偏置电路设计范文
时间：2023-07-24 16:44:24
偏置电路设计范文第1篇
【关键词】硅微机械陀螺;偏置电路;Pspice;PCB
Abstract：To meet the need of engineering design and technical requirements of silicon microgyroscope，a new design has been made to offset the zero position from bipolar signal to unipolar signal.The +12V single power supply has been made to ±12V double power supply.According to the transfer function，circuit has been designed and Pspice simulation has been made.The simulation result shows that the design is correct.PCB has been produced and meets the demands after measurement.
Key words：silicon microgyroscope;bias circuit;Pspice;PCB
引言
硅微机械陀螺仪是惯性导航技术中经常用到的传感器，它具有体积小，重量轻，灵敏度高等众多优点[1]。本设计中用到的陀螺是一种利用旋转载体自身角速度驱动的陀螺，通过垂直于载体自旋角速度方向的俯仰或偏航角速度产生的哥氏力来敏感载体的俯仰或偏航角速度。如图1所示，陀螺输出信号时一个双极性信号，而应用中需要将双极性信号变为单极性信号，电源为单电源供电，而且保证相关技术指标达到要求，为此，下文对陀螺信号进行了理论分析，设计了传输函数，制备了样机。
图1 零位偏置前陀螺输出信号
1.原理分析
无驱动结构微机械陀螺结构如图2所示，它由四个陶瓷电极和一个硅摆组成四个电容，坐标系oxyz固定于传感器的质量块上，是硅摆芯片绕轴摆动的角速度，是载体绕轴的自旋角速度，Ω是载体绕轴的偏航（俯仰）角速度。
图2 无驱动结构硅微机械陀螺结构
陀螺固定在旋转载体上，当陀螺随着载体以的角速度自旋的同时又以Ω角速度偏航（俯仰）时，硅摆产生周期性变化的变化频率等于旋转载体滚动频率的哥氏加速度，沿轴输出角振动，从而引起硅质量块与四个电极构成的四个电容的变化。通过信号检测电路与信号处理电路，可以产生与被测角速度成正比的双极性电压信号，从而达到测量的目的。更改电路参数，可以将输出调整为Vpp=2V偏。
本次设计是将输出信号的零位上移V偏，最直接的方法就是用加法电路实现，用陀螺输出与V偏=2.5V直流信号相加，即可得到零位偏置2.5V的陀螺输出信号。2.5V的直流信号可以由应用环境中的+12V电源通过电压转换芯片得到。此外，本次设计与之前信号处理电路中都用到了双电源供电芯片，因此还另需将+12V转换为-12V，实现双电源供电。
2.电路设计
综合上述分析，本设计主要分为三个部分，第一部分，+12V转为-12V;第二部分，+12V转为+2.5V，第三部分，2.5V与陀螺信号的相加电路，以下分别对这三部分电路进行设计分析。
2.1 正负电源设计
由于转体内部单电源供电，而陀螺信号处理电路中用到OP27运算放大器等双电源供电的器件，所以需要进行单电源到双电源的转换。选择电压转换芯片既要考虑在误差允许范围内满足功能实现，又要尽量满足电路简洁，便于小尺寸PCB上布线。通过比较，选择Maxim公司ICL7662EBA芯片实现+12V转换为-12V，如图3所示，此应用中只需在芯片周围外接两个极性电容便可实现。而正电源则用原有的+12V电源。ICL7662的输入输出关系如公式（1）所示。
（1）
如此实现正负12V的电压给电路供电。
图3 ICL7662实现电压转换原理图
Maxim公司的ICL7662EBA芯片为八脚贴片式封装，输入工作温度范围为-40℃～+85℃，输入电压范围为4.5V～20V，其中要注意的是6脚，当输入电压小于10V时，6脚需接地，此次应用中输入电压为+12V，所以不需6脚接地。
2.2 电压转换电路
第二部分为12V转2.5V的电路，选用TI公司的TL431芯片的典型应用电路，TL431为三端可编程稳压二极管，三个引脚分别为阳极，阴极和参考电压。TL431参考电压公差等级有A，B，和标准等级三个等级，在此选用公差最小的B等级，公差为0.5%，它的工作温度为-40℃～+125℃，工作电流范围宽达1-100mA，动态电阻典型值为0.22Ω，输出杂波低，其符号可以等效为图4所示。
图4 TL431等效符号
用于稳压的典型电路如图5所示。
