偏置电路设计范文

时间:2023-07-24 16:44:24

偏置电路设计

偏置电路设计范文第1篇

【关键词】硅微机械陀螺;偏置电路;Pspice;PCB

Abstract:To meet the need of engineering design and technical requirements of silicon microgyroscope,a new design has been made to offset the zero position from bipolar signal to unipolar signal.The +12V single power supply has been made to ±12V double power supply.According to the transfer function,circuit has been designed and Pspice simulation has been made.The simulation result shows that the design is correct.PCB has been produced and meets the demands after measurement.

Key words:silicon microgyroscope;bias circuit;Pspice;PCB

引言

硅微机械陀螺仪是惯性导航技术中经常用到的传感器,它具有体积小,重量轻,灵敏度高等众多优点[1]。本设计中用到的陀螺是一种利用旋转载体自身角速度驱动的陀螺,通过垂直于载体自旋角速度方向的俯仰或偏航角速度产生的哥氏力来敏感载体的俯仰或偏航角速度。如图1所示,陀螺输出信号时一个双极性信号,而应用中需要将双极性信号变为单极性信号,电源为单电源供电,而且保证相关技术指标达到要求,为此,下文对陀螺信号进行了理论分析,设计了传输函数,制备了样机。

图1 零位偏置前陀螺输出信号

1.原理分析

无驱动结构微机械陀螺结构如图2所示,它由四个陶瓷电极和一个硅摆组成四个电容,坐标系oxyz固定于传感器的质量块上,是硅摆芯片绕轴摆动的角速度,是载体绕轴的自旋角速度,Ω是载体绕轴的偏航(俯仰)角速度。

图2 无驱动结构硅微机械陀螺结构

陀螺固定在旋转载体上,当陀螺随着载体以的角速度自旋的同时又以Ω角速度偏航(俯仰)时,硅摆产生周期性变化的变化频率等于旋转载体滚动频率的哥氏加速度,沿轴输出角振动,从而引起硅质量块与四个电极构成的四个电容的变化。通过信号检测电路与信号处理电路,可以产生与被测角速度成正比的双极性电压信号,从而达到测量的目的。更改电路参数,可以将输出调整为Vpp=2V偏。

本次设计是将输出信号的零位上移V偏,最直接的方法就是用加法电路实现,用陀螺输出与V偏=2.5V直流信号相加,即可得到零位偏置2.5V的陀螺输出信号。2.5V的直流信号可以由应用环境中的+12V电源通过电压转换芯片得到。此外,本次设计与之前信号处理电路中都用到了双电源供电芯片,因此还另需将+12V转换为-12V,实现双电源供电。

2.电路设计

综合上述分析,本设计主要分为三个部分,第一部分,+12V转为-12V;第二部分,+12V转为+2.5V,第三部分,2.5V与陀螺信号的相加电路,以下分别对这三部分电路进行设计分析。

2.1 正负电源设计

由于转体内部单电源供电,而陀螺信号处理电路中用到OP27运算放大器等双电源供电的器件,所以需要进行单电源到双电源的转换。选择电压转换芯片既要考虑在误差允许范围内满足功能实现,又要尽量满足电路简洁,便于小尺寸PCB上布线。通过比较,选择Maxim公司ICL7662EBA芯片实现+12V转换为-12V,如图3所示,此应用中只需在芯片周围外接两个极性电容便可实现。而正电源则用原有的+12V电源。ICL7662的输入输出关系如公式(1)所示。

(1)

如此实现正负12V的电压给电路供电。

图3 ICL7662实现电压转换原理图

Maxim公司的ICL7662EBA芯片为八脚贴片式封装,输入工作温度范围为-40℃~+85℃,输入电压范围为4.5V~20V,其中要注意的是6脚,当输入电压小于10V时,6脚需接地,此次应用中输入电压为+12V,所以不需6脚接地。

2.2 电压转换电路

第二部分为12V转2.5V的电路,选用TI公司的TL431芯片的典型应用电路,TL431为三端可编程稳压二极管,三个引脚分别为阳极,阴极和参考电压。TL431参考电压公差等级有A,B,和标准等级三个等级,在此选用公差最小的B等级,公差为0.5%,它的工作温度为-40℃~+125℃,工作电流范围宽达1-100mA,动态电阻典型值为0.22Ω,输出杂波低,其符号可以等效为图4所示。

图4 TL431等效符号

用于稳压的典型电路如图5所示。

图5 TL431电路连接

图6 TL431仿真

其中输入输出关系可以用(下转第155页)(上接第153页)式(2)表示:

(2)

其中为内部2.5V基准源,因此当R1为0欧电阻时,输出为式(3)所示。

(3)

TL431部分的仿真结果如图6所示。

2.3 偏置电路设计

第三部分是2.5V直流信号和陀螺信号的加法电路,实现陀螺信号2.5V的零位偏置。电路设计如图7所示。

第一个OP27运放实现反相相加电路,传递函数为:

(4)

其中分别为陀螺信号和2.5V直流信号,第二个OP27运放实现反相比例运算电路,用于改变电压极性,其传递函数如式(5)所示,为最后输出,两部分电路串联起来,最终实现同相相加的目的。

(5)

因为有:

(6)

所以:

(7)

Pspice仿真结果如图8所示。

仿真结果与预期效果一致,说明设计思路正确。模拟加法电路要用到集成运算放大器,本设计属于精密仪器中的应用,且传感器的敏感电路部分涉及到微弱信号的检测,所以要求运算放大器失调电压要小且不随温度的变化而变化。此处运算放大器选用OP27,OP27是一款低噪音精密运算放大器,其噪声功率谱密度为3nV/√Hz,失调电压为10uV,且具有高共模抑制比和高开环增益等优点,是精密仪器仪表中常用的一种运放。

图8 加法电路Pspice电路仿真结果

图9 转接板PCB三维显示

图10 TL431输出结果

图11 加转接板后陀螺输出信号

3.实验验证

基于以上分析设计,设计了PCB板并加工制作,与原有陀螺信号处理板之间通过接插件连接,PCB三维显示如图9所示。于精密三轴转台上进行实验验证。经试验测得TL431输出为图10所示,当内框旋转频率为15Hz,偏航角速度为180°/s。时,最后陀螺输出信号如图11所示,可见与图1相比,陀螺输出信号零位向上偏置约2.5V。实验测量数据结果如表1所示。

表1 实验验证结果

4.结论

本次设计任务主要由正负双电源设计,2.5V稳压信号的获取以及加法电路三大部分组成,本文分别对这三部分的理论计算,仿真验证,与实验结果进行了讨论,发现三者结果基本一致。误差主要来源于芯片的器件误差与环境影响,在允许范围之内。因此本次设计理论正确,且能实际利用到工程实践。

参考文献

[1]张福学,王宏伟,张伟,毛旭,张楠.利用旋转载体自身驱动的硅微机械陀螺[J].压电与声光,2005,27(2):109-115.

[2]明亮,汪银年,王家光,张福学.一种硅微机械陀螺小信号检测电路的设计[J].北京机械工业学报,2006,21(4):20-25.

