the circuit is analyzed. The PSpice?simulation software was used to evaluate the feasibility of the control circuit. The reliability of the circuit was verified by experiment.
Keywords： DC?AC systems； SCR； switch tube； soft switch
0 引 言
对现代科技而言，电源是所有电路的能量来源，是电子设备和机电设备的基础。现行电工电子设备的正常使用都需要电源设备的支持。现行的电能变换电路主要有以下四类：AC/DC，DC/AC，DC/DC，AC/AC。各种电路有其各自的特点、功能及应用领域。本文主要讨论的是DC/AC变换电路。
现行的DC/AC变换电路一般采用机械开关（如继电器）、三极管（BJT）、可控硅（SCR）等器件控制电路导通、关断时存在跳变沿（上升沿或下降沿），此时，电路中的开关器件两端同时存在电流、电压，器件产生能量损耗，降低了系统效率。而大功率开关管即使能承受较大的电流、电压，却存在体积大、价格高、自身的功率消耗大等缺点限制了实际应用。
由于以上的缺陷，导致现行的DC/AC变换电路存在功率小、效率低、系统自身损耗大的不足。为此，本文提出引入对称电压控制型MOS开关管推挽工作、软开关驱动MOS管的方案。由于MOS管是压控器件，所以MOS管只需保证栅极（G极）与源极（S极）电压[UGS>UGS（th）]即可使MOS管导通。此外，MOS管导通电阻极小，软开关的驱动方式使得开关管的自身损耗进一步减小，电路输出级的推挽工作方式使得系统的功率进一步提高。
1 电路对比分析
1.1 传统电路分析
传统的DC/AC变换电路多采用机械开关（如继电器）、三极管（BJT）、可控硅（SCR）等器件控制电路的通断。此处，以传统的电压型单相半桥逆变电路为例进行分析比较，其主电路结构如上图1（a） 所示，它由两个导电臂组成，每个臂由可控开关器件和二极管反向并联组成双向不对称开关，感应负载 [R0，][L0]分别连接A，B两点间，当[CD1=CD2=CD，]电容量足够大时可认为[UD1=UD2=UD2。]
开关器件的控制电压[Ub1]和[Ub2]为脉宽π的方波，并互差π的电角度，如图1（b） 所示，上下臂的可控开关轮流导通，理想情况下，忽略方波的边沿跳变时间，则VT1，VT2再不会出现同时导通的现象。对开关管的驱动现在普遍采用脉冲宽度调制（PWM）或正弦脉冲宽度调制（SPWM）波。若忽略元器件本身压降和换向所占的时间，则输出电压[u0]的大小为：
[U0=UD2，VT1或VD1导通-UD2，VT2或VD2导通] （1）
图1 电压型单相半桥逆变电路
此时，若负载呈感性，则负载电流将按指数曲线规律交变，负载电流的变化滞后电压的变化，当负载电压[u0]改变极性时，负载电流[i0]将延迟一段时间才能改变极性，因而在不同的时区中，[u0]和[i0]将存在同向和反向两种关系[1]，如图1（b）所示。
如上分析可知该电路将稳定的直流能量转换为变化的交流能量，即实DC?AC的转换。但实际使用时，由于上、下BJT管在任意时刻的电压与电流的之积总不为零，而且BJT管为电流控制型器件，动态电阻大，自身损耗大，电路效率低，且性能受温度影响大，实际输出由方波至正弦波输出端也存在部分能量损失。
若要使输出部分在正常输出情况下就为正弦波，则需要采用SPWM脉宽调制方波驱动开关管，使输出波形基本接近正弦波输出。
1.2 改进型电路拓扑分析
为克服以上缺陷，提出了使用MOS管作为开关控制器件，驱动波形与输出端使用振荡电路产生的正弦波替代传统的方波，并使开关管工作在软开关状态，进一步减小开关管在使用中的能量损耗。具体电路拓扑如图2所示。
拓扑图中，主电源、辅助电源为电路提供能量，在实际电路中，采用单电源供电，辅助电源采用DC?DC降压芯片直接获取所需的电源值。改进的电路将振荡回路与换能回路共用一个交感线圈，图中的辅助电源为开关管提供静态电压，与振荡部分的交流信号叠加共同控制开关管1与开关管2的通关。图中的单向器件部分是避免开关管1与开关管2同时导通，保证两个开关管工作在软开关状态，避免造成不必要的开关损耗。
图2 电压型单相半桥逆变电路
1.3 改进型电路拓扑分析
本次采用的主电路部分如图3所示。振荡部分采用的是改进型电容三点式振荡电路，由于干路电感的电流不能突变，在上电瞬间，对应的MOS管导通，干路电感会感应出一个与电源电压相当的电动势，会使MOS管电流由0开始缓慢增加，而不会全部电压施加于导通的MOS管。MOS管[Q1，][Q2]呈现互锁的状态，导通程度高的MOS管会使另外一个管子的栅极电压继续拉低，以至完全截止，而其自身则会至完全导通。
图3 电压型单相半桥逆变电路
由于电路中引入振荡电路，所以在振荡信号的作用下，MOS管会交替导通，形成周期性的振荡。一个周期内，选通不同的开关管，主电源即可通过导通的开关管与变压器初级线圈构成回路，从而在次级线圈上产生相应的感应电压，即实现DC?AC转换。由于变压器初级电压为正弦波电压，则变压器初级电压与主电源电压关系为：
[2×0πAsin xdxπ=VCC] （2）
式中：[A]为变压器初级电压幅值；[VCC]为主电源电压值，求解积分方程后知二者的关系式为：
[A=π?VCC] （3）
电路中的功率变换部分为推挽输出方式，主电源为功率级电源，通过干路的电感线圈与变压器的初级相连，振荡回路产生的正弦波由开关管Q1，开关管Q2分别放大其前半周期、后半周期，通过在一个周期内不同时刻选通不同的MOS管从而实现DC?AC变换。