图5 TL431电路连接
图6 TL431仿真
其中输入输出关系可以用（下转第155页）（上接第153页）式（2）表示：
（2）
其中为内部2.5V基准源，因此当R1为0欧电阻时，输出为式（3）所示。
（3）
TL431部分的仿真结果如图6所示。
2.3 偏置电路设计
第三部分是2.5V直流信号和陀螺信号的加法电路，实现陀螺信号2.5V的零位偏置。电路设计如图7所示。
第一个OP27运放实现反相相加电路，传递函数为：
（4）
其中分别为陀螺信号和2.5V直流信号，第二个OP27运放实现反相比例运算电路，用于改变电压极性，其传递函数如式（5）所示，为最后输出，两部分电路串联起来，最终实现同相相加的目的。
（5）
因为有：
（6）
所以：
（7）
Pspice仿真结果如图8所示。
仿真结果与预期效果一致，说明设计思路正确。模拟加法电路要用到集成运算放大器，本设计属于精密仪器中的应用，且传感器的敏感电路部分涉及到微弱信号的检测，所以要求运算放大器失调电压要小且不随温度的变化而变化。此处运算放大器选用OP27，OP27是一款低噪音精密运算放大器，其噪声功率谱密度为3nV/√Hz，失调电压为10uV，且具有高共模抑制比和高开环增益等优点，是精密仪器仪表中常用的一种运放。
图8 加法电路Pspice电路仿真结果
图9 转接板PCB三维显示
图10 TL431输出结果
图11 加转接板后陀螺输出信号
3.实验验证
基于以上分析设计，设计了PCB板并加工制作，与原有陀螺信号处理板之间通过接插件连接，PCB三维显示如图9所示。于精密三轴转台上进行实验验证。经试验测得TL431输出为图10所示，当内框旋转频率为15Hz，偏航角速度为180°/s。时，最后陀螺输出信号如图11所示，可见与图1相比，陀螺输出信号零位向上偏置约2.5V。实验测量数据结果如表1所示。
表1 实验验证结果
4.结论
本次设计任务主要由正负双电源设计，2.5V稳压信号的获取以及加法电路三大部分组成，本文分别对这三部分的理论计算，仿真验证，与实验结果进行了讨论，发现三者结果基本一致。误差主要来源于芯片的器件误差与环境影响，在允许范围之内。因此本次设计理论正确，且能实际利用到工程实践。
参考文献
[1]张福学，王宏伟，张伟，毛旭，张楠.利用旋转载体自身驱动的硅微机械陀螺[J].压电与声光，2005，27（2）：109-115.
[2]明亮，汪银年，王家光，张福学.一种硅微机械陀螺小信号检测电路的设计[J].北京机械工业学报，2006，21（4）：20-25.
基金项目：北京传感器重点实验室开放课题（编号：5026035202）;现代测控技术教育部重点实验室开放课题资助项目。
偏置电路设计范文第2篇
关键词：射频 功率放大器 电路设计 无线通信 设计
中图分类号：TN92 文献标识码：A 文章编号：1672-3791（2014）04（c）-0087-02
在无线通信技术领域中，GaN高电子迁移率晶体管作为最新的半导体功率器件，由于其本身具有宽禁带以及击穿场强高、功率密度高等特征优势，在高频以及高功率的功率器件中具有较为突出的适用性，在电子信息系统性能提升方面具有较为明显和突出的作用优势，在无线通信技术领域的应用比较广泛。针对这一情况，本文在进行射频功率放大器及其电路的设计中，专门采用ADS仿真软件对于射频功率放大器及其电路的设计进行研究分析，并对于仿真设计实现的射频功率放大器在无线通信技术领域中的应用和参数设置进行分析论述，以提高射频功率放大器的设计水平，促进在无线通信技术领域中的推广应用。
1 射频功率放大器的结构原理分析
结合功率放大器在无线通信系统中的功能作用以及对于无线通信技术的影响，在进行射频功率放大器的设计中，结合要进行设计实现的射频功率放大器的工作频带以及输出功率等特点要求，以满足射频功率放大器的设计与应用要求。在进行本文中的射频功率放大器设计中，主要通过分级设计与级联设置的方式，首先进行射频功率放大器的功率放大级以及驱动级设计实现，最终通过电路设计对于射频功率放大器的两个不同级进行连接，以在无线通信中实现其作用功能的发挥，完成对于射频功率放大器的设计。需要注意的是，在进行射频功率放大器的功率放大级结构模块设计中，主要应用GaN高电子迁移率晶体管进行射频功率放大器功率放大级结构模块的设计实现，同时在功率放大级结构模块的电路设计中，注重对于输出功率保障的设计；其次，在进行射频功率放大器的驱动级结构模块设计中，以C波段的功率放大模块设置为主，电路设计则以增益提升设计为主，并对于增益平坦度和输出输入驻波进行保障。如图1所示，即为射频功率放大器的功率放大级模块设计示意图。
2 射频功率放大器及其电路的设计分析
结合上述对于射频功率放大器的结构原理分析，在进行射频功率放大器的设计中，主要包括射频功率放大器的功率放大级设计和驱动级水，此外，对于射频功率放大器电路的设计，也需要结合两个结构模块的实际需求进行设计实现的。
