最小化热插拔控制电路短路电流脉冲

由于内部断路器延迟和有限的mosfet栅极下拉电流，大部分热插拔控制器在发生输出短路故障的最初10ms到50ms之间没有限流控制。这可能造成上百安培的瞬态电流。利用一个简单的外部电路可以解决这个问题，它将初始短路尖峰电流降至最小，并在200ns到500ns以内消除短路故障（断开电源和短路负载）。

一个典型的+12v、6a的热插拔控制电路（图1）包括门限分别为50mv和200mv的慢速和快速比较器。选用6mw的检流电阻，则慢速比较器在8.3a产生故障触发，进行过流保护；而快速比较器的触发点为33.3a，主要进行短路保护。

发生短路故障时，快速比较器自身延迟和完成对m1栅极电容放电，完全切断短路负载需要30ms的时间，在此期间，短路尖峰电流仅仅受电路阻抗的限制 。在图1所示的短路测试波形中，记录下来的短路尖峰电流为400a（加在rs上的峰值电压达到2.4v），在28ms后短路电流降至100a。

通过增加一个pnp达林顿晶体管可加速栅极放电，从而使短路瞬态过程缩短到0.5ms以内(图 2)。在mosfet开启阶段，d1保证了正常的栅极充电驱动过程。关断时，热插拔控制器的3ma栅极放电电流改为直接驱动q1的基极。q1快速响应，在￡100ns的时间里完成对mosfet栅极的放电。这样，发生短路时的瞬态大电流过程就被大大缩短，略大于快速比较器350ns的延迟时间。

图2和图3中明显的反向过冲和快速电流爬升是由检流电阻的寄生电感引起的。图3中的三角波振荡是由示波器的接地引线认为引入的干扰成份。

图3所示电路可以将短路尖峰电流控制在大约100a以下，瞬态过程限制在

m1栅源之间的电容c2可以减小输出短路时作用在栅极上的正向瞬态阶跃电压。齐纳二极管d1通过将vgs限制在max4272所能输出的最大值（7v）以下降低了id(on)。虽然d1在偏置电流为5ma时的稳压标称值为5.1v，但在本电路中，因为max4272仅能输出100ma的栅极充电电流（这里是齐纳二极管的正向偏置电流），d1将把vgs限制在大约3.4v左右。vgs受到限制后即可降低id(on)-在某种程度上rd(on)会增大一点-这意味着可以更快地关断m1。d1和c2也可以用在图1和图2中的电路以降低短路时的id(on)，

在负载发生短路故障时，上述两个电路都可以通过限制能量释放来保护背板供电电源。图2所示简单电路能够将短路瞬态过程缩短到500ns以内，而图3所示略微复杂的电路可将短路电流控制在100a以内，瞬态过程小于200ns。这两种电路适用于绝大部分热插拔控制电路。具体测试结果可能会有一些差异 ，主要取决于背板电源内阻，短路故障负载阻抗以及短路故障负载本身的特性和故障发生时间。