分析电路拓扑知，变压器功率变换部分的交流电压变换呈现正弦波变化，因此次级线圈的感应电压也呈正弦波变化，与传统逆变电路相比，在功率的变换部分减少了有脉冲方波向正弦波变换环节，减少了变换时的能量损耗。在输出端设置了两路输出，一路为未整流的交流输出，一路为全波整流后的直流输出。
由于交流输出端为正弦波电压输出，所以可以通过修正电路参数、变频技术使输出的电压变换为50 Hz，220 V正弦波输出直接给予用电器供电。因为开关管被控制在软开关状态，所以其自身损耗极小，在实际电路工作时可以不加或外加较小的散热片即可保证电路的正常工作。为提高输出功率，在主开关管Q1，Q2两端可并联与之相匹配的MOS管用以提高初级线圈的最大电流，进而提高系统的输出功率。
2 仿真及实验研究
对传统的逆变电路，采用SPWM波形驱动开关管来获得类似正弦波的输出波形，其基本波形分析如图4所示。
图4 单、双极性SPWM波形
由图3可知，在一个正弦波输出周期内，采用SPWM波驱动需使驱动方波跳变多次，而且输出正弦波的好坏与其跳变次数呈正相关关系，而开关管的自身损耗大部分是在驱动波形发生跳变时产生，进而降低电路效率。因此传统的逆变电路很难做到电路效率高、输出正弦度好。
对改进后的电路采用PSpice软件仿真，通过搭建模拟电路仿真结果如图5所示。
图5（a）中，上、下两路波形分别为两个主开关管的驱动波形，图5（b）为将其翻转拼合后的整体波形，图5（c）为电路的输出波形，其为较标准的正弦波输出。
由图5分析可知，在一个正弦波周期内，两个主开关管交替导通一次且工作于软开关状态，交叠部分面积极小，即主开关的自身发热极小，相对于传统的SPWM驱动方式而言，开关管的自身损耗大幅减少，有效提高电路效率。实际电路得到的输出波形如图6所示，与仿真结果一致。
图5 电压型单相半桥逆变电路
图6 实际电路输出波形
3 结 论
本文提出了一种改进型DC?AC逆变电路的实现方案。利用控制工作软开关状态的MOS管通断实现直流至交流的转换。由仿真和实验结果知，改进的DC?AC逆变方案是可行的，它与传统的逆变电路相比，能有效地提高电路效率及减少开关管的损耗，改进的电路使开关管处于软开关状态，仿真结果中得到的输出波形的正弦度较好，实际电路中得到的输出波形与仿真结果一致。预期本电路可用于简单的逆变系统和直流变换装置中。可引入微控制单元（MCU）实现智能控制，为进一步提高电路的性能、提高系统稳定性、简化电路的使用，具有更高的推广价值。
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正弦波逆变电源篇4
关键词：SPWM;IGBT;8089单片机;软锁相；大功率超声波电源
中图分类号：TM714 文献标识码：A
文章编号：1004-373X(2008)09-102-03
Research of Ultrasonic Source Control Technology Base on Single Chip Computer 8089
PEI Jiuling，QU Baida
(College of Communication and Control Engineering,Jiangnan University,Wuxi,214122,China)
Abstract：To overcome some disadvantages of low precision,slow dynamic response,unconvenience parameter adjust existing in high-power ultrasonic power supply，it applies intelligent control composed of 8089 microcontroller is proposed.The article introduces the modulation principle of SPWM,the composition of high-power ultrasonic power system applying the single chip computer to realize the soft of phase lock loop,the mechanism of work and the software thought.It realizes the low loss,high power factor and the whole performance of the circuit is developed.
Keywords：SPWM;IGBT;8089 single chip computer;soft of phase lock loop;ultrasonic power supply
随着计算机软硬件技术、电力电子技术及信号处理技术的飞速发展，超声波获得了非常广泛的应用。近年来，由于微机的广泛应用，构成计算机控制的智能控制系统或装置越来越多。这里基于PWM技术，应用单片机组成智能控制系统，对目前的大功率、高频率、高性能的智能化超声波电源技术进行了研究。
1 系统的硬件电路组成
系统原理框图如图1所示,他包含功率变换主电路和控制电路两大部分。主电路采用交-直-交结构，包括整流、直流滤波器、逆变器、变压器及负载等组成部分。其中，交-直部分为桥式整流，经过电解电容器虑波得到平稳电流。逆变器选用IGBT作为开关元件，电路在传统桥式[1]结构的基础上加入一个简洁的辅助网络，形成移相控制全桥逆变器，该电路可以在任意负载和输入电压范围内实现零电压开关(ZVS)，减少损耗，提高了电源利用效率。