2.1 射频功率放大器的功率放大级模块设计
在进行射频功率放大器的功率放大级模块设计中，主要采用GaN高电子迁移率晶体管进行该结构模块的设计实现，需要注意的是，在应用GaN高电子迁移率晶体管进行该结构模块的设计实现中，由于GaN高电子迁移率晶体管目前还不具有较大的信号模型，因此，在进行该结构模块设计中，注意结合实际设计需求进行选择应用。在进行射频功率放大器的功率放大级结构模块设计中，通过直流偏置仿真设计对于氮化镓管子的静态工作点进行确定，也就是实现氮化镓管子的漏极电流以及漏极偏置电压、栅极偏置电压等参数的确定，在对于上述氮化镓管子静态工作点进行确定后，通过ADS仿真软件实现场效应管直流的仿真设计，同时注意在仿真设计中进行二端口模型的添加，并结合上述GaN高电子迁移率晶体管的信号模型情况，进行S参数信号的编辑导入，同时进行直流偏置仿真控件的加入，进行相关数值的确定，以实现射频功率放大器的功率放大级设计。
此外，在进行射频功率放大器功率放大级负载阻抗的设计中，根据相关理论，在负载阻抗与网络匹配良好的情况下，负载阻抗的共轭复数与网络的输出阻抗值是相同的，因此，就可以通过计算对于射频功率放大器功率放大级负载阻抗值进行分析得出，实际上也就是它的共轭复数值。同时，在进行功率放大级设计中，结合封装参数输出端的阻抗模型，设计中为了实现场效应管输出电路匹配的优化，以为输出电路进行准确的负载阻抗提供，还需要在设计过程中将场效应管的封装参数在输出匹配电路中进行设计体现，因此就需要对于Cds参数值进行求取。
最后，在射频功率放大器功率放大级设计中，偏置电路主要是用于将直流供电结构模块中所提供的电压附加在功率放大器的栅极与漏极中，并实现射频信号以及滤波的隔离和电路稳定实现。在进行功率放大级的电路设计中，注意使用ADS软件工具对于微带线尺寸进行计算，病毒与全匹配电路进行微带线设计，同时通过栅极偏置电路与漏极馈电电路，以实现功率放大级的电路设计。此外，在进行功率放大级模块设计中，还应注意对于模块中的任意功率放大芯片，都需要进行相关的稳定性分析，以避免对于射频功率放大器的作用性能产生影响。
2.2 射频功率放大器的驱动级模块设计
在进行射频功率放大器的驱动级模块设计中，主要通过C波段功率放大模块进行该结构模块的设计应用。其中，在对于驱动级模块的参数设置中，对于输出、输入参数均以内匹配方式进行匹配获取。对于射频功率放大器的驱动级设计来讲，进行功率放大模块偏置电路的合理设计，是该部分设计的关键内容。
最后，在进行射频功率放大器的电路设计中，在进行功率放大模块电路设计中，GaN HEMT结构部分需要进行栅压的增加设置，并且需要注意栅压多为负压，在此基础上还需要进行漏压增加设置。值得注意的是，在进行射频功率放大器的偏置电路设计断开同时，对于栅压和漏压的断开顺序刚好相反，以避免对于功放管造成损坏。
3 结语
总之，射频功率放大器作为无线通信技术领域的重要器件，对于无线通信技术的发展以及通信质量提升都有重要作用和影响，进行射频功率放大器及其电路的设计分析，具有积极作用和价值意义。
参考文献
[1] 沈明，耿波，于沛玲.一种射频大功率放大器电源偏置电路设计方法[J].中国科学院研究生院学报，2006（1）.
[2] 陈玉梅，钱光弟，龚兰.30MHz-512MHz宽带功率放大器的研制[J].中国测试技术，2007（2）.
偏置电路设计范文第3篇
关键词：电压比较器；运算放大器；阈值比较
1 前言
比较器是一种带有反相和同相两个输入端以及一个输出端的器件，该输出端的输出电压范围一般在供电的轨到轨之间，运算放大器亦是如此。
比较器具有低偏置电压、高增益和高共模抑制的特点。运算放大器亦是如此。
运算放大器有如此多相似之处，但我们却不能忽略他们的细微差别。
比较器拥有逻辑输出端，可显示两个输入端中哪个电位更高。如果其输出端可兼容TTL或CMOS，则比较器的输出始终为正负电源的轨之一，或者在两轨间进行快速变迁。比较器设计用于开环系统，用于驱动逻辑电路，用于高速工作，即使过载亦是如此。
运算放大器有一个模拟输出端，但输出电压不靠近两个供电轨，而是位于两者之间。这种器件设计用于各种闭环应用，来自输出端的反馈进入输入端。其偏置电流通常低于比较器，而且成本更低。运算放大器设计用于闭环系统，用于驱动简单的电阻性或电抗性负载，而且不能过载至饱和状态。
正是这些细微差别，比较器和运算放大器大多数时候会被区别对待，分别实现不同的功能。但若稍作改变，利用他们的相似之处，又可以解决一些实际问题。文章就运放OPA699同时作为运算放大器和电压比较器进行接收电路设计，讨论，并通过试验结果进行现象分析。
2 光电探测电路原理