基金项目:北京传感器重点实验室开放课题(编号:5026035202);现代测控技术教育部重点实验室开放课题资助项目。

偏置电路设计范文第2篇

关键词:电压比较器;运算放大器;阈值比较

1 前言

比较器是一种带有反相和同相两个输入端以及一个输出端的器件,该输出端的输出电压范围一般在供电的轨到轨之间,运算放大器亦是如此。

比较器具有低偏置电压、高增益和高共模抑制的特点。运算放大器亦是如此。

运算放大器有如此多相似之处,但我们却不能忽略他们的细微差别。

比较器拥有逻辑输出端,可显示两个输入端中哪个电位更高。如果其输出端可兼容TTL或CMOS,则比较器的输出始终为正负电源的轨之一,或者在两轨间进行快速变迁。比较器设计用于开环系统,用于驱动逻辑电路,用于高速工作,即使过载亦是如此。

运算放大器有一个模拟输出端,但输出电压不靠近两个供电轨,而是位于两者之间。这种器件设计用于各种闭环应用,来自输出端的反馈进入输入端。其偏置电流通常低于比较器,而且成本更低。运算放大器设计用于闭环系统,用于驱动简单的电阻性或电抗性负载,而且不能过载至饱和状态。

正是这些细微差别,比较器和运算放大器大多数时候会被区别对待,分别实现不同的功能。但若稍作改变,利用他们的相似之处,又可以解决一些实际问题。文章就运放OPA699同时作为运算放大器和电压比较器进行接收电路设计,讨论,并通过试验结果进行现象分析。

2 光电探测电路原理

如图1所示为光电探测电路原理图,光电探测器通过偏置电路将接收到的光脉冲信号转换为电压脉冲信号,输入到放大电路,经过一级放大和整形等操作,输入到信号处理单元。

图1 光电探测电路原理框图

3 电路各部分设计及功能实现

3.1 光电探测器及偏置电路设计

光电探测器将光信号转换为电信号,一般在设计中主要考虑响应度,响应时间,光谱响应范围等参数。此设计中采用普通的硅PIN光电二极管,反向偏置电压为5v,其在反偏电压下工作电路如图2:

图2 光电探测器及偏置电路

3.2 放大电路设计及功能实现

3.2.1 放大电路设计

经光电二极管接收、转换的信号,其幅度和信号比不足以满足信号处理的要求,为了得到足够的放大倍数和更高的信噪比,还需要进行信号的再放大。放大电路如图3所示:

放大电路放大经光电二极管光电转换之后的电信号,考虑到运算放大器的放大倍数基本由电阻决定,受温度影响较小,在放大电路中选取TI生产的电压反馈限幅运算放大器OPA699的组成所需的放大电路。OPA699的-3dB带宽为1000MHz,压摆率为1400v/?滋S,噪声为4.1nV/,是一款高速低噪声运算放大器,满足基本的脉冲信号的放大需求。

运算放大器是一种双电源器件,因而必须通过采用外部元件的某种偏置将运算放大器的输出电压偏置到供电电压的位置,对于给定电源电压,这种方法可实现最大输入和输出电压摆幅。也就是说,为了避免削波现象,需使输出电压偏置到电源电压的一半附近。但是若通过简单的分压器将同相引脚偏置到电源电压的一半,极易引入低频寄生振荡或其他形式的不稳定现象。

该放大电路采用同相比例运算电路,进行单电源固定增益的放大,增益系数由R30/R29决定,本设计中设定放大倍数为5。

本设计中通过电容C34在分压器的抽头点设置旁路,用以处理交流信号。电阻R26为基准电压提供直流回路,同时设定电路(交流)输入阻抗。在本电路中,采用R27和R28组成的分压器,该网络的-3dB带宽由R27、R28和C34构成,如设定R27/R28为2.4kHz/2.4kHz,C34电容值为0.1uF,则:

此设计对于1.33kHz以下的电源上存在的噪声信号可以抑制掉。对于电容C34,若取值足够大,能够对分压器电路通带带宽内所有频率起到旁路的功能。该网络设置有效法则是将极点设为-3dB输入带宽的十分之一。

3.2.2 放大电路功能实现情况

输入脉宽为10ns的激光脉冲信号后,放大电路输入信号和输出信号情况如图4所示。

由图4可以看到,此电路能正常实现信号放大的,完全起到了放大高速微弱信号的作用。

3.3 阈值比较电路及电路实现情况

3.3.1 阈值比较电路

本设计中,阈值比较电路通过电压反馈运算放大器OPA699作为电压比较器实现,具体电路设计如图5所示:

高输入阻抗运算放大器OPA699作为比较器亦通过单电源实现,R33和R35实现将运算放大器的输出电压偏置到供电电压的位置,R34则提供阈值电压参考值,根据实际需要,此处设置阈值为200mV。电阻R32为基准电压提供直流回路,同时设定电路(交流)输入阻抗。

3.3.2 阈值比较电路工作情况

窄脉冲激光信号经放大输出进入比较器,经阈值比较后输出TTL脉冲信号,通过判别前沿获取时间信息,放大电路输出和阈值比较电路输出的输出波形如图6所示:

由图6可以看到,实现阈值比较功能的运算放大器OPA699能够对脉宽为10ns的快速信号进行阈值判别,完全能够满足实际应用需要。

4 结束语

该电路中,单电源供电方式设计的放大电路有效解决了信号放大的问题,方便后续电路的处理;阈值比较电路能进一步得到足够放大倍数的信号,有效地去除噪声,提高信噪比,为后续进行信号处理提供了保证,也就是说,此类应用中,尤其对供电方式要求单一的应用中,将运算放大器用作比较器是一种可行的设计选择。

运算放大器不但有单运放封装,同时提供双运放或四运放型号,这类双核和四核型号比两个或四个独立运算器便宜,而且占用电路板面积更小,进一步节省了成本。另外,比较器专门针对干净快速的切换而设计,因此其直流参数往往赶不上许多运算放大器。因而,在要求低输入失调电压和低输入偏置电流等的应用中,将运算放大器用作比较器可能比较方便。

但是用作比较器的运算放大器没有负反馈,因此其开环增益非常高。跃变期间,哪怕是极少量的正反馈也可能激发振荡。反馈可能来自输出与同相输入之间的杂散电容,也可能来自共地阻抗中存在的输出电流。虽然通过设计布局降低杂散电容等方法进行补偿,但不稳定性的确是隐形存在的“不定时炸弹”。另外,将运算放大器用作比较器时,受饱和影响,其反应速度低于期望水平,如果高速非常重要,将运算放大器用作比较器可能达不到预期效果。

总之,文章提供了一种可行的光电探测电路的设计手段,在实际应用时,必须了解相关知识,以确保所选运算放大器能达到要求的性能。

参考文献

[1]童诗白,华成英.模拟电子技术基础[M].第三版.高等教育出版社,2003.

[2]TEXAS INSTRUMENTS,Inc OPA699 Datasheet[Z].2012

[3]何希才(译).运算放大器应用电路设计[M].科学出版社,2004

[4]姚剑清(译).运算放大器权威指南[M].第三版.人民邮电出版社, 2013.

偏置电路设计范文第3篇

关键词:砷化镓 MOS管 加电保护电路

中图分类号:TM56 文献标识码:A 文章编号:1007-9416(2015)05-0000-00

1引言

由于砷化镓微波固态功率放大器具有高频率、低噪声、大功率等一系列优点,因此被广泛应用在军用雷达、卫星通信、遥控等方面,本文根据砷化镓器件的自身特性对器件的加电保护电路进行了讨论。

2砷化镓器件特性

砷化镓器件主要工作原理是当栅极加反向偏压时,栅压(绝对值)越大,耗尽层越宽,则中型沟道越窄,沟道电导变小,在漏源电压一定的情况下,沟道电流变小,即通过栅极电压控制漏极电流的大小。

3MOS管的加电保护电路设计

MOS晶体管,是单极性晶体管,按导电沟道分为PMOS和NMOS,其具有开关速度快、高频性能好、输入阻抗高、驱动功率小等诸多优点,因此常作为砷化镓器件加电保护电路的开关使用。

4 NMOS管加电保护电路设计

如图1所示,NMOS管加电保护电路采用设计输出式串联型稳压开关电路,其包括开关电路、采样电路、基准电压电路、放大电路共四部分组成。

4.1开关电路

开关电路有晶体管、电阻、电容组成,当没有负电压输入时,晶体管处于饱和状态,MOS管的栅极为低电平,处于截止状态;当输入为负电压时,晶体管处于截止状态,MOS管的栅极为高电平,处于饱和或线性放大状态。

4.2采样电路

采样电路是由电阻和二极管组成的分压器将输出电压的一部分作为反馈电压送到放大电路。

4.3基准电压电路

基准电压电路由稳压管二极管和电阻组成,作为比较的基准。

4.4放大电路

放大电路是由晶体管构成的直流放大电路,它的基-射极电压是反馈电压和基准电压之差,用这个电压通过放大管去控制调整MOS管。

5 PMOS管开关设计

PMOS管的砷化镓加电保护电路原理图如图2所示,其主要由开关电路组成,其中输入正压通过PMOS管由源极输入,漏极输出,栅极控制漏源之间的导通,当MOS管栅源电压高于开启电平时,MOS管开启,否则MOS管截止,当负电压正常提供时MOS管栅极到地导通,大于开启电平,MOS管开启,正电压为砷化镓器件漏极提供偏置电压,当负电压开路或短路时,为零,MOS管截止,正电压无法通过。

