模块化多电平变流器输出电流谐波抑制策略

【前言】模块化多电平变流器输出电流谐波抑制策略由文秘帮小编整理而成，但愿对你的学习工作带来帮助。RONG Fei，TIAN Xinhua，HUANG Shoudao，WANG Hui （College of Electrical and Information Engineering，Hunan University，Changsha 410082，China） Abstract：Nearest level modulation is a common modulation method for Modular Multilevel Converters （MMC...

摘 要：最近电平逼近是模块化多电平逆变器（MMC）常用的调制方法之一，当模块数偏少，或者调制电压过低时，输出电流会产生畸变.从原理上分析了MMC输出电流谐波畸变产生的原因，然后提出了一种抑制MMC输出电流谐波的控制方法.该方法对输出电流进行分频提取后通过PI调节器得到反相谐波电压，最后将反相谐波电压叠加到调制电压上获得总的参考电压.所提出的方法简单可行，易于实现.仿真分析和实验结果表明，采用本文所提出的方法，模块化多电平变流器输出电流的畸变得到较好的抑制.

关键词：谐波抑制；稳压控制；最近电平逼近；模块化多电平变流器；广义积分器

中图分类号：TM46 文I标志码：A

Harmonic Suppression Strategy of Output

Current for Modular Multilevel Converter

RONG Fei，TIAN Xinhua，HUANG Shoudao，WANG Hui

（College of Electrical and Information Engineering，Hunan University，Changsha 410082，China）

Abstract：Nearest level modulation is a common modulation method for Modular Multilevel Converters （MMC）. As the number of modules is few or the modulation voltage is low， the output current is distorted. Firstly， this paper theoretically analyzes the reason why the harmonic of output current is distorted in MMC， and then proposes a control method to suppress the harmonics. The method extracts the harmonics of output current， and through a proportional integral regulator， the negative harmonic voltages is obtained. Lastly， the harmonic voltages are added to the modulation reference voltage. The purpose of this method is to obtain the total reference voltage. The proposed method is simple， feasible， and easy to implement. The simulation and experimental results show that the distortion of the output current of MMC is suppressed by the proposed method.

Key words：harmonics suppression； voltage control； nearest level modulation； modular multilevel converter； generalized intergrator

模块化多电平变流器采用子模块级联形式，每个子模块由单独的电容和开关器件构成，避免了大量开关器件的直接串联，具有良好的输出特性，且不存在动态均压的问题，非常适合高压直流输电领域[1-4].

传统的MMC控制方法主要集中在调制策略和控制策略的改进上.最常用的调制方法有最近电平逼近调制和载波移相调制.载波移相调制策略受到载波频率的限制，要求各子模块都采用频率相同、相位不同的载波，即每个子模块的载波不同，这对于电平数较多的系统而言过于复杂，并且要求每个子模块开关频率相同[5-7].最近电平逼近不需要载波信号，非常适合MMC结构.当输出的电平数比较多时，可获得比较好的调制波形.但是，由于最近电平逼近是用阶梯波对调制波进行逼近，在一个周期内采用的阶梯波个数有限，使得MMC的输出电流存在很大的谐波[8-10].因此，研究消除由最近电平逼近调制所带来的谐波具有重要的实际意义.

基于上述问题，本文提出了一种抑制模块化多电平变流器输出电流谐波的方法，对输出电流进行分频提取后通过PI调节器得到反相谐波电压，最后将反相谐波电压叠加到调制电压上获得总的参考电压.该方法操作简单，易于实现.

1 模块化多电平变流器的谐波分析

1.1 模块化多电平变流器的拓扑结构

MMC的结构如图1所示.系统采用三相六桥臂拓扑结构，每相包括上、下两个桥臂，每个桥臂由N个SM子模块和1个电感L串联而成，通过增加子模块单元的数量即可以实现对主电路的扩容.每相上桥臂的N个SM子模块和1个电感L依次串联，每相下桥臂的电感L和N个SM子模块依次串联，上桥臂和下桥臂连接点引出相线；3条相线接入公共电网.

MMC子模块单元通常采用单相半桥结构，每个子模块单元相当于一个可控的电压源，由2个IGBT管T1和T2，2个二极管D1和D2和一个电容C构成.子模块共有 3种运行状态：

1）当T1导通，T2关断时，处于投入状态，子模块输出电压为储能电容电压Uci，当Ism>0时，子模块电容处于充电状态，当Ism

2）当T1关断，T2导通时，处于切除状态，子模块输出电压为0，不管Ism是大于零还是小于零，子模块电容处于保持状态.

3）当VT1与VT2均关断，用于换流器子模块充电或故障时开关器件闭锁，处于闭锁状态，正常情况下不会出现此状态.

通过给IGBT适当的触发脉冲，控制子模块的工作模式，使得子模块单元输出的电压值不同，从而实现上下桥臂电压的叠加.通过对模块化多电平变流器（MMC）单相的分析，每相输出电压表达式为：

Uq=-Uqp-LdIqpdt+12UdcUq=Uqn+LdIqndt-12Udc （1）

式中：q=a，b，c，表示a，b，c三相；Uq为相电压；Uqp为该相上桥臂子模块电压之和；Uqn为该相下桥臂子模块电压之和；Iqp为该相上桥臂电流；Iqn楦孟嘞虑疟鄣缌.