如图1所示为光电探测电路原理图，光电探测器通过偏置电路将接收到的光脉冲信号转换为电压脉冲信号，输入到放大电路，经过一级放大和整形等操作，输入到信号处理单元。
图1 光电探测电路原理框图
3 电路各部分设计及功能实现
3.1 光电探测器及偏置电路设计
光电探测器将光信号转换为电信号，一般在设计中主要考虑响应度，响应时间，光谱响应范围等参数。此设计中采用普通的硅PIN光电二极管，反向偏置电压为5v，其在反偏电压下工作电路如图2：
图2 光电探测器及偏置电路
3.2 放大电路设计及功能实现
3.2.1 放大电路设计
经光电二极管接收、转换的信号，其幅度和信号比不足以满足信号处理的要求，为了得到足够的放大倍数和更高的信噪比，还需要进行信号的再放大。放大电路如图3所示：
放大电路放大经光电二极管光电转换之后的电信号，考虑到运算放大器的放大倍数基本由电阻决定，受温度影响较小，在放大电路中选取TI生产的电压反馈限幅运算放大器OPA699的组成所需的放大电路。OPA699的-3dB带宽为1000MHz，压摆率为1400v/？滋S，噪声为4.1nV/，是一款高速低噪声运算放大器，满足基本的脉冲信号的放大需求。
运算放大器是一种双电源器件，因而必须通过采用外部元件的某种偏置将运算放大器的输出电压偏置到供电电压的位置，对于给定电源电压，这种方法可实现最大输入和输出电压摆幅。也就是说，为了避免削波现象，需使输出电压偏置到电源电压的一半附近。但是若通过简单的分压器将同相引脚偏置到电源电压的一半，极易引入低频寄生振荡或其他形式的不稳定现象。
该放大电路采用同相比例运算电路，进行单电源固定增益的放大，增益系数由R30/R29决定，本设计中设定放大倍数为5。
本设计中通过电容C34在分压器的抽头点设置旁路，用以处理交流信号。电阻R26为基准电压提供直流回路，同时设定电路（交流）输入阻抗。在本电路中，采用R27和R28组成的分压器，该网络的-3dB带宽由R27、R28和C34构成，如设定R27/R28为2.4kHz/2.4kHz，C34电容值为0.1uF，则：
此设计对于1.33kHz以下的电源上存在的噪声信号可以抑制掉。对于电容C34，若取值足够大，能够对分压器电路通带带宽内所有频率起到旁路的功能。该网络设置有效法则是将极点设为-3dB输入带宽的十分之一。
3.2.2 放大电路功能实现情况
输入脉宽为10ns的激光脉冲信号后，放大电路输入信号和输出信号情况如图4所示。
由图4可以看到，此电路能正常实现信号放大的，完全起到了放大高速微弱信号的作用。
3.3 阈值比较电路及电路实现情况
3.3.1 阈值比较电路
本设计中，阈值比较电路通过电压反馈运算放大器OPA699作为电压比较器实现，具体电路设计如图5所示：
高输入阻抗运算放大器OPA699作为比较器亦通过单电源实现，R33和R35实现将运算放大器的输出电压偏置到供电电压的位置，R34则提供阈值电压参考值，根据实际需要，此处设置阈值为200mV。电阻R32为基准电压提供直流回路，同时设定电路（交流）输入阻抗。
3.3.2 阈值比较电路工作情况
窄脉冲激光信号经放大输出进入比较器，经阈值比较后输出TTL脉冲信号，通过判别前沿获取时间信息，放大电路输出和阈值比较电路输出的输出波形如图6所示：
由图6可以看到，实现阈值比较功能的运算放大器OPA699能够对脉宽为10ns的快速信号进行阈值判别，完全能够满足实际应用需要。
4 结束语
该电路中，单电源供电方式设计的放大电路有效解决了信号放大的问题，方便后续电路的处理；阈值比较电路能进一步得到足够放大倍数的信号，有效地去除噪声，提高信噪比，为后续进行信号处理提供了保证，也就是说，此类应用中，尤其对供电方式要求单一的应用中，将运算放大器用作比较器是一种可行的设计选择。
运算放大器不但有单运放封装，同时提供双运放或四运放型号，这类双核和四核型号比两个或四个独立运算器便宜，而且占用电路板面积更小，进一步节省了成本。另外，比较器专门针对干净快速的切换而设计，因此其直流参数往往赶不上许多运算放大器。因而，在要求低输入失调电压和低输入偏置电流等的应用中，将运算放大器用作比较器可能比较方便。
但是用作比较器的运算放大器没有负反馈，因此其开环增益非常高。跃变期间，哪怕是极少量的正反馈也可能激发振荡。反馈可能来自输出与同相输入之间的杂散电容，也可能来自共地阻抗中存在的输出电流。虽然通过设计布局降低杂散电容等方法进行补偿，但不稳定性的确是隐形存在的“不定时炸弹”。另外，将运算放大器用作比较器时，受饱和影响，其反应速度低于期望水平，如果高速非常重要，将运算放大器用作比较器可能达不到预期效果。
总之，文章提供了一种可行的光电探测电路的设计手段，在实际应用时，必须了解相关知识，以确保所选运算放大器能达到要求的性能。
参考文献
[1]童诗白，华成英.模拟电子技术基础[M].第三版.高等教育出版社，2003.