6加电保护电路的适用范围

6.1 NMOS管加电保护电路适用范围

采用NMOS管的加电保护电路进行负压偏置时,其可以实现砷化镓器件的上电保护,即栅极负电压控制漏极偏压的通断,当栅极没有负压偏置时保证漏极没有正电压,由于其具有放大电路,故其适用于输出正压可稳压调整的偏置电路。

6.2 PMOS管加电保护电路适用范围

采用PMOS管的加电保护电路进行负压偏置时,亦可以实现砷化镓器件的上电保护,但由于其不具备放大电路,其输出不具有稳压功能,故其适用于输出正压不可调整的偏置电路。

7结语

本文介绍了基于MOS管的砷化镓器件加电保护电路的设计方法,并给出了PMOS管、NMOS管的加电保护电路设计实例,当然,用MOS管设计加电保护电路不止上述类型,但文中的原理和方法同样有助于其他方案的理解和分析。

参考文献

[1][美]Inder Bahl著,郑新等译.微波固态电路设计[M].北京:电子工业出版社,2006.

[2][美]Albert Malvino著,李冬梅译.电子电路原理[M].北京:机械工业出版社,2014.

偏置电路设计范文第4篇

关键词: 硅PIN光电二极管; 偏置电路; 电子滤波器; 闪烁探测器

中图分类号: TN710?34 文献标识码: A 文章编号: 1004?373X(2014)13?0159?03

Design and application of low?price bias circuit for Si?PIN photodiodes

JIA Mu?lin1, ZENG Guo?qiang2, MA Xiong?nan3

(1. Guangxi Radiation Environment Supervision and Management Station, Naning 530222, China; 2. Chengdu University of Technologe, Chengdu 610059, China;

3. China Institude For Radiation Protection, Taiyuan 030006, China)

Abstract: The Si?PIN photodiodes have been more and more widely used in the areas of weak light signal detection, but the result of detection is more likely affected by bias voltage and other factors. The high?stability bias voltage with low ripple coefficient is essential for accurately achieving the detected weak light singal. A Si?PIN photodiode bias circuit based on TPS61040 DC/DC boost converting chip was design and applied to the weak light signal detection of the NaT (Tl) scintillator. A good result was achieved.

Keywords: Si?PIN photondiode; bias circuit; electronic filter; scintillator detector

硅PIN光电二极管(以下简称SPD)作为一种成熟的半导体光电器件,因其特有的优势在自控、通信、环保、医疗及高能物理研究等领域得到了越来越广泛的应用,但其使用极易受所加偏置电压的影响。因此,在实际应用中对SPD上所加的偏置电压的要求非常苛刻,必须具备很低的纹波系数和良好的稳定性,这也就造成常用的SPD偏置电路成本较高。针对这一情况,本文将介绍一款基于TPS61040电压转换芯片的偏压电路设计,并将其应用于NaI(Tl)+SPD辐射探测器的信号检测。

1 硅PIN光电二极管与偏置电压关系

1.1 SPD及其偏置电压简介

与普通光电二极管相比,SPD是由中间隔着本征层的PN结构成。当在PN两端外加反向偏压时,内建电场几乎集中于I层,使得耗尽层厚度加大,增大了对光子的吸收和转换有效区域,提高了量子效率;同时,PN节双电层间距加宽,降低了器件本身的结电容,如图1所示。使得器件的响应速度提高,有利于在微弱光脉冲信号检测领域的运用;此外,结电容的降低减小了信号电荷在其上的分配,有利于为前置放大电路输入更多的原始信号电荷。

图1 偏置电压与结电容关系

1.2 偏置电压电平选择

但偏置电压不是越高越好,原因是SPD的暗电流随偏压的增加而增加,如图2所示。当偏压超过一定值时,暗电流随偏压呈线性增长趋势,使得整个系统的信噪比迅速降低。在进行微弱光信号检测时,若所加偏压自身噪声较大,将直接影响到有用信号的提取,甚至可能将有用信号完全湮没。综合SPD的特性曲线和实验结果,一般将偏置电压设定在24 V。

图2 偏置电压与暗电流关系

2 偏置电路设计

2.1 升压芯片确定

通常,便携式仪器配用的电源电压为较低,无法满足SPD偏置电压电平24 V的要求,须进行升压处理。目前,主要选用APD(雪崩光电二极管)专用升压芯片(如:MAX5026,MAX1932等)构成SPD的偏置电路,但成本相对较高,且这类芯片升压幅度远超过SPD的需要,造成了一定的浪费。因此,设计一款低成本的SPD专用偏置电路是非常有必要的。

本文选用的TPS61040升压芯片是一款由德州仪器公司生产的电感式DC/DC升压转换器,其主要特点是价格低、功耗低、转换效率高。该芯片采用脉冲频率调制(FPM)模式,开关频率高达1 MHz;输入电压范围为1.8~6 V,可选用的供电电源较为丰富,适用性强;最高输出电压可达28 V,可满足绝大部分SPD的偏压电平要求。

2.2 TPS61040工作原理

TPS61040的内部功能结构如图3所示,其脉冲频率调制模式(PFM)工作原理如下:转换器通过FB脚检测输出电压,当反馈电压降到参考电压1.233 V以下时,启动内部开关,使电感电流增大,并开始储能;当流过外部电感的电流达到内部设定的电流峰值400 mA或者开关启动时间超过6 μs时,内部开关自动关闭,电感所储能量开始释放;反馈电压低于1.233 V或内部开关关闭时间超过400 ns,开关再次启动,电流增大。通过PFM峰值电流控制的调配,转换器工作在不间断导通模式,开关频率取决于输出电流大小。这种方式使得转换器具有85%的转换效率。芯片内部集成的MOSFET开关,可使输出端SW与输入端隔离。在关断过程中输入电压与输出电压间无联接,可将关断电流减小到0.1 μA量级,从而大大降低了功率。

图3 TPS61040的功能模块

2.3 升压电路设计

本文设计(图4所示)采用5 V电池作为电源,输出电压+24.5 V。根据TPS61040的数据手册可知反馈电平决定了输出电压的值,反馈电平又与分压电阻直接相关,输出电压[Vout]可按如下公式计算:

[Vout=1.233*(1+RTRB)]

式中:[RT]和[RB]分别为上下分压电阻,在电池供电的情况下,二者的最大阻值分别为2.2 MΩ与200 kΩ。在选择反馈电阻时,应综合考虑阻值与反馈电平的关系,较小的阻值有利于减小反馈电平的噪声,本文中[RT]和[RB]分别选用阻值1 MΩ与51 kΩ的电阻,根据上式可得输出的电压电平为24.5 V。为减小输出电压的纹波,可在[RT]上并联一补偿电容。三极管[Q1]用于隔离负载与输入电源。

图4 升压转换器原理图

2.4 滤波电路设计

根据PFM模式的工作原理可知,流过储能电感的电流呈现周期性的变化,从而将其内贮存的磁能转化为电能输出,造成了偏置电路的输出电平也呈周期性变化,波形近似为三角波,如图5所示。这使得升压转换器输出的电压不能直接用于的SPD偏置。

要得到理想的偏置电压,必须对其进行处理。本文采用电子滤波器来完成偏压的滤波,电路原理如图6所示。根据电子滤波器有放大电容的作用,可以用容量和体积均较小的电容来实现超大电容的功能,基本设计如图6所示。通过滤波处理后,成功将偏置电压的纹波控制在2 mV以内(见图7),且整个偏压电路体积较小,而且成本较低。

图5 升压转换器输出电压波形

图6 偏压滤波原理图

图7 滤波后的偏压

3 应用实例

本文选用的SPD为滨淞公司S3590?08型大面积硅PIN光电二极管,可用于闪烁探测器中光电转换功能,选用的闪烁体为一块体积Φ30 mm×25 mm的圆柱形NaI(Tl)晶体,通过一块聚光光锥将NaI(Tl)晶体发出微弱光线汇集到S3590?08的受光面进行探测,并采用本文设计的升压电路为S3590?08提供偏压;选用的放射源核素为Cs?137。SPD输出信号经过前置放大器(原理如图8所示)处理后,输出信号的波形如图9所示,可见本文设计的偏置电路基本达到辐射信号检测的需要。

图8 前放原理图

图9 加有偏压核脉冲信号波形

4 结 论

本实验表明,基于TPS61040升压转换器的升压电路是可以用作对偏压要求较高的SPD的偏置电源,与采用APD专用偏压芯片构成的同类电路相比,成本更低,且电路结构简单、功耗较低、体积较小,具有一定的实际运用价值。

参考文献

[1] 尼曼(美).半导体物理与器件[M].3版.北京:电子工业出版社,2005.