由MMC相关知识可得：

Uqp=12Udc-Uq-12LdIqdt-UcircqUqn=12Udc+Uq+12LdIqdt-Ucircq （2）

1.2 谐波分析

最近电平逼近（Nearest Level Modulation，NLM）调制是模块化多电平常用的调制方法之一，在任意时刻，通过设置MMC的下桥臂和上桥臂需要投入的子模块数来形成阶梯波，就可以逼近调制波，如图2所示.

由于是采用NLM方法来逼近调制波，即用阶梯波来逼近调制波，因此也不可避免地带来了不小的谐波.下面通过傅里叶分解阶梯波来对这种情况下的谐波进行分析.

根据数学知识可知，如果给定的周期函数f（t）满足狄里赫条件，即：①周期函数极值点的数目为有限个；②间断点的数目为有限个；③在一个周期内绝对可积，它就能展开为一个收敛的傅立叶级数.如图2所示，其输出的阶梯波是可以进行傅里叶分解的，分解如下：

f（t）=A02+∑

SymboleB@k=1Akmcos kω1t+φkAkmejφk=2T∫T0f（t）e-jkω1tdt （3）

式中：k=0，1，2，3，…；T为周期；A0/2为周期函数f（t）的恒定分量；Amcos （ω1t+φ1）称为1次谐波（或基波分量），其周期或频率与原周期函数f（t）相同；其他各项（k>1）统称为高次谐波.

假设图2中阶梯波的周期T=2π，并且有：

fα=-fα+T/2fT/2-α=fα（4）

Akmejφk=2T∫T0f（t）e-jkω1tdt=

2T∫T/20fte-jkω1tdt+∫TT/2fte-jkω1tdt=

21--1kT∫T/20fte-jkω1tdt （5）

当k为偶数时，Akmejφk=0，说明该阶梯波中不含偶次谐波分量；当k为奇数时，

Akmejφk=4T∫T/20f（t）e-jkω1tdt=

4T∫T/40f（t）e-jkω1tdt+∫T/2T/4f（t）e-jkω1tdt=

4T∫T/40f（t）e-jkω1t+e-jkπ-kω1tdt=

-8jT∫T/40f（t）sin （kω1t）dt=

-4jπ∫π/20f（t）sin （kω1t）dt （6）

令θi为第一个1/4周期内第i个阶梯波的电角度，s为第一个1/4周期内的阶梯波的个数，式（6）可化简为：

Akmejφk=-4jπ∑s-1i=1∫θi+1θifθisin （kω1t）dt+

∫π/2θsfθssin （kω1t）dt=4jkπ×

∑s-1i=1[fθicos （kω1θi+1）-

f（θi）cos （kw1θi）]-fθscos （kω1θs）（7）

Akm=4kπ（∑s-1i=1[f（θi）cos （kω1θi+1）-

f（θi）cos （kω1θi）]-f（θs）cos （kω1θs））（8）

式中：Akm为谐波幅值，即当k取不同数值时，就得到了不同次谐波幅值.

以16电平为例，设调制波ua=420 sinωt，假设用最近电平逼近时，触发脉冲是等间隔触发，从而可知：

θi+1-θi=π/16， i=1，3，5，7f（θi）=60iω1=2πf1=100π （9）

通过计算化简可得，Akm=（4×60）/kπ=240/kπ，忽略9次及9次以上奇数次谐波，可得3次谐波含量如下：

Ak3/Ak1+Ak3+Ak5+Ak7=19.89%（10）

2 谐波抑制策略

从式（10）可以看出，谐波含量较大，故而需要采取一定的措施来减小谐波含量.一般通过增加电感来进行滤波，这需要增大电感的体积并提高工程成本，本文采用广义积分器进行控制.

当给定的参考信号为常量或者直流信号时，控制器只要包含一个常规的积分器就能保证系统无稳态误差.当参考信号为具有某一频率的周期信号时，常规的积分器会导致系统存在稳态误差.广义积分器是一种针对非直流信号的积分器，采用广义积分器可以对非直流信号进行无稳态误差跟踪[11].当给定信号中包含了除频率ω外的其他正弦信号时，通过广义积分器本身的特性，只得到频率为ω的正弦信号的期望积分信号，而其他正弦信号的积分信号等于零，即广义积分器具有频率选择性.

本文将输出的电流经过陷波器提取出3次谐波，5次谐波，7次谐波，计算反相谐波电压并叠加到参考电压，从而有效抑制MMC的输出电流谐波.

MMC谐波抑制的整体控制框图如图3所示，以A相为例：

1）检测MMC A相输出电流Ia，获取其3次谐波分量Ia3oh，5次谐波分量Ia5oh，7次谐波分量Ia7oh；并将它们分别与0比较，经过广义分频 PI调节器得到A相抑制谐波的调制分量Uaref1，Uaref2，Uaref3.