[2]TEXAS INSTRUMENTS，Inc OPA699 Datasheet[Z].2012
[3]何希才（译）.运算放大器应用电路设计[M].科学出版社，2004
[4]姚剑清（译）.运算放大器权威指南[M].第三版.人民邮电出版社， 2013.
偏置电路设计范文第4篇
简要介绍了某制冷型长波576×6元红外焦平面探测器，并根据探测器要求设计了红外成像系统的硬件电路。电路主要包括探测器偏置电路、时序驱动、红外模拟信号调理、数字化及存储、数字视频处理、视频输出接口电路。其中红外数字视频处理电路设计采用FPGA+DSP构成的可重构柔性平台，实现探测器信号读出、A/D采样及扫描成像等时序生成、图像数据排序整理、非均匀性校正、图像增强等核心功能。实验结构表明，该电路设计合理可行，达到了预期的目的。
【关键词】长波576×6元探测器 偏置电压 模数转换 非均匀性校正
高分辨率红外成像系统在机载光电雷达、红外搜索与跟踪系统、全天候侦察监控等领域的需求越来越迫切。本系统电路设计采用了制冷型长波576×6元红外焦平面探测器，采用线列扫描的方式产生红外图像。探测器包括16 通道模拟信号输出，平均峰值探测率D*不低于2.2×1011cmHz1/2/W，最高读出速率5MHz，适用于各种先进的扫描型红外成像系统。
本文介绍了采用制冷型长波576×6元红外焦平面探测器设计的红外扫描成像系统。该系统使用低噪声高精度的电压基准源提供探测器偏置电压，用FPGA实现整个系统的时序同步及红外信号AD转换采集和图像数据排序，使用DSP实现非均匀性校正、图像增强处理以及视频信号输出。该系统最终可输出标准的PAL制视频信号，图像分辨率为576×512 像元，经试验能够满足红外目标的扫描搜索和实时跟踪需要。
1 探测器介绍
长波576×6元碲镉汞红外焦平面探测器杜瓦制冷机组件，探测响应波段为7.5μm～10.3μm，该探测器杜瓦制冷机组件（DDCA）主要包括两大部分：高灵敏度的长波576×6元红外焦平面探测器和斯特林制冷机。光伏阵列由576列组成，每列6个像元，读出电路对每一列的6个像元进行时间延迟积分（TDI）。光电二极管阵列由两组个数为288列的通道模块组成。
探测器积分时间可调，多种增益可调，可进行双向TDI扫描。微杜瓦采用金属密封结构、吸气剂用来保持长时间的真空度、高效冷屏设计。制冷机制冷效率高，整机振动和噪音小，可靠性高。
1.1 红外焦平面电学接口
红外焦平面探测器的电学接口主要包括3部分：输入偏置电压，输入时序，输出红外模拟信号。见下表1。
1.2 时序要求
红外焦平面探测器运行需要3个时序信号：主时钟MC，积分信号INT，串行接口设置输入数据。主时钟MC具有最大频率5MHz和50%的占空比，主时钟是整个电路同步工作的基础。每个时钟周期输出一列信息。作为最佳选择，最小帧周期应为38个主时钟周期。积分信号INT，为积分时间和读出时间控制信号。积分时间由经过2.5个主时钟周期移位的INT高电平决定。INT的下降沿控制积分信号的采样。2.5MC周期后，积分电容被复位到VR，积分结束。
红外焦平面探测器的工作时序如图1-1所示
串行接口SERDAT是在每一帧中，加载到控制寄存器的串行输入数据。30位的控制寄存器用于建立和保持对芯片的配置。每次上电时，需要重新加载一次SERDAT信息。控制寄存器位定义见下表2。
2 硬件电路设计
红外成像系统的硬件电路组成如图2所示，主要包括探测器电压偏置电路、探测器时序驱动，红外模拟信号预处理电路、红外信号AD转换电路、图像数据FIFO暂存电路，红外数字图像处理电路、数字图像输出接口电路等。其中红外数字图像处理电路由DSP+FPGA红外数字视频处理电路实现探测器的时序驱动、AD采样时序、扫描成像时序、图像数据排序整理、非均匀性校正、图像增强等功能，设计采用FPGA+DSP相结合的方式来完成。
2.1 偏置电压及时序驱动设计