[2] 凌球,郭兰英.核辐射探测[M].北京:原子能出版社,1992.

[3] 侯振义.直流开关电源技术及应用[M].北京:电子工业出版社,2006.

[4] 薛永毅.新型电源电路应用实例[M].北京:电子工业出版社,2001.

[5] 吴菲,李洪祚,杜春梅,等.自由光通信中PIN探测器光阈值特性研究[J].现代电子技术,2014,37(5):12?15.

偏置电路设计范文第5篇

关键词 :低噪声放大器 射频 ADS 仿真优化

引言

低噪声放大器是射频接收前端的主要部分。它位于接收机的最前端,这就要求它的噪声系数越小越好,为了抑制后面各级噪声对系统的影响,要求它有一定的增益。由于噪声指标和增益指标此消彼长,设计时需要根据具体用途来选择合适的指标。本文用安捷伦科技有限公司的ADS仿真软件给出一种设计方法,可以使噪声和增益指标最佳化。

1.设计指标

2. 管芯及材料的选择

本文设计的低噪声放大器工作在:2.4GHz-2.48GHz频段,由于频段较高,本设计中介质基板选择高端PCB厂商Arlon公司的DiClad527介质板材,介电常数为2.55,厚度为1.016mm,铜皮厚度0.1mm,损耗因子0.0022。根据本设计中低噪声放大器的预期指标,在满足一定增益的同时还要有较低的噪声系数,管芯选择安捷伦公司的型号为ATF-34143的增强模式PHEMT(Pseudomorphic High Electron Mobility Transistor)其性能参数和封装形式如图1 :

3. 电路稳定性设计

电路设计前要确保电路的绝对稳定,这里的稳定不单指在工作频段能稳定,更重要的是在全频段内稳定。在ADS中:K=stab_fact(S), stab_fact(S)函数返回Rollett稳定因子。K>1 时电路绝对稳定。用ADS在1GHz-10GHz扫描,图5.6为ATF-34143在1GHz-10GHz内的稳定性图,由图可以看出1GHz-5GHz,管芯的K<1,电路不稳定,容易自激。需额外加入稳定电路。稳定电路如图5.7。对该电路的电阻,电容和电感进行调谐,使电路在整个频带内绝对稳定(K>1)。图5.8给出稳定电路的仿真结果。可以看到稳定电路在0GHz-18GHz内绝对稳定。

4. 偏置网络设计

偏置网络的设计是影响低噪声放大器性能的一个重要因素,很多电路最后设计的性能不良往往归结于直流偏置网络设计的不当。参考ATF-34143的相关资料,选定直流工作状态: ,在该工作状态下,管子的噪声最小,而增益较高。首先选用ph模型设置偏置电路,采用自偏压电路,设计电路图:图中优化电阻R1、R2、R3设定2个优化目标,名称分别为:VC和IC.IDS.i。

5 .输入输出端口的匹配网络设计

用,时的S参数模型替换直流仿真时的ph模型。对于LNA,如果输入口有一定的失配,反而可以调整器件内部各种噪声之间的相位关系,从而降低噪声系数。为了获得最小的噪声系数,有个最佳值,此时LNA达到最小噪声系数,即达到最佳噪声匹配状态。其中是最佳信源反射系数,当匹配状态偏离最佳时,LNA的噪声系数将增大。可以从器件的Datasheet文件中获得。为最小噪声的最优匹配系数。这个系数可以进行输入匹配电路的设计,该系数可以利用软件仿真获得。经仿真得 = 0.564/-87.2。输入反射系数S[1,1]设置为的共轭,用来进行50Ω匹配。调谐得到C1=8.2pF,L=27nH。根据噪声最小原则设计输入匹配电路。

6. 低噪声放大器的整体优化

以上完成了管芯选择、稳定性设计、输入输出端的电路匹配,此时需要进一步优化,设定优化目标,得最终电路原理图。低噪声放大器在0GHz-4GHz频带内绝对稳定。和均小于-15 dB,增益>14dB,噪声系数NF<0.7dB。增益平坦度≤±1dB,完全满足设计指标的要求。

参考文献

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偏置电路设计范文第6篇

光电检测技术是光学与电子学相结合而产生的一门新兴检测技术[1]。它主要利用电子技术对光学信号进行检测,并进一步传递、储存、控制、计算和显示[2]。光电检测技术从原理上讲可以检测一切能够影响光量和光特性的非电量。它可通过光学系统把待检测的非电量信息变换成为便于接受的光学信息,然后用光电探测器件将光学信息量变换成电量,并进一步经过电路放大、处理,以达到电信号输出的目的[3]。然后采用电子学、信息论、计算机及物理学等方法分析噪声产生的原因和规律,以便于进行相应的电路改进,更好地研究被噪声淹没的微弱有用信号的特点与相关性,从而了解非电量的状态。微弱信号检测的目的是从强噪声中提取有用信号,同时提高检测系统输出信号的信噪比。

1光电检测电路的基本构成

光电探测器所接收到的信号一般都非常微弱,而且光探测器输出的信号往往被深埋在噪声之中,因此,要对这样的微弱信号进行处理,一般都要先进行预处理,以将大部分噪声滤除掉,并将微弱信号放大到后续处理器所要求的电压幅度。这样,就需要通过前置放大电路、滤波电路和主放大电路来输出幅度合适、并已滤除掉大部分噪声的待检测信号。其光电检测模块的组成框图如图1所示。

2光电二极管的工作模式与等效模型

2.1光电二极管的工作模式

光电二极管一般有两种模式工作:零偏置工作和反偏置工作,图2所示是光电二极管的两种模式的偏置电路。图中,在光伏模式时,光电二极管可非常精确的线性工作;而在光导模式时,光电二极管可实现较高的切换速度,但要牺牲一定的线性。事实上,在反偏置条件下,即使无光照,仍有一个很小的电流(叫做暗电流或无照电流1。而在零偏置时则没有暗电流,这时二极管的噪声基本上是分路电阻的热噪声;在反偏置时,由于导电产生的散粒噪声成为附加的噪声源。因此,在设计光电二极管电路的过程中,通常是针对光伏或光导两种模式之一进行最优化设计,而不是对两种模式都进行最优化设计[4]。

一般来说,在光电精密测量中,被测信号都比较微弱,因此,暗电流的影响一般都非常明显。本设计由于所讨论的待检测信号也是十分微弱的信号,所以,尽量避免噪声干扰是首要任务,所以,设计时采用光伏模式。

2.2光电二极管的等效电路模型

工作于光伏方式下的光电二极管的工作模型如图3所示,它包含一个被辐射光激发的电流源、一个理想的二极管、结电容和寄生串联及并联电阻。图中,IL为二极管的漏电流;ISC为二极管的电流;RPD为寄生电阻;CPD为光电二极管的寄生电容;ePD为噪声源;Rs为串联电阻。

由于工作于该光伏方式下的光电二极管上没有压降,故为零偏置。在这种方式中,影响电路性能的关键寄生元件为CPD和RPD,它们将影响光检测电路的频率稳定性和噪声性能。CPD是由光电二极管的P型和N型材料间的耗尽层宽度产生的。耗尽层越窄,结电容的值越大。相反,较宽的耗尽层(如PIN光电二极管)会表现出较宽的频谱响应。硅二极管结电容的数值范围大约在20或25pF到几千pF以上。而光电二极管的寄生电阻RPD(也称作"分流"电阻或"暗"电阻),则与光电二极管的偏置有关。