逆变器的控制电路在整个系统中至关重要，这里采用MCS-96系列8089单片机作为智能控制部分的核心，采用正弦脉宽调制方式(SPWM)对逆变器进行控制，用以实现功率匹配和频率跟踪的数字化技术。
1.1 单片机控制系统
本控制系统由MCS-96系列8089单片机、74LS138地址译码、EPROM2764和RAM6264等构成最小微机系统，完成超声波频率给定、载频频率设定，模拟输出单极性正弦波恒幅脉宽调制信号(SPWM)，还可实现功率、频率显示以及过压、过流、过温保护控制。
图1 超声波电源系统框图
超声波电源系统中负载换能器工作在谐振状态，为了保证负载端电流和电压同频同相[2],要加上同步锁相环。因此，本文逆变环节采用双环结构的PWM控制方式，控制框图如图2所示。
同步电压信号由相位及峰值检测电路送至单片机锁相处理，单片机通过D/A数模转换口输出与同步电压同相位的标准正弦波，外部电压环通过将直流母线电压给定信号U*d与实际的直流母线电压UdЫ行比较后得到的误差信号送入PI调节器，PI调节器的输出则为要控制的输出电流幅值指令信号Im，д饫锏缪够返PI调节器在单片机内部用软件来实现。电流幅值指令信号Imв氡曜颊弦波相乘后得到了幅值可调的正弦电流给定信号i*a，与实际的输出电流反馈信号iaЫ行比较，电流误差信号经比例调节器(为减小稳态误差，这里采用大比例控制，由外部硬件电路实现)放大后送入比较器，再与三角载波信号比较形成SPWM信号，该SPWM信号经过驱动电路去驱动主电路开关器件，便可使实际的输出电流跟踪给定信号，从而达到与同步电压保持同相位变化，提高了输出的功率因数，同时由于输出电流的幅值决定了输出功率的大小，那么幅值可调也决定了输出功率的可调，并且也达到了控制支流母线电压的目的。
图2 控制框图
1.2 SPWM原理和波形
脉宽调制逆变器简称PWM，简单地说，是通过控制逆变器内部开关器件的通、断顺序和时间分配规律，调控逆变器输出电压中基波电压的大小和频率，增大输出电压中最低阶次谐波的阶次，并减小其谐波的数值，来达到调控其输出电压，同时又改善输出电压波形的目的。
本文采用单极性正弦波恒幅脉宽调制信号(SPWM)，调制原理见图3。图3中，Uc是载波信号，Ur调制信号，利用采样控制理论中冲量等效原理，在他们相交点可得到一组等幅矩形脉冲，脉宽和正弦曲线下的面积成正比，脉宽基本上呈正弦分布。从图中也可以看出在单极性调制时，Uc是与Ur始终保持同极性的关系，Ъ凑弦波处于正半周时，载频信号也在正值范围内变化，产生正的调制脉冲序列，与此相同，在负半周产生负的调制脉冲序列。根据在正弦波半周内载频信号的频率，可以确定产生调制脉冲的数目，这样也就同时决定了控制各个功率管的通断次数。 SPWM产生的调制波是一系列等幅、等距而不宽的脉冲序列。
图3 单极性SPWM原理及波形
1.3 软锁相
锁相环[3]是一个相位反馈控制系统。锁相环由三部分组成，即鉴相器(PD)、环路滤波器(LPF)和压控振荡器(VCO),其基本构成如图4所示。其主要工作原理：输入电压与输出Ui与输出Uo通过鉴相器PD进行相位比较，得到相位误差信号Ue，Ue再经过低通滤波器LPF产生控制电压 Ud ，Ud 加到压控振荡器VCO上使之产生频率偏移，从而跟踪输入信号的频率，当输入信号频率与输出信号频率相同时，锁相环锁定，从而实现频率跟踪。И
图4 PLL结构图
本文利用单片机8089实现软锁相。锁相部分的软件设计主要分两个部分，一是输入电压U的相位检测；二是电流指令正弦波的输出。
相位的检测利用8089单片机的外部中断实现，其P0.7引脚的正跳变信号触发中断，连续两次正跳变的时间间隔即为负载基波电压的周期Ts。
正弦电流指令的产生由8089单片机与D/A转换器共同完成,他是由N级阶梯波近正弦。8089单片机有2个定时器和4个软件定时器，且均可产生中断，软件定时器的中断时间间隔可设定，利用他来产生正弦的数字信号。首先根据D/A转换器的参数生成基准正弦Su的正弦表，综合考虑8089单片机的运算速度以及控制程序的运行等，选取合适的正弦表点数(亦即阶梯波的阶梯数)N，则每个阶梯所占的时间为Ts/N。在软件定时器中断服务程序中，首先设定下一次的软定时中断时间Ts/N，再利用查表法实现i*=α•SuВ这里Е联为正弦的比例系数，由电压环的误差电压决定其大小。
以上分析了相位的检测和正弦电流指令的产生，接下来是实现正弦指令与输入电压的同步。在利用查表法产生正弦时，正弦表指针P对正弦表循环计数(0~N)。当发生外中断，即负载基波电压过零时，正弦电流指令也应该正向过零点，所以在外部中断服务程序里，应该修改指针P，使P位于正弦表的正向过零点。然而由于存在软硬件的延时，往往不能将P指向正弦表的正向过零点，而应指向p*(这里p*与正弦表的正向过零点有一个偏差Δp)，才能使D/A输出的电流指令i*与输入电压U的相位差为0。p*的选取需要在实验中确定，于是在外中断服务程序里将P指向p*[4,5]。
2 系统软件设计
2.1 主程序
主程序包含初始化子程序、显示子程序和采样子程序以及中断程序地址的设定，参数的设定等，开放软中断以及软定时中断等。初始化子程序中，对各寄存器设定初值，对单片机本身的I/O口、定时器设定工作方式。显示子程序可对电压与电流信号进行定时采样，A/D转换后，经I/O口输出，进行动态显示。本系统还可对超声波电源频率、功率进行设定、显示。
2.2 中断服务子程序