要得到红外焦平面探测器的红外输出模拟信号，首先要给探测器提供满足要求的偏置电压和时序驱动，由表1可知，探测器需要5个偏置电压，其中Gpol电压可调，其他电压为固定值，所有偏置电压都有精度高，噪声低的要求，一般的LDO电压转换电路满足不了精度和噪声要求，需要专门设计。可调偏置电压Gpol先用低功耗高精度的数模转换器DAC7311产生，再滤波加射随电路以提高驱动能力，DAC7311的输入端由DSP程序控制，可在调试阶段通过编程改变输出电压值。固定偏置电压全部采用了电压基准源供电，VDDA和VDD分别用LT1461AIS8-5提供，LT1461是一款高精度，低温漂的电压基准源，电压准确度不超过0.04%，能够满足±0.05V的偏差要求，并且能提供至少50mA的输出电流，可以满足探测器40mA的要求，不用另外加射随电路驱动。VR的电压值不是常用的电压基准值，所以先用LT1461AIS8-5产生5.000V的基准电压，再分别用1%精度的电阻分压得到相应的电压值，再使用射随电路提供给探测器。例如VR电压的生成，如图3所示。
探测器的时序信号包括两部分，时序信号和控制寄存器，用FPGA实现。硬件电路设计采用ACTEL公司的A3P1000电路，输入时钟为20MHz，四分之一分频后得到整个系统的主时钟MC，再用Verilog编程语言以主时钟为基础产生探测器的积分信号。
探测器的控制寄存器用于增益、扫描方向、像元替代选择，数据字及地址字。每次上电后，用DSP将设置数据写入FPGA的RAM寄存器，数据在MC时钟下的同步下顺序写入探测器的SERDAT管脚。
2.2 AD采样及存储电路设计
制冷机将温度制冷到约80K并稳定后，给探测器送偏置电压和时序信号，探测器会在时序信号驱动下输出红外模拟信号，16路模拟信号在同一个主时钟MC同步下同时输出，模拟信号先使用运放电路处理，再经过低通滤波进入AD转换电路。为降低噪声，提高信噪比，运放电路和AD电路的供电都经过了滤波处理，数字地与模拟地进行隔离，防止数字地上的噪声进入模拟地。
本设计的运放电路选用LT公司低噪声低失真，高速轨至轨运放电路LT1806，噪声低至3.5nV/ 。AD转换电路选用了AD公司14位的模数转换电路AD9240，最高采样时钟10MSPS，信噪比77.5dB，数据在输入时钟的上升沿采集，转换时间需要3个时钟周期，转换后的16路AD数据先缓存在FIFO存储器中，等待FPGA排序处理。电路设计见图4所示。
AD数据存储电路选用IDT公司的IDT72T7295，IDT72T7295是高速大容量FIFO电路，能够兼容多种数字电平，并且输入输出数据总线多种可选，该设计中使用了4片FIFO，每片使用X72inX18out的模式，这样可以将每4路64位的AD数据合并为一路数据，16路AD数据在进入FPGA之前最终被合并为4路，再经过FPGA排序，形成含有576个像素的一行图像。
2.3 数字图像处理电路
数字信号处理器DSP选用TI公司的TMS320DM648，该处理器时钟频率高达1.1GHz，具有千兆以太网接口，外部DDR2存储器接口，数据传输速度快。增强的EDMA3控制器提高了读取数据速度。DM648对EDMA读入内部RAM的图像进行非均匀性校正，直方图统计，坏像元检测及替换，然后进行图像增强后，送到FPGA中缓存用于显示。FPGA产生探测器需要的时序驱动外，还产生整个系统的时序同步信号，并将视频的行场同步信号送给扫描控制电路。
2.4 视频显示电路设计
数模转换电路选用AD公司的ADV7123，ADV7123包含3路10bits的视频D/A转换器，行场同步信号，行场复合消隐信号，时钟信号。因为红外图像反映的是目标热辐射分布情况，只有灰度值。ADV7123的行场同步信号和消隐信号是叠加在绿色通道上的，所以FPGA将DSP处理好的红外数字图像送ADV7123电路的G[9：0]通道，红色和蓝色通道接地。DA转换后的实时图像如图5所示。
3 结论
经过实时测试和实际验证，设计的硬件电路完全满足系统的要求，探测器偏置电压设计产生的电压噪声低，精度高，时序驱动信号稳定。AD转换及存储电路能够实时转换16路视频信号并存储下来，高速DSP+FPGA的数字处理电路能够实时完成数字红外图像处理，将处理好的图像送DA电路显示或者通过千兆网口送给上位机做图像跟踪监控。该电路系统设计最终输出的图像清晰稳定，达到了预期的目的。
参考文献
[1]简献忠等. MCT1024 红外线列扫描成像系统[J].红外技术，2001.
[2] 范宏波等.288×4热像仪扫描速度与系统积分时间的匹配研究[J].红外技术，2007.