与光伏电压方式相反,光导方式中的光电二极管则有一个反向偏置电压加至光传感元件的两端。当此电压加至光检测器件时,耗尽层的宽度会增加,从而大幅度地减小寄生电容CPD的值。寄生电容值的减小有利于高速工作,然而,线性度和失调误差尚未最优化。这个问题的折衷设计将增加二极管的漏电流IL和线性误差。

3电路设计

3.1主放大器设计

众多需要检浏的微弱光信号通常都是通过各种传感器来进行非电量的转换,从而使检测对象转变为电量(电流或电压)。由于所测对象本身为微弱量,同时受各种不同传感器灵敏度的限制,因而所得到的电量自然是小信号,一般不能直接用于采样处理。本设计中的光电二极管前置放大电路主要起到电流转电压的作用,但后续电路一般为A/D转换电路,所需电压幅值一般为2V。然而,即使是这样,而输出的电压信号一般还需要继续放大几百倍,因此还需应用主放大电路。其典型放大电路如图4所示。

该主放大器的放大倍数为A=l+R2/R3,其中R2为反馈电阻。为了后续电路的正常工作,设计时需要设定合理的R2和R1值,以便得到所需幅值的输出电压。即有

3.2滤波器设计

为使电路设计简洁并具有良好的信噪比,设计时还需要用带通滤波器对信号进行处理。为保证测量的精确性,本设计在前置放大电路之后加人二阶带通滤波电路,以除去有用信号频带以外的噪声,包括环境噪声及由前置放大器引人的噪声。这里采用的有源带通滤波器可选通某一频段内的信号,而抑制该频段以外的信号。该滤波器的幅频特性如图5所示。图5中,f1、f2分别为上下限截止频率,f0为中心频率,其频带宽度为:

B=f2-f1=f0/Q

式中,Q为品质因数,Q值越大,则随着频率的变化,增益衰减越快。这是因为中心频率一定时,Q值越大,所通过的频带越窄,滤波器的选择性好。

有源滤波器是一种含有半导体三极管、集成运算放大器等有源器件的滤波电路。这种滤波器相对于无源滤波器的特点是体积小、重量轻、价格低、结构牢固、可以集成。由于运算放大器具有输人阻抗高、输出阻抗低、高的开环增益和良好的稳定性,且构成简单而且性能优良。本设计选用了去处放大器来进行设计。

本设计选用了去处放大器来进行设计。

图6所示的二阶带通滤波器是一种二阶压控电压源(VCVS)带通滤波器,其滤波电路采用有源滤波器完成,并由二阶压控电压源(VCVS)低通滤波器和二阶压控电压源高通滤波器串接组成带通滤波器。

对于第一部分,即低通滤波器,系统要求的低通截止频率为fc,其传递函数为:

第二部分为高通滤波器,系统要求的高通截止频率为fc,其传递函数如下:

4完整的检测电路设计

本光电检测系统设计的完整电路如图7所示。为方便表示,电路中的R2、R3即为前面等效电路模型中的RT、RF。前级部分由光电转换二极管与前级放大器组成,这也是光电检测电路的核心部分,其器件选用高性能低噪声运算放大器来实现电路匹配并将光电流转换成电压信号,以实现数倍的放大。然而,虽然前级放大倍数可以设计得很大,但由于反馈电阻会引入热噪声而限制电路的信噪比,因此前级信号不能无限放大。

5结束语

偏置电路设计范文第7篇

关键词:低温;低噪声放大器;稳定性;噪声系数

中图分类号:TN722 文献标识码:A 文章编号:2095-1302(2014)12-00-02

0 引 言

随着现代无线通信、微波测量、电子对抗等技术的高速发展,一些工作特定环境下的接收机需要更高的性能要求。高温超导接收机(High temperature superconducting receiver,HTS receiver)前端则以其高灵敏度、高选择性、极低噪声等特点应运而生,高温超导接收机前端由高温超导滤波器和低温低噪声放大器(Cryogenic Low Noise Amplifier, CLNA)组成。CLNA作为接收机第一级有源器件,其噪声性能直接决定了接收机的灵敏度。文献[1]显示,在常用通讯频段中,60K低温下的放大器噪声系数(Noise Figure,NF)较之常温下的噪声系数下降约0.4 dB,这可极大提高通信的传输效率和质量。目前,HTS receiver在雷达、通信、射电天文接收机中得到广泛的应用。

近年来,通过低温冷却LNA中的高电子迁移率晶体管(High Electron Mobility Transistor,HEMT)使得低噪声放大器快速发展并大幅提高了其性能。但HEMT管难以在几百兆赫兹频率范围工作的的同时达到较小噪声,文献[1,2]亦是工作在800 MHz及以上频率范围。本文根据设计要求,在500~700 MHz频率范围内设计出能优异的CLNA,这必须权衡低NF、高增益,无条件稳定等因素,无疑增加了设计难度。本文最终实现77 K液氮低温环境下:噪声系数小于0.5 dB,增益大于30 dB,反射系数小于-15 dB。

1 低温低噪声放大器的设计与仿真

1.1 器件选择

由于器件在低温下的工作特性与常温环境下不同,通过常规手段设计的常温低噪声放大器直接应用于低温环境中通常不能满足设计要求。对于低温低噪声放大器的网络参数直接在低温下调整还难以实现,文献[2]给出了一种低温低噪声放大器的预修正设计方案,综合利用仿真软件和实测结果来获取晶体管的低温参数,进而进行设计。但是,本次我们并没有提取低温参数,而是通过选取熟悉的器件,参考常温特性及低温环境测试结果,预修正与验证设计。本次设计选用安捷伦公司的增强型PHEMT器件ATF-54143,它不仅具有极低的噪声与较高的增益,同时可以消除HEMT器件在低温下的深电子陷阱效应。

1.2 放大器稳定型设计

在理想放大器中S12为零,放大器会无条件稳定。但微波晶体管存在内部反馈,晶体管的S12即表示内部反馈量,可能导致放大器稳定性变差甚至自激,过高的增益亦会造成反馈功率变大,导致不稳定[3]。因此设计放大器必须保证放大器在工作频段内绝对稳定。放大器的绝对稳定条件是:

(1)

(2)

式中:Sij为晶体管的S参数,K称为稳定性判别系数,同时满足上述两个条件才能保证放大器是绝对稳定的。通过ADS仿真可以看出来ATF-54143在工作频段内并不是绝对稳定的。对于潜在不稳定管子,常见的改善稳定性方法有:源级负反馈,一般使用无耗感抗负反馈,实际电路中,常使用微带线LS来构成;输入、输出端口串并联电阻,用来抵消自激震荡引来的负阻抗部分,但同时会导致噪声系数恶化。综合考虑管子特性及设计要求,最终使用源级负反馈和阻性元件并联反馈结构,反馈结构引入阻性元件Rf可以减少增益纹波、降低宽带匹配难度,其引入的的噪声会随着温度减低得到显著下降。本设计采用两级级联达到设计所需增益要求,通过PI型阻性衰减器来提高级间隔离度。其电路结构如图1所示。

图1 低噪声放大器电路结构图

1.3 放大器电路设计

放大器电路设计包括直流偏置设计,直流隔离设计,匹配电路设计,版图联合仿真优化。

直流偏置设计包括了PHEMT管的静态工作点及工作状态的选取和偏置电路设计,本次设计选取3 V、60 mA工作点。首要满足最小噪声的同时,依靠两级放大来提高增益。在保证将偏置电压正确送入到PHEMT管脚的同时需要做到与交流电路部分达到良好的隔离。在LNA电路设计中,使用隔直电容C3、C4来抑制直流偏置电压对前后级器件的影响。

匹配电路设计:低噪声放大器的噪声系数和放大电路的匹配网络有着紧密的联系,二端口放大器噪声系数表达式为

(3)

式中:Fmin表示晶体管噪声系数的最小值,rn为晶体管的等效噪声电阻,Γopt为最佳源反射系数,ΓS为源反射系数。由此可见,当Γopt=ΓS时,可实现最佳噪声匹配。因此放大器的第一级按照最小噪声设计同时适当兼顾驻波特性,输入端反射系数ΓS选Γopt附近,放大器第二级设计兼顾噪声和增益。根据ADS软件进行设计优化,添加微带与焊盘,联合仿真最后达到仿真结果如图4所示。