中断服务子程序分为外部中断服务程序和软件定时器中断服务程序
2.2.1 外部中断服务程序
外部中断服务程序中主要完成以下任务：在每次发生外部中断时，把指针P重新指向p*，同时将正弦表点数即阶梯数赋给初值(这里程序中一共在一个周期中设置了125个正弦表点数，每次外中断发生时，依次输出125个点即完成正弦电流指令的输出)，并设置外中断发生标志和采样标志。
2.2.2 软件定时器中断服务程序
软件定时器根据母线电压PI子程序计算的正弦比例来实现正弦波的输出，或者也可以通过软件设置为固定的比例输出，即固定的功率输出。由于采用周期控制，一个周期20 ms，正弦表点数取为125，所以大约160 μs发生一次中断。其程序流程图如图5所示。
图5 软定时中断服务程序流程图
2.3 母线电压PI调节子程序
母线电压采样信号送入CPU后，由软件来实现电压环PI调节的数字化，本文采用增量型PI算法，其表达式为:
И
u(k)=u(k－1)+Kp(e(k)－e(k－1))+KITe(k)
=u(k－1)+(KP+KIT)e(k)－KPe(k－1)
И
令A=KP+KIT,B=KP,他们是与比例系数、积分
系数、采样周期相关的系数。则上式可简化为u(k)=u(k－1)+Ae(k)－Be(k－1)，那么数字PI控制算法的程序流程图如图6所示[5]。
图6 数字PI控制算法程序流程图
3 结 语
基于SPWM技术的大功率超声波电源由于采用单片机智能控制系统，从而使电源频率可实现人工设定，输出电压亦可通过调节可控整流角Е联Ф改变；锁相环实现输出电流与电压保持同频同相，从而能将电能以近似于1的功率因数，提高了电能利用率；同时采用高频调制后可获得高质量的输出电流波形，抑制了高次谐波，使换能器损耗减小，从而可为大功率超声波换能器在各个领域应用提供性能优良的超声波电源。
参 考 文 献
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［6］徐以荣，冷增祥.电力电子技术基础［M］.南京:东南大学出版社，2004.
作者简介 裴玖玲 女，1980年出生，硕士研究生。主要研究方向为电力电子技术，当前课题主要是大功率高频超声波电源的研究。
屈百达 男，教授，研究生导师。主要研究方向为现代控制技术与应用，模式识别和数据处理。
正弦波逆变电源篇5
【论文摘要】：随着我国的经济发展，能源危机成为制约我国经济发展的重要因素，可再生能源受到人们的重视，其中水力发电是人们利用最为广泛的可再生能源。文章针对水力发电系统逆变器的谐波污染，提出了治理措施。
前言
近年来，可再生能源并网发电技术成为研究热点。作为可再生能源发电系统中的关键环节，并网逆变器及其控制技术越来越受到关注。逆变器并网发电运行的主要控制问题是逆变器输出正弦波电流(即并网电流)控制技术，要求并网电流能实时跟踪电网电压频率、相位和并网容量给定的变化，且电流的总畸变失真要低，以减小对电网的谐波影响。其控制目标是实现正弦电流输出和相位控制，使逆变器工作在单位功率因数并网模式。
前的并网逆变器采用的功率开关器件多是igbt，就可以实现很高的开关频率，一般开关频率为2khz~15khz。然而功率开关器件的高开通关断频率却会产生高次谐波，注入到电网中，产生谐波污染，这将对电网上的其他电磁敏感的设备产生干扰。所以我们就需要在电网和变流器之间接上谐波滤波器。
目前最常用的方法是在并网逆变器和交流电网之间串联输入电感来降低高次谐波的含量。但是当逆变器开关频率很高时，要想得到满意的滤波效果，就需要很大的电感值，从而花费过高成本，电感体积太大，并且大电感还将使得系统的动态响应变差。文章采用lcl滤波器来解决l滤波器所存在的问题。
一、水力发电系统简介
水力发电系统由发电机、ac/dc转换、pwm逆变器、lcl滤波器组成。发电机使用异步电机，异步电机并网发电是利用电网提供以同步转速转动的旋转磁场, 在转差率为负值的工况下,其磁力矩与转速方向相反,机械力矩方向与转速方向相同,磁力矩作负功,机械力矩作正功(转化为电能),向电网输出电能。常用作发电的一般为三相鼠笼式异步电机,三相绕线式异步电机和单相电容式异步电机也可作为发电使用, 但技术性指标差。电能经pwm逆变器后变为正弦调制波，这时的电能含有大量的高次谐波，为了减少谐波污染，加入lcl滤波器。
二、电力系统谐波危害
并网系统的电能质量主要取决于输出电流的质量，为了能够给电网提供高质量的电能，并网逆变器的电流控制发挥了重要的作用，因此，对并网发电用三相逆变器研究就显的尤为重要。
由于三相pwm逆变器具有功率因数高，效率高等诸多优点，因此在可再生能源的并网发电中得到广泛应用。但是三相pwm逆变器在其开关频率及开关频率的整数倍附近，产生的高次谐波注入到电网中，会产生谐波污染，这将对电网上的其他电磁敏感的设备产生干扰。
谐波对电力系统和其它用的设备可能带来非常严重的影响，主要危害可归纳为：
在电力危害方面：
（1）使公用电网中的设备产生附加谐波损耗，降低发电、输电及用电设备的 使用频率增加电网损耗。零线会由于流过大量的3次及其倍数次谐波造成零线过热，甚至引发火灾。
（2）谐波会产生额外的热效应从而引起用电设备发热，使绝缘老化，降低设 备的使用寿命 。
（3）谐波容易使电网与补偿电容器之间产生串联并联谐振，使谐振电流放大 几倍甚至几十倍，造成过流，造成电容器以及与之相连的电抗器、电阻器的损坏。
（4）降低产生、传输和利用电能的效率。
在信号干扰方面：
（1）谐波会引起一些保护设备误动作，如继电保护的熔断器等。同时也会导 致电气测量仪表计量不准确。