作者简介
李转令（1979-），女，现为中国电子科技集团公司第二十七研究所光电部工程师。主要研究方向为红外成像系统研究及嵌入式电路设计。
作者单位
偏置电路设计范文第5篇
关键词：砷化镓 MOS管 加电保护电路
中图分类号：TM56 文献标识码：A 文章编号：1007-9416（2015）05-0000-00
1引言
由于砷化镓微波固态功率放大器具有高频率、低噪声、大功率等一系列优点，因此被广泛应用在军用雷达、卫星通信、遥控等方面，本文根据砷化镓器件的自身特性对器件的加电保护电路进行了讨论。
2砷化镓器件特性
砷化镓器件主要工作原理是当栅极加反向偏压时，栅压（绝对值）越大，耗尽层越宽，则中型沟道越窄，沟道电导变小，在漏源电压一定的情况下，沟道电流变小，即通过栅极电压控制漏极电流的大小。
3MOS管的加电保护电路设计
MOS晶体管，是单极性晶体管，按导电沟道分为PMOS和NMOS，其具有开关速度快、高频性能好、输入阻抗高、驱动功率小等诸多优点，因此常作为砷化镓器件加电保护电路的开关使用。
4 NMOS管加电保护电路设计
如图1所示，NMOS管加电保护电路采用设计输出式串联型稳压开关电路，其包括开关电路、采样电路、基准电压电路、放大电路共四部分组成。
4.1开关电路
开关电路有晶体管、电阻、电容组成，当没有负电压输入时，晶体管处于饱和状态，MOS管的栅极为低电平，处于截止状态；当输入为负电压时，晶体管处于截止状态，MOS管的栅极为高电平，处于饱和或线性放大状态。
4.2采样电路
采样电路是由电阻和二极管组成的分压器将输出电压的一部分作为反馈电压送到放大电路。
4.3基准电压电路
基准电压电路由稳压管二极管和电阻组成，作为比较的基准。
4.4放大电路
放大电路是由晶体管构成的直流放大电路，它的基-射极电压是反馈电压和基准电压之差，用这个电压通过放大管去控制调整MOS管。
5 PMOS管开关设计
PMOS管的砷化镓加电保护电路原理图如图2所示，其主要由开关电路组成，其中输入正压通过PMOS管由源极输入，漏极输出，栅极控制漏源之间的导通，当MOS管栅源电压高于开启电平时，MOS管开启，否则MOS管截止，当负电压正常提供时MOS管栅极到地导通，大于开启电平，MOS管开启，正电压为砷化镓器件漏极提供偏置电压，当负电压开路或短路时，为零，MOS管截止，正电压无法通过。
6加电保护电路的适用范围
6.1 NMOS管加电保护电路适用范围
采用NMOS管的加电保护电路进行负压偏置时，其可以实现砷化镓器件的上电保护，即栅极负电压控制漏极偏压的通断，当栅极没有负压偏置时保证漏极没有正电压，由于其具有放大电路，故其适用于输出正压可稳压调整的偏置电路。
6.2 PMOS管加电保护电路适用范围
采用PMOS管的加电保护电路进行负压偏置时，亦可以实现砷化镓器件的上电保护，但由于其不具备放大电路，其输出不具有稳压功能，故其适用于输出正压不可调整的偏置电路。
7结语
本文介绍了基于MOS管的砷化镓器件加电保护电路的设计方法，并给出了PMOS管、NMOS管的加电保护电路设计实例，当然，用MOS管设计加电保护电路不止上述类型，但文中的原理和方法同样有助于其他方案的理解和分析。
参考文献
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偏置电路设计范文第6篇
1.1概述
红外探测器驱动电路为红外探测器(以下简称“探测器”)工作提供必须的工作电源、偏置电压、时序电路等，同时完成对探测器模拟信号的读取和预处理。
1.2探测器驱动电路设计
1.2.1探测器供电设计探测器所需的三个供电电源分别为VDDA、VDDO和VDDD。空间环境对电源的可靠性、体积、重量等参数都有着苛刻的要求，为了减小电源的输出波动和开关带来的噪声，采用体积小、重量轻、抗干扰性强的LDO(MSK5101)直接给探测器供电。探测器驱动电路工作温度范围为－20～+50℃，此范围内该LDO温漂为1.4mV，满足探测器使用要求，同时该芯片输出电流可达1.5A，
1.2.2探测器偏置电压设计探测器有7个直流偏置电压，分别为GPOL(0.5～2V)、VPD(1.7～4.2V)、3.1V外部偏置(VR、VREF、VSREF)、2.5V外部偏置(VSWSREF、AJTREF)。这些偏置电压对噪声非常敏感，输入电压的波动会给探测器输出信号带来较大影响。为了保证探测器输出信号的稳定，须保证探测器偏置电压的稳定，同时尽量减小噪声。设计时，选用低噪声、低电压调整率的LDO产生一个稳定的电压V1，通过高精度的分压电阻从V1分得所需电压V2。为了增大驱动能力，同时起到隔离作用，将电压V2通过低噪声、高共模抑制比的运算放大器AD843(该运放在10Hz～10MHz带宽内噪声均方根为60μV，可满足探测器对偏置电压噪声均方根的要求)进行缓冲，得到电压V3供探测器使用。
1.2.3探测器输出信号阻抗匹配设计探测器输出模拟信号的典型负载要求为:R≥100kΩ，C≤10pF。在设计时，选取的运放(AD843)输入阻抗可达1010Ω，输入电容为6pF，可满足探测器的负载要求。
1.2.4中心电平平移及差分传输设计探测器输出信号动态范围为1.7～4.2V，中心电平为2.95V，而A/D芯片对输入信号中心电平的要求为0V。为了满足A/D芯片对输入信号的要求，在驱动电路上对探测器输出信号进行中心电平平移。红外信号属于小信号，易受到复杂的空间干扰影响，这种影响对于单端信号影响较大。当采用差分电路设计时，正负两路信号会受到相同的影响，但其差值ΔU=V+－V－变化较小，可减弱这种影响，因此采用差分传输设计。