根据ADS仿真设计的版图制成PCB电路,使用村田0603封装元件焊接。为了保证良好的接地,PCB使用大量过孔安装到屏蔽盒地板上,屏蔽盒采用黄铜材料,最终制作的LNA实物如图2所示。

图2 放大器实物

2 电路调整及实测结果

将放大器置于77 K温度的液氮环境中,初次测试结果与设计有不小偏差,这一方面是由于分立元件的离散性和焊接引起的各种寄生参数影响,另一重要原因是晶体管在低温环境下性能参数的显著变化。在低温环境中,晶体管的V~I特性会发生变化,首先我们需要增加栅极电压来维持晶体管的漏极电流[4],保证放大器工所需的偏置条件,测试显示恶化严重的输入驻波得到了改善。 在保证低噪声的情况下,我们根据实测低温S11与NF情况,结合灵敏度分析,发现图1中反馈电阻Rf的值直接关系输入驻波和噪声。液氮环境中,增大Rf可以减小噪声,但会恶化输入驻波,减小Rf改善了驻波但会恶化噪声,权衡整个设计,我们选择了一个最优的Rf值,最后使得噪声与驻波均达到了设计要求。最终实现的放大器测试结果如图3~图6所示,由图3可见放大器在低温下的噪声系数下降约0.5 dB,极大地提高了放大器的性能。

图3 低噪放噪声测试结果

图4 原理图仿真S参数

图5 低噪放常温S参数

图6 低噪放低温S参数

参考其仿真结果,我们发现由分立元件焊接的放大器性能易出现恶化,增益减小驻波变差等,这说明在仿真时候添加冗余量的重要性。由常温和低温测试结果图发现,按照最小噪声兼顾输入驻波匹配的电路在低温环境下,其器件特性的变化使得之前的匹配并不是在最优点,这就造成了S11的部分恶化,我们需要根据模拟结果,结合常温、低温调试来修正电路模型,最终实现电路设计。

3 结 语

本文介绍了P波段低温低噪声放大器的设计和调试过程,对出现的问题进行了分析与说明,并成功制备LNA样品,对各项指标分别在常温和低温下进行测试,很好地完成了设计目标,低温下优良的性能达到超导接收机前端的要求 。

参考文献

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偏置电路设计范文第8篇

关键词:宽禁带半导体; 功率放大器; 附加效率; GaN

中图分类号:TN95 文献标识码:A

文章编号:1004-373X(2010)13-0045-03

Design of GaN Wide-bandgap Power Amplifier with High Efficiency

ZHANG Fang-di1, ZHANG Min1, YE Pei-da2

(1. East China Research Institute of Electronic Engineering, Heifei 230031, China;

2. Key Lab of Information Photonics and Optical Communications, Ministry of Education, School of Telecommunication Engineering,

Beijing University of Posts and Telecommunications, Beijing 100876, China)

Abstract: GaN as one typical representative of the third generation semiconductor materials is considered to be a perfect candidate for high-frequency semiconductor power devices due to its features such as wide bandgap and high critical electric field. By using a loadpull/sourepull method, a S-band GaN wide-bandgap power amplifier (10 W) is designed and fabricated based on the Agilent ADS software to investigate the properties of GaN power amplifier. The design procedure for the power amplifier is illustrated in detail. The power amplifier was tested. The test results show that the output power over 15W and power added efficiency (PAE) above 67% can be realized by the designed amplifier at the range of 2.3~2.4 GHz, and prove that the GaN wide-bandgap power device has the characteristics of high gain and high efficiency.

Keywords: wide-bandgap semiconductor; power amplifier; power added efficiency; GaN

0 引 言

半导体功率器件按材料划分大体经历了三个阶段。第一代半导体功率器件以Si双极型功率晶体管为主要代表,主要应用在S波段及以下波段中[1]。Si双极型功率晶体管在L波段脉冲输出功率可以达到数百瓦量级,而在S波段脉冲功率则接近200 W。第二代半导体功率器件以GaAs场效晶体管为代表,其最高工作频率可以达到30~100 GHz。GaAs场效应晶体管在C波段最高可输出功率接近100 W,而在X波段则可达到25 W。第三代半导体功率器件以SiC场效应晶体管和GaN高电子迁移率晶体管为主要代表。同第一代、┑诙代半导体材料相比,SiC和GaN半导体材料具有宽禁带、高击穿场强、高饱和电子漂移速率以及抗辐射能力强等优点,特别适合应用于高频、高功率、抗辐射的功率器件,并且可以在高温恶劣环境下工作[2-5]。由于具备这些优点,宽禁带半导体功率器件可以明显提高电子信息系统的性能,广泛应用于人造卫星、火箭、雷达、通讯、战斗机、海洋勘探等重要领域[6-10]。

本文基于Agilent ADS仿真软件设计实现一款高效GaN宽禁带功率放大器,详细说明设计步骤并对放大器进行了测试,结果表明放大器可以在2.3~2.4 GHz内实现功率15 W以上,附加效率超过67%的输出。

1 GaN宽禁带功率放大器的设计

1.1 放大器设计指标

在2.3~2.4 GHz工作频段内,要求放大器连续波工作,输出功率大于10 W,附加效率超过60%。

1.2 功率管的选择

根据放大器要求的设计指标,设计选用的是某进口公司提供的SiC基GaN宽禁带功率管,其主要性能参数见表1。

1.3 放大器电路设计

图1为功率放大器原理框图。图1中,IMN&Bias和OMN&Bias分别为输入匹配网络及输入偏置电路和输出匹配网络及偏置电路,VGS和VDS分别为栅极-源极工作电压和漏极-源极工作电压。采取的设计思路是:对功率管进行直流分析确定放大器静态工作电压;进行稳定性分析和设计;利用源牵引(Source Pull)和负载牵引(Load Pull)方法确定功率管匹配电路的最佳源阻抗ZS和最佳负载阻抗ZL(ZS和ZL的定义见图1);根据获得的源阻抗与负载阻抗进行输入、输出匹配电路设计以及偏置电路设计;加工、调试及改版。

表1 GaN功率器件性能参数

频率范围Up to 4 GHz小信号增益(最小)14 dB

P3dB输出功率(最小)13 W效率(P3dB)65%

工作电压28 V击穿电压VBR(最小)84 V

器件结温(最大)175 ℃热阻5 ℃/W

图1 功率放大器原理框图

1.3.1 直流分析

对功率放大器进行直流分析的目的是通过功率管的电流-电压(I-V)曲线确定功率管的静态工作电压。由于厂家提供了功率管的ADS模型,因此设计中直接利用该模型进行仿真设计(下同)。

图2为在Agilent ADS软件中对器件模型进行直流分析的结果。根据厂家给出的器件规格参数以及┩2中的I-V曲线,选用VDS=28 V,VGS=-2.5 V作为放大器的工作电压。为使放大器能够实现较高的效率,这里选取静态电压让放大器在C类条件下工作。

图2 基于ADS模型的功率管I-V曲线

1.3.2 稳定性分析

稳定性是放大器设计中需要考虑的关键因素之一,它取决于晶体管的S参数和置端条件。功率放大器的不稳性将产生不希望出现的寄生振荡,导致结果失真,甚至设计失败。因此,在进行放大器阻抗匹配电路设计之前,必须进行稳定性分析与设计。

图3给出了功率管稳定系数随频率的变化曲线。图3中,稳定系数K与D分别定义为:

K=1-S11-S22+D22S12S21 (1)

D=S11S22-S12S21 (2)

从图3可以看出,在设计频段内稳定系数K和D分别满足大于1和小于1的条件,所以功率管为无条件稳定[11]。

图3 功率管稳定系数随频率的变化曲线

1.3.3 源牵引与负载牵引分析

源牵引/负载牵引分析方法原理:放大器在大信号电平激励下,通过连续变换源阻抗/负载阻抗对功率管进行分析,然后在Smith阻抗圆图上画出等功率曲线和等增益曲线,并根据设计要求选择出最佳源阻抗/最佳负载阻抗准确设计出满足要求的功率放大器。

分析中选取中心频率f=2.35 GHz。为准确获取功率管的最佳源阻抗ZS和最佳输出阻抗ZL,分析过程中遵循效率优先的策略,并采取如下步骤:

首先,假定ZS(0)=10 Ω进行负载牵引分析获得ZL(1);然后,根据ZL(1)进行源牵引分析获得ZS(1);再根据ZS(1)进行负载牵引分析得到ZL(2),…。重复进行源牵引分析与负载牵引分析,直至前后两次得到的负载阻抗ZL相等或者相差很小为止。

图4为进行源牵引分析和负载牵引分析得到的功率管输出功率、附加效率(Power Added Efficiency,PAE)等高线图。图4中,功率管的附加效率定义为:

ηPAE=(POUT-PIN)/PDC (3)

式中:POUT,PIN和PDC分别为放大器输出功率、输入功率和电源消耗功率;ηPAE代表功率附加效率。

从图4中可以读出功率放大器的最佳源阻抗与最佳负载阻抗分别为ZS=2.1-j6.5 Ω与ZL=13+j7.8 Ω。

1.3.4 匹配网络、偏置电路设计

匹配电路主要用来进行阻抗变换,其最终的目的是为了实现最大的功率传输。在仿真设计过程中,首先假设是在理想偏置电路的情况下利用取得的最佳源阻抗和最佳负载阻抗进行输入、输出匹配网络设计,然后根据1/4λ准则进行偏置电路设计,并通过微调电路部分参数使偏置电路满足射频扼流的要求。在Agilent ADS软件中,为使设计能够准确模拟真实情况,一般需要在电路设计(基于模型的)之后进行RF Momentum优化仿真。┩5为Agilent ADS软件设计的放大器匹配网络与偏置电路。图5中,微波电路基板材料选用的是Rogers公司的RT/duroid 6002板材,介电常数为2.94,厚度为0.254 mm。优化仿真过程中发现:放大器的效率和带宽是一对矛盾,当效率提高时,带宽变窄,反之亦然。

图4 功率管功率、附加效率等高线图

图5 匹配网络与偏置电路

2 指标测试

放大器实物如图6所示。

图6 放大器实物图

对设计的宽禁带功率放大器进行了测试。测试条件是:连续波工作,漏极电压VDS=28 V,栅极电压VGS=-2.5 V。图7为频率为2.35 GHz时,放大器输出功率、附加效率随输入功率的变化曲线。由测试结果可知:随着输入功率的增大,放大器的输出功率近似呈线性增大,在26 dBm开始出现饱和;随着输入功率的增大,放大器附加效率增大,在27 dBm时达到最大附加效率68.5%。实验还在2.2~2.6 GHz频率范围内(0.5 GHz为步长)测试了放大器的输出功率和附加效率参数,测试结果如图8所示。在2.25~2.5 GHz频率范围内,放大器输出功率在10 W以上,附加效率也超过60%。在2.3~2.4 GHz频率范围内,输出功率超过15 W,附加效率超过67%,放大器满足设计指标。

图7 输出功率、附加效率随输入功率的变化曲线

图8 输出功率、附加效率随频率的变化曲线

3 结 语

利用SiC基GaN宽禁带功率器件设计制作了S波段10 W功率放大器。试验测试结果表明所设计的放大器在2.3~2.4 GHz内附加效率在67%以上,也证实了宽禁带器件高效率、高增益的特点。

参考文献

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偏置电路设计范文第9篇

关键词:上电复位;带隙基准;温度系数;运算跨导放大器;激光调整

中图分类号:TP368.1文献标识码:B

文章编号:1004 373X(2009)02 012 04

Design of Power-on Reset Chip with High Reliability

WANG Hanxiang,LI Fuhua,XIE Weiguo

(Electronics and Information Engineering,Soochow University,Suzhou,215021,China)

Abstract:Based on problem of the conditional Power-on Reset(PoR) is easy to fail when powering on again,a comparator structure is proposed,which is implemented by bandgap reference,resistance network and logic block.Reset timeout delay block is added to make it much more reliable.The function simulation by Hspice using 0.6 μmCdouble poly-N well CMOS process shows that when the circuit working under the supply voltage of 3.3 V,the threshold of supply voltage is 3.08 V and the reset timeout delay is set to 100 ms.The results demonstrate that the design can supply a stable and reliable PoR signal and be used to monitor power supplies in computers,microprocessors and portable equipment.

Keywords:power-on reset;bandgap;temperature coefficient;OTA;laser trimming

0 引 言

现代科技领域对电子产品性能的要求越来越高,微处理器系统的稳定性和抗干扰能力是电子工程师面临的一大难题,电源监控技术就是解决这一难题的有效手段之一。上电时上电复位(Pow-on Reset,PoR)电路对数字电路中移位寄存器、D触发器和计数器、模拟电路中的振荡器、比较器等单元电路进行复位,保证电路在上电过程能正确启动[1,2]。上电复位信号在电源电压上升过程中一直保持低电平(有效复位电平),直到电源电压稳定达到系统规定的正常工作电压后转变为高电平。

传统上电复位电路是利用电容上的电压不能突变,通过RC充电来实现。尽管 “充电箝位”电路可以改善上电没有器件限制电容C充电的问题,但这种结构在二次上电时仍有可能出现失效[3]。在此基于比较器型复位电路[3],设计了高精度的带隙基准、比较器、用于门限设置及检测的内部电阻网络和复位延时电路,有效解决二次上电失效,具有高可靠性。

1 电路设计与分析

1.1 上电复位电路的结构和原理

为了解决传统上电复位电路的二次上电可能出现错误的问题,这里基于比较器结构设计了精准的带隙基准作为比较基准,其中电阻网络用于设置和检测电压,采用延时电路减小电压纹波的影响,提高了复位信号的可靠性,结构如图1所示。在上电过程中,reset一直保持低电平,当电源电压达到预设的阈值电压后,采样电压高于基准电压Vref,比较器输出状态改变,逻辑电路控制时钟电路产生延时,100 ms后reset变为高电平,完成复位。

图1 POR的系统框图

1.2 偏置电路

精确的偏置电流是整个电路准确运行的基础,因此设计一种与电源电压无关的偏置电流I [4],如图2所示,其中:

ИW1L1=KW2L2,W4L4=W3L3

VGS2-VGS1=IR1

I=12・μCOXW1L1(VGS1-Vth1)2

I=12・μCOXW2L2(VGS2-Vth2)2И

忽略体效应,联解上式得:

ИI=2μCOXW2/L2・1R21(1-1K)2И

由上式可知偏置电流与电源电压无关,但电阻具有温度系数,为了减小偏置电路的温度系数,电阻由正负温度系数的电阻按比例串联组成。poly2电阻为负温度系数,而N阱电阻为正温度系数,两者结合可以实现零温度系数。

图2 偏置电路

图2中M5~M7组成启动电路,克服自偏置电路的零偏置点。NB,PB为偏置电流的镜像电流,为带隙基准、比较器电路和时钟电路提供偏置。

1.3 带隙基准电路

作为比较器的比较基准,其高稳定性是比较结果准确性的关键,因此设计了一种低温度系数与电源电压无关的带隙基准[5-9]。带隙基准由电源电压产生稳定精确的Vref,能克服电源电压的波动、温度的变化以及工艺误差等影响,输出稳定的参考电压。利用Veb和VT的温度特性来进行温度补偿,实现零温度系数。

图3为带隙基准电路结构图,A,B点为运放的两个输入端,运放闭环,A,B两点等电位。

ИI2=ΔVeb/R1

Vref=Veb2+I2(R1+R2)

ΔVeb=VTln(mn)

Vref=Veb2+VTln(mn)(R1+R2)/R1И

式中,m为R2与R3的比值;n为Q2 与Q1 的比值;Veb为负温度系数;VT为正温度系数。所以选择合适的电阻比值和晶体管的面积比值,可以使输出参考电压获得最小的温度系数,当然电阻本身同样具有温度系数,但电阻以比值出现,可以忽略其影响。M1~M10构成运算跨导放大器[10],C1为运放的相位补偿,保证60°的相位裕度。