（2）谐波通过电磁感应和传导耦合等方式对邻近的电子设备和通信系统产生干扰，严重时会导致它们无法正常工作。
所以，减轻直至消除这些危害，对于供电和用电设备的节能降耗，乃至于对整个社会能源利用率的提高，都具有极其重要的意义。由于lcl在抑制谐波方面具有的优点，因此研究lcl滤波器具有很重要的现实意义。
三、并网逆变器矢量控制
控制电路的目的就是控制并网逆变器六个开关管的通断，产生与正弦波等效的一系列等幅不等宽的矩形脉冲波形，等效的原则是每一区间的面积相等。如果把一个正弦半波分作n等份，然后把每一等份的正弦曲线与横轴所包围的面积都用一个与此面积相等的等高矩形脉冲来代替，矩形脉冲的中点与正弦波每一等份的中点重合，而宽度是按正弦规律变化。这样，由n个等幅而不等宽的矩形脉冲所组成的波形就与正弦半周等效。同样，正弦波负半周也可用相同方法与一系列负脉冲波来等效。
为了达到控制目的，我们选用矢量控制的方法。矢量控制最初用于控制异步电机，把交流电动机等效为直流电动机控制，后来经过多年的发展，逐渐形成了一套比较完整的矢量控制理论体系。最近二十多年来由于电力电子、计算机及微电子技术的飞速发展，矢量控制技术在高性能交流驱动领域的应用已经越来越广泛。矢量控制大大简化了控制的难度，并会获得较好的控制效果，因此我们将采用矢量控制的方法对并网逆变器进行控制。
我们采用两个电流内环、一个电压外环的双闭环系统，来达到实际需要的精度和动静态性能。这种方法是取直流侧电压与给定电压比较，产生作为输入的直轴电流，取逆变器侧电感电流作为反馈，产生控制逆变器的脉冲信号。当发电机的直流电压不稳定时，通过逆变器侧电感电流的反馈，可以调节逆变器6个开关管通断时间，使其输出与电网电压幅值、相位相吻合。
四、lcl参数设计
逆变器侧是三个电阻为r、电感为l的电抗器，网侧是三个电阻为rf、电感为lf的电抗器，网侧电抗器和变流器侧电抗器之间是三个星形联结的电容器cf。六个功率开关由控制电路产生的脉冲信号控制其通断，从而产生与正弦波等效的等幅矩形脉冲序列波。经逆变器形成的三相交流电经lcl滤波器滤除谐波后并入电网。
由于在lcl参数选择比较复杂，国际上也没有一种统一的设计方法，因此文章综合考虑电网侧电流最大允许脉动、逆变器开关频率和阻尼特性等要求，通过计算的方法得出一种简单有效的设计方案：通过选择逆变器侧所需要的电流纹波来设计内部电感l，通过选择在额定状态下吸收的无功功率来决定电容值，通过选择期望电流纹波减少量来设计lf。由于逆变器开关管通常工作在高频方式，一般为15khz，所以该滤波器属于低通滤波器，目的是滤除高频开关纹波。
通过计算得出lcl参数后，我们采用matlab中的simulink模块进行仿真，通过反复实验后得出一个满足要求的实验结果。
五、主动阻尼控制器的设计
由于lcl滤波器是谐振电路，对系统的稳定性有很大影响，如果不采取很好的控制策略，会使电流的谐波畸变率增大。为了抑制lcl滤波器的谐振，可以采取增加滤波器阻尼的方法，但是增加无源元件，如电阻等，会造成功率损耗，降低系统的工作效率。除此之外我们还可以采取增加主动阻尼的方法，所谓主动阻尼，是指主动采取控制策略的方法，达到与被动阻尼相同的效果。
用主动阻尼的方法替代实际的谐振阻尼电阻作用，这样即使主动阻尼的阻值很大，也不会造成功率损耗，降低系统的效率。由于电压电流双闭环控制具有系统对参数变化不敏感，稳定性高的优点。采取这种控制策略与通常的双闭环不同之处在于，增加了对电容器电流的前馈控制。
结语
ieee 1547标准严格限定负载注入电网的电流总谐波畸变要小于5%，35次以上谐波的畸变率要小于0.3%。通过我们对逆变器矢量控制、lcl参数和主动阻尼器的设计，将基本达到这一要求。
参考文献
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[2] 罗悦华, 伍小杰, 王晶鑫. 三相pwm整流器及其控制策略的现状及展望[j]. 电气传动, 2006,36（5）.
正弦波逆变电源篇6
【关键词】多电平逆变器;级联;载波相移;SPWM
Abstract：Multilevel converters has drawn tremendous intetest because of its’ good qualities .At present diode-clamp and flying-capacitors multilevel converters need many diodes and capacitors， so its’ structure is very complex.In this paper a cascade inverter with isolated DC sources is introduced， this kind of converter has a simple structure and is easy to control and has a perfect output ，then carrier phase-shifted SPWM control strategy is analysed and the harmonious cancellation theory of this kind of control strategy is studied in detail.In the end the validity of this project is verified by simulation and experimental results.
Key words：Multilevel Inverter;Cascade;Carrier Phase-Shifted SPWM
引言
近年来随着恒压、恒频逆变电源在UPS、车载、船载的独立电源系统中应用不断增多，用户对逆变电源的容量和输出波形的要求也不断提高。而传统的逆变器要把容量做大，则对开关器件的要求较高，如：要承受高的电压应力，能够通过大的负载电流。目前只有采用可控硅（SCR，GTO）这些开关速度低的器件才能满足要求，而这导致逆变桥输出波形的低次谐波的含量大，输出滤波器变得笨重。
针对以上矛盾，多电平逆变拓扑[1][2]很好的解决了以上问题，目前的多电平逆变拓扑主要有以下几种：二极管箝位多电平逆变器[3][4]，飞跨电容型多电平逆变器[5]，级联型多电平逆变器[6]。二极管箝位的多电平逆变器随着电平数目M的上升其所需的箝位二极管个数n也会迅速增大，具体关系为：n=（M-1）（M-3）/2，所以在实际应用中M往往被限制在9以下。飞跨电容多电平逆变器随着M变化所需飞跨电容的数目为：n=（M-1）（M-3）/4，所以也存在随着M增大，需要飞跨电容的数目太多缺点，同时控制比较复杂，工作时要求较高的开关频率以利于电容间的均压。
可见以上两种多电平拓扑应用中都存在器件繁多、控制复杂以及电平数目被限制在较小的范围等问题。而带隔离直流电源的级联型逆变器（如图1所示）则有效的解决了这些问题，而且容易实现模板化，给实际调试，维护带来极大的方便。
图1 级联型多电平逆变器
1.级联型逆变器的调制方案及谐波分析
级联逆变器采用载波相移的正弦脉宽调制技术（CPS-SPWM）[2]，所谓CPS-SPWM即级联的各个桥都采用相同的正弦脉宽调制（SPWM）方式，只是每个桥的载波之间依次相移=Tc/N，Tc为载波周期，N为级联的桥的数目。
图2 单相桥模型
图3 级联逆变桥仿真输出波形
图4 输出波形的频谱分析
实际应用中每个桥都是用倍频SPWM调制方式，也就是用两个频率、幅值相同，相位相反的正弦波和载波三角波交截产生两个控制信号，分别加在桥的两个上管（如图2所示）Q1，Q3，下管和上管互补导通，使得单个的桥臂输出单极性SPWM波形，且脉动频率为载波频率的两倍，所以每个桥的等效载波频率为2fc，那么桥的载波之间依次相移角度为=Tc/2N。
下面对采用CPS-SPWM调制方式的级联型逆变桥上输出波形进行谐波分析，首先对单个逆变桥输出波形分析，表达式（1）和（2）分别表示桥臂中点对直流电源中点的电压傅立叶分析：
（1）
（2）
式中E'=E/2，m'为相对载波的谐波次数，k'f为频率调制比。所以单相全桥输出波形的谐波表达式如下：
（3）
由上式可知，m'只能为偶数，n只能为奇数：
（4）
现在有N个桥级联，各个桥的控制信号相移=Tc/2N，输出波形分析如下：
（） （5）
所以级联后的输出为：
（6）
从上式可知由N个具有独立直流源倍频SPWM单相全桥级联时，输出电压中将得到2N+1个电平，输出电压中Nkf±1次以下的谐波都被消除。而一般的阶梯波叠加只能消除2N+1次以下的谐波，单独的倍频SPWM可以消除kf±1次以下谐波，由此可见CPS-SPWM的调制方式要比直接的阶梯波叠加和单独的SPWM具有更好的消除谐波的特性，特别是当N，kf较大时，只要加很小的滤波器，输出波形就可以达到完美无谐波的程度。
2.仿真分析
运用MATLAB中simulink软件包对CPS-SPWM调制方式的级联型逆变桥进行仿真，级联四个单相全桥，且每个桥输入的直流电压为30V，参考正弦波的频率为400Hz，载波频率为6kHz，频率调制比为15，幅度调制比为0.84。输出电压波形及其频谱分析如图3，图4所示。
图5 四个桥的输出电压波形及频谱分析
3.实验结果
根据以上原理分析和仿真，制作了一台9电平CPS-SPWM调制的单相级联逆变器，输入直流电压，正弦波载波频率同仿真中参数。每个通道输出电压波形、级联后的9电平电压和通过低通滤波器后的波形以及频谱分析如图5-7所示。
实验中看出每个桥输出SPWM波形及频谱分布完全一致，实际相互间差一个相移角α，通过级联输出后电压波形已经很接近正弦波，且本来单个桥输出波形的29次，59次左右的谐波都被消除，而实际还存在谐波都集中在110次以上，因此输出滤波变得很容易，只要一个很小的滤波参数就可以获得满意滤波效果，此处的滤波参数：滤波电感，电容。这和前面的理论分析以及仿真结果基本一致，证明了本方案的可行性和优越性。
图6 逆变桥输出电压及其频谱分析
图7 输出电压通过滤波器后的波形和频谱分析
4.结论
（1）实现同样的电平数，级联型逆变拓扑和其它两种多点平拓扑相比所需要的器件最小，而且控制相对简单。
（2）CPS-SPWM控制的级联逆变器在较低开关频率下能够获得良好的谐波特性，也就是通过级联实现了开关频率的倍频效果。
（3）由于级联的特性级联型逆变器可以方便的实现高压大功率输出，解决了开关管串联均压的问题。而且由于逆变桥器件的参数、控制方案的一致性，可以实现逆变器的模板化结构。
参考文献
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正弦波逆变电源篇7
关键词：逆变技术；SPWM；采样控制理论；微元法；MATLAB
中图分类号：TP312
文献标识码：A 文章编号：1672-7800（2015）005-0062-03