图3 带隙基准

1.4 比较器电路

比较器电路用于监测电源电压变化,能比较的电平越低越好,即具有较高的灵敏度。因此采用经典的二级比较器[11],它具有很高的开环增益,高于60 dB。合理设置差分输入管M1,M2和电流镜负载M3,M4的尺寸,保证了比较器低的失调电压。选择合适的尾电流大小,能提高压摆率,优化比较器的响应速度。其高增益、低失调、快速度特性保证了比较器准确对电源电压的监控。图4中M1~M5为第一级;M6,M7为第二级;I1,I2为2个缓冲级。

图4 比较器

1.5 时钟电路

为了增加复位信号的可靠性,这里增加了复位延时。其主要由振荡器和分频器组成,如图5所示。M1~M7和C1构成振荡器,EN为使能信号。EN为低电平时,振荡器开始工作,M5导通,M3,M4组成的电流源通过M5对电容C1充电;当电容上的电压上升到施密特触发器的V+时,施密特触发器反相,M6导通,电容通过M1,M2构成的电流沉放电;当电容上的电压下降到施密特触发器的V_时,密特触发器反相,M5导通,这样周而复始,产生时钟信号。

图5 时钟电路

t涞绐=C1(V+-V-)/I涞绐,

t诺绐=C1(V+-V-)/I诺绐,T=t涞绐+t诺绐

分频器的作用是产生一定的延时来触发复位信号,增加复位信号的可靠性。其主要由一串D触发器构成的二分频电路构成,NЪ抖分频构成的延时为:

Иt┭邮豹=2N2T=2N-1TИ

1.6 采样电路

采样电路由电阻网络实现,主要用于采集电源的变化。图1中的R1和R2构成采样电路,VCC_th为电源电压的门限电压,则:

ИVCC_det=VCCR2/(R1+R2)И

临界点为:

ИVCC=VCC_th,VCC_det=VrefИ

因此:

ИR2/R1=Vref/(VCC_th-Vref)И

静态电流为:

ИIq=VCCR1+R2И

考虑到静态电流,要求采样电阻阻值较大,一般2个采样电阻(即R1,R2)需大于100 kΩ。用较小的等阻值的电阻串联来提高精度,所以在版图中设计一些被短接的预留电阻,并通过激光调整的方法或修改顶层金属连线来调节电阻。电阻的高精度和良好的匹

配性保证了被采集电源信号的准确性。

2 电路仿真

利用0.6 μm的CMOS工艺模型和HSpice仿真器,对设计的PoR进行仿真和优化。以下为仿真的主要结果。

带隙基准的正常启动和精确性对PoR的准确工作至关重要。图6是对带隙基准启动过程的仿真,图中可见当电源上电过程中,带隙基准电路正常启动;图7是Vref随电源电压VCC的变化特性,由图可知,在电源电压VCC变化范围内(2.0~3.3 V),Vref仅有2.5 mV的变化。

图6 带隙基准的启动

图7 Vref随电源电压VCC的变化特性

图8是对上电复位电路的上电、掉电和二次上电的仿真,图中可以看出电源缓慢上电, reset一直保持低电平,当超过3.08 V后振荡器开始工作,经过8个振荡周期reset变为高电平。

图8 POR上电、掉电、二次上电的仿真

电源电压掉电低于3.08 V,reset变为低电平,再次上升达到电源阈值电压8个振荡周期后reset又变为高电平。仿真结果表明PoR具有高可靠性。为了减少仿真时间,本图仿真采用的是16分频器,而不是实际的100 ms延时。

3 版图设计

作为设计与制造的纽带,版图的地位至关重要,模拟集成电路的性能很大程度受版图因素的影响[12]。以下为版图设计中的一些注意点:

(1) 该带隙基准PNP管的面积比是8∶1,做成3∶3∶3的结构,将面积为1的管子置于中心,保证匹配性;

(2) 该设计与电阻密切相关,电阻的失配会产生误差,将电阻做成叉指相间的形式,尽量减小电阻的不匹配;

(3) 运放的差动输入对的失配会产生失配影响电路性能,将差动对做成十字交叉形式,保证其对称性;

(4) 偏置电流要相对对称,减小失配引入的误差;

(5) 参考电压要远离跳变电压,总体布局时考虑到应力因素,将匹配性要求高的电路尽量置于应力较小处。

4 结 语

设计了一种由精确的带隙基准比较器,用于门限设置和检测的内部电阻网络等组成的上电复位,具有复位延时,可以准确可靠提供复位信号,还具有良好的性能,可广泛用于处电脑、微控制器以及各种便携式电子产品中,实现对系统电压、电源电压和电池的监控。

参考文献

[1]高明伦,张红,莉徐诺.一种基于比较器的新型片内上电复位电路的实现[J].中国集成电路,2004(8):31-35.

[2]李桂宏,谢世健.集成电路设计宝典[M] 北京:电子工业出版社,2006.

[3]鲁斌,胡永华,王晓蕾.基于系统监控的片内上电复位电路的实现[J].中国集成电路,2006,15(2):58-62.

[4][美]毕查德・拉扎维.模拟CMOS集成电路设计[M].陈贵灿,译.西安:西安交通大学出版社,2003.

[5] 史侃俊,许维胜,余有灵.CMOS带隙基准电压源中的曲率校正方法[J].现代电子技术,2006,29(5):113-116.

[6]刘红霞.一种低电压低功耗带隙基准电压源的设计[J].现代电子技术,2005,28(24):10-11.

[7]陈碧,罗岚,周帅林.一种低温漂CMOS带隙基准电压源的设计[J].电子器件,2004,27(1):79-82.

[8]刘韬,徐志伟.一种高电源抑制比CMOS能隙基准电压源[J].微电子学,1999,29(2):128-131.

[9]王彦,韩益锋.一种高精度CMOS带隙基准源[J].微电子学,2000,33(3):255-261.

[10]Jacob Baker R.CMOS 电路设计・布局与仿真[M].陈中建,译.北京:机械工业出版社,2006.

[11]Allen P E,Holberg D R.CMOS Analog Circuit Design [M].2nd Edition.北京:电子工业出版社,2002.

[12]Alan Hanstings.模拟电路板图的艺术[M].张为,译.北京:电子工业出版社.2007.

偏置电路设计范文第10篇

关键词:LNA;匹配;共源共栅;SiGe

中图分类号:TN722.3

低噪声放大器(LNA)已经广泛应用于GPS接收机、雷达、电子对抗、大地测绘、遥感遥控、微波通信以及各种高精度的微波测量系统,是射频微波电路和系统不可或缺的组成部分。

1 低噪声放大器电路设计

1.1 低噪声放大器电路原理图

本文利用TSMC 0.35um RF SiGe工艺库,在cadence软件上设计了3GHz窄带两级低噪声放大器。

低噪声放大器原理图如图1所示,Cin和Cout是隔直流电容,Cin,Lb和Le构成了输入级的匹配,而Cox相当于增加了Q1的Cπ,在设计中使得输入匹配有了更多的自由度,且对噪声系数影响很小。但是由于起到了反馈的作用,故对增益有所降低,因此在设计中需要对其值进行折中考虑。

图1 窄带两级低噪声放大器原理图

Q1和Q2,Q3和Q4分别构成共源共栅(cascode)结构,通过级联联系起来。

1.2 cascode结构

双极晶体管一般在低噪声放大器中有共射、共集和共基三种接法,每种接法各有优缺点。共基级放大器输入阻抗低,在很高的频率上,一般具有宽带电流放大能力且线性度好,而共射级放大器输出电阻与集电极的电阻有关[1]。综合考虑,本文中所采用的电路结构为共基和共射组成cascode结构一起使用。如图2所示。

2 结论

根据现实问题的应用需要,本文设计了一个S波段窄带低噪声放大器。针对具体指标性能的需求,文章首先分析了电路设计的一些问题,如主电路结构的选取、输入匹配、电路偏置等的设计,提出了用两级串联负反馈的cascode结构来设计该电路。

参考文献:

[1]康华光.电子技术基础模拟部分(第五版)[M].北京:高等教育出版社,2006-1:147-148.

[2]Ganguly,A.K,Webb,D.C.Microstrip Excitation of Magnetostatic Surface Waves:Theory and Experiment[J].IEEE Trans Microwave Theory Tech,1975,23(12):998-1006.

[3]肖.低功耗CMOS低噪声放大器的设计[J].微电子学,2006,36(5):670-673.

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