作者简介：范云飞（1993-），男，四川南充人，四川理工学院自动化与电子信息学院学生，研究方向为图像处理、智能控制、工业嵌入式；通讯作者：任小洪（1960-），男，四川南充人，四川理工学院自动化与电子信息学院教授、硕士生导师，研究方向为智能测控技术、无线传感网络技术。
0 引言
逆变技术作为非常重要的一门技术，主要应用于电气火车、变频电源、数控机床、光伏并网、燃料电池静置式发电站等领域。早期逆变主要采用模拟电路实现，精度差，不易进行幅值校正与相位匹配，现在常用微处理器生成SPWM方法。目前行业内成熟的逆变SPWM算法很多，较为常用的有对称规则采样法、不对称规则采样法、等效面积法等，其共性问题是原理复杂、程序繁琐、不易理解，初级学者不易上手。本文基于采样控制理论，提出用微元法生成SPWM的算法，在原理复杂度与程序结构上均有较大改进，更适合中低端单片机进行逆变控制。
1 微元法
1.1 微元法原理
令所要产生的正弦波峰值为1，PWM峰值也为1，将要产生的正弦基波进行有限项切割，见图1。计算每项微元对应的函数值，即对应三角函数值，用与微元项周期相同的PWM波对应一组微元项，见图2，则每项微元所对应的函数值是其对应PWM的占空比。在误差范围内，每项微元对应的占空比产生的一系列PWM波即为所需的SPWM波形。
1.2 原理论证
取直流电压幅值为1，所需的正弦波幅值为1，任取正弦基波时刻t（正半周期内），则表明SPWM每一微元项的占空比为sinωt。令微元频率为F，则微元周期为1F。在周期t至t+1F内，此SPWM所对应的冲量为1F・1・sinωt。由定积分原理可知：
由采样控制理论可知，冲量相等而形状不同的窄脉冲加在具有惯性的环节上时，其效果基本相同。所以，原题设得证。
为了SPWM输出经过积分电路后获得一个较为精确的正弦波，输出SPWM波形中的PWM周期应该远远小于积分电路的积分常数τ[2]。而PWM周期过小，则所需的计算量大大增加，造成系统性能降低，且不能明显提高精度[3]。
2 实验论证
2.1 不规则采样实验
以Msp430f169为处理器，基波频率为F，半周期内有限微元数量为N，则基波周期为：
T=1F（6）
微元周期（载波周期）为：
dt=T2・N=12・N・F（7）
则SPWM中，每项微元周期dt对应占空比η为：
η=sin（2・π・t2N），t=0，1，2，3…，N-1（8）
用定时器A和比较器产生SPWM波，表1中数据是将基波周期定为25HZ，载波周期定为32KHZ所产生的正弦数值表，在单片机中用等周期中断查表修改生成与PWM有关的寄存器TACCRx，即可产生SPWM波。
2.2 微元法实验
以Msp430f169为处理器，使用微元算法生成正弦表，见式（7）、式（8），将基波周期定为25HZ，PWM周期定为32KHZ，用MATLAB仿真，其MATLAB源代码如下：
MainFreq = 8 ；F = 25 ；N = 320 ； t = 0 ：N-1 ；
TACCR0 = round（MainFreq *1000000/（ F *N*2））
data=sin（pi/N*t）*（ MainFreq *1000000/（ F *N*2））；
data=round（data）
微元法产生的正弦表同不对称规则采样法产生的表相同。将此微元法生成的正弦表导入Msp420f169进行查表生成SPWM，其生成的双通道SPWM通过示波器显示如图3所示，显示了基波的正半周逆变波形和负半周逆变波形。
将生成的两路SPWM分别通入低通滤波器，即有如图4的波形。
所以，将生成的SPWM驱动相应桥路后通过低通滤波器即可生成所需正弦波，即完成正弦逆变。
2.3 算法对比
上述实验数据表明，在中低端处理器中不能体现算法的精度，原因是中低端单片机自身的系统误差，具体体现在：①中低端处理器系统时钟较低；②自身输出PWM的分辨率跟不上算法精度。同时，精度高的算法较此微分法运行时间长，表明微元法具有一定优势。
因为自然采样法在计算SPWM波的脉宽时要解超越方程，所以在实际控制中不能保证时效性。对称规则采样法、不对称规则采样法均有使用正弦调制波与三角载波相交原理，其中具有复杂的几何运算，且其使用的正弦调制波与三角载波相交原理在初学时不易明白和掌握，同时，其逆变算法不易从特殊推广到一般。本文提出的基于微元法的SPWM算法只需将对应时间的函数值转化为输出PWM的占空比即可产生SPWM，对比之下，此算法具有原理通俗易懂、算法简单、易于推广的优点，适合逆变初学者。
3 算法改进
处理器不易计算三角函数，若此方法用在DSP等高速处理器上，可直接将MATLAB程序转译为DSP代码。若用于单片机等低速处理器，可将三角函数进行傅立叶展开，取前几项，在精度可接受的情况下，也可粗略控制逆变电路。三角函数傅立叶变换等式[5]为：
sin（t）=t-t33！+t55！-t77！+…（9）
当取前3项时，等效变换为：
sin（t）≈t-t33！+t55！（10）
此时，繁琐的三角函数被化为简单的多项式，简化程度可观。
4 结语
本文提出了用微元法生成SPWM，诠释了数字芯片处理模糊量的经典方法，此法用微积分学理念解释了SPWM原理，其原理相比现有成熟的SPWM算法简单通俗，适合初学者参考，也适合研究人员参考。
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正弦波逆变电源篇8
【关键词】光伏发电；并网逆变器；SPWM；MPPT；孤岛检测
1.概述
太阳能光伏发电分为独立发电系统和并网发电系统，不论哪种系统，都是通常由太阳电池板（组件）、控制器和逆变器三大部分组成，辅以保护电路和辅助电源等，其中并网逆变器是系统的核心。其系统组成框图如图1所示。
由图1可见，光伏并网发电系统是利用太阳能电池板将太阳能转化为直流电能，再利用并网逆变器的受控电流源特性，将直流电转换成符合市电电网要求的交流电后直接接入公共电网。近年来，户式小型并网光伏系统由于投资小、建设快、占地面积小等优点，加上国家政策的大力支持，将成为并网光伏发电的主流。
2.逆变主电路的设计
在光伏并网系统中，并网逆变器是核心部分。要求将太阳能电池板发出的直流电逆变成交流电，而且在负载和日照变化幅度较大的情况下能够高效运行，同时使光伏方阵工作在最大功率点附近，并且体积小、可靠性高等。
本系统采用的是典型的电压源电流控制的单相光伏全桥并网逆变电路。整个系统能量的变换及传递过程，是利用智能型功率模块（IPM）构成的并网逆变器路来实现的，.IPM不仅把驱动电路和功率开关器件集成在一起，而且还内藏有过电压，过电流和过热等故障检测电路，并可将检测信号送到CPU。它由高速低功耗的管芯和优化的门极驱动电路以及快速保护电路构成，拥有自保护功能，IPM一般使用IGBT作为功率开关元件，特点是高可靠性，使用方便。
为了减小输出谐波，逆变器采用正弦波脉宽调制（SPWM），如图2所示，即主电路逆变桥的对管是互补高频开通和关断的。逆变器输出和电网之间的电感L004，主要用途是滤除高次谐波电流，平衡逆变器和电网基波之间的电压差，是整个系统控制策略的关键。经过交流侧滤波后，通过控制逆变器的输出电流频率和相位跟踪电网电压的频率和相位，幅值保持正弦波输出，即可达到并网运行的目的。直流侧电容不仅可以稳定太阳能电池阵列电压，缓解并网系统中太阳能电池和电网的能量交换，还可以抑制直流侧谐波电压。功率器件组成是Q1～Q4逆变桥，D1～D4是对应的反并联二极管，LEM是霍尔传感器，采集交流输出电流信号送到控制电路；交流侧电感用以滤除高频谐波电流，保证并网电流品质。
本系统采用日本富士公司生产的智能功率模块6MBP50RA060A设计光伏并网发电系统的逆变主电路。将太阳能输出的直流电压逆变成110V的正弦交流电压，然后通过隔离变压器既能将110V电压升压为220V的标准正弦交流电压，又可以利用隔离变压器实现了抑制高次谐波成分。
3.光伏并网系统的控制电路设计
在控制电路的设计中，利用TI公司生产的高速的数字信号处理器TMS320LF2407 DSP，它们具有硬件集成度高、保护功能强大、性能可靠等特点，大大地简化了并网发电装置的硬件电路，降低了生产成本，符合设计理念，同时提高了装置运行的可靠性。周围附加辅助电源、过零检测电路、采样调理电路实现并网运行。
在控制电路中的一个关键技术是最大功率点跟踪（MPPT），它的目的是使太阳电池阵列始终工作在最大功率点电压，使太阳电池阵列始终能保持最大的功率输出，这对于提高系统的整体转换效率有至关重要的作用。本系统采用导纳增量法的控制方法完成最大功率跟踪器的功能。原理是根据太阳能电池的输出功率对电压微分在最大功率点必然是零这一原则。这种微分控制法，可以不考虑太阳能电池的温度变化和幅射强度对控制的直接影响。把导出的非线性状态方程经线性化处理后，将检测出的太阳能电池的输出功率和电压值代入求解，计算其微分及误差，然后根据误差结果通过自动控制使上述微分值始终趋向和保持为零。由此可见，高精度、快速地求得太阳能电池的输出功率对电压的微分是问题的关键所在。从对状态方程的分析，得出了改变PWM波的占空比就可以改变太阳能电池的输出电压的结论，然后利用太阳能电池在最大功率点的输出功率对电压微分是零进行控制。
4.系统的软件设计
本系统中采用数字化SPWM控制方式，并网工作的基本过程主要由TMS320LF2407芯片的捕捉中断（CAPINT）和PWM载波周期的定时中断完成。电网电压产生的过零脉冲信号加至TMS320LF2407的捕捉中断输入口CAP1上，以此时间点作为基准给定正弦波信号的时间起点，同时根据目前PWM的实际脉宽值与理论脉宽值修正载波周期，从而使并网系统的并网输出电流与电网电压保持同频、同相。
另外系统还要实现反孤岛效应检测功能。所谓孤岛效应，指当电力公司的供电，因故障事故或停电维修而跳脱时，各个用户端的太阳能并网发电系统未能即时检测出停电状态而将自身切离市电网路，而形成由太阳能并网发电系统和周围的负载形成的一个电力公司无法掌握的自给供电孤岛。一般来说，孤岛效应可能对整个配电系统设备及用户端的设备造成不利的影响。本系统是通过检测电网电压和电网电流反馈信号来判断电网是否失电，并利用系统软硬件所规定的电网电压的过（欠）电压保护设置点及过（欠）频率保护设置点来检测电网断电，从而防止孤岛效应。
5.结语
通过对仿真结果的分析，该控制系统能确保逆变电源的输出功率因数接近1，输出电流为正弦波形。系统的输出正弦交流电压幅值在220V±20V范围内，频率在50±0.1Hz范围内。同时，逆变器输出并网电流顺利跟踪了电网电压，谐波含量小，系统具有较好工作稳定性，动态响应快，工作效率高等优点。当然，在降低功耗和继续降低成本方面本设计还存在一些不足。
参考文献
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