1.3低噪声设计与改进
为了对设计的电路性能进行评估，使用数据采集软件采集探测器输出的信号并通过MATLAB对其进行分析。探测器驱动电路与系统联调，采集35℃时黑体数据并分析，发现约有15个DN值波动(幅值为7.3mV)。此时系统数字噪声均方根为2.7mV，NETD为65mK。为了降低噪声，在探测器驱动电路的供电入口、信号传输的关键路径等位置加上滤波措施(如大容量钽电容等)。重新采集图像数据并分析，测得此时DN值波动约7个(幅值为3.4mV)，为了降低噪声，在探测器驱动电路的供电入口、信号传输的关键路径等位置加上滤波措施(如大容量钽电容等)。重新采集图像数据并分析，测得此时DN值波动约7个(幅值为3.4mV)
1.4空间环境适应性设计
1.4.1降额设计降额是使元器件使用中的应力低于其额定值，以达到延缓参数退化，提高使用可靠性的目的。探测器驱动电路工作于空间环境中，为了保证其安全性和可靠性，在设计过程中对元器件的参数进行了降额设计。
1.4.2抗单粒子锁定设计探测器驱动电路工作于空间环境中，CMOS器件中的晶体管结构很容易受到空间高能粒子冲击，进而引发单粒子锁定效应(SEL)。发生SEL后，CMOS器件锁定区的电流将会大幅度增加，形成SEL异常大电流，进而影响电路的正常工作。为了防止SEL的发生，在电路设计时采取以下措施:
a)运放芯片(AD8138/AD843)的供电端串联限流电阻;
b)选用具有输出限流功能的MSK系列LDO芯片;
c)选用抗辐照器件;通过降额设计与抗单粒子锁定设计，保证了驱动电路工作的可靠性和空间环境适应性。
1.5性能检测
保持相同的光学、摆镜和数据采集设备，分别使用本文设计的探测器驱动电路和某型探测器驱动电路采集黑体图像数据并分析。在国产探测器均匀性、一致性与进口探测器有一定差距的情况下，通过改进探测器驱动电路，最终在性能指标上赶超了某型探测器驱动电路。证明该方案设计实用、有效。通过与系统联调，该探测器驱动电路工作稳定、可靠，可满足空间要求。
2总结
本文设计的探测器驱动电路，以空间应用为出发点，在满足性能指标的要求下，考虑了电路的空间环境适应性。通过与系统联调，证明该设计稳定、可靠，满足空间使用需求。
偏置电路设计范文第7篇
关键词： 硅PIN光电二极管； 偏置电路； 电子滤波器； 闪烁探测器
中图分类号： TN710?34 文献标识码： A 文章编号： 1004?373X（2014）13?0159?03
Design and application of low?price bias circuit for Si?PIN photodiodes
JIA Mu?lin1， ZENG Guo?qiang2， MA Xiong?nan3
（1. Guangxi Radiation Environment Supervision and Management Station， Naning 530222， China； 2. Chengdu University of Technologe， Chengdu 610059， China；
3. China Institude For Radiation Protection， Taiyuan 030006， China）
Abstract： The Si?PIN photodiodes have been more and more widely used in the areas of weak light signal detection， but the result of detection is more likely affected by bias voltage and other factors. The high?stability bias voltage with low ripple coefficient is essential for accurately achieving the detected weak light singal. A Si?PIN photodiode bias circuit based on TPS61040 DC/DC boost converting chip was design and applied to the weak light signal detection of the NaT （Tl） scintillator. A good result was achieved.
Keywords： Si?PIN photondiode； bias circuit； electronic filter； scintillator detector
硅PIN光电二极管（以下简称SPD）作为一种成熟的半导体光电器件，因其特有的优势在自控、通信、环保、医疗及高能物理研究等领域得到了越来越广泛的应用，但其使用极易受所加偏置电压的影响。因此，在实际应用中对SPD上所加的偏置电压的要求非常苛刻，必须具备很低的纹波系数和良好的稳定性，这也就造成常用的SPD偏置电路成本较高。针对这一情况，本文将介绍一款基于TPS61040电压转换芯片的偏压电路设计，并将其应用于NaI（Tl）+SPD辐射探测器的信号检测。
1 硅PIN光电二极管与偏置电压关系
1.1 SPD及其偏置电压简介
与普通光电二极管相比，SPD是由中间隔着本征层的PN结构成。当在PN两端外加反向偏压时，内建电场几乎集中于I层，使得耗尽层厚度加大，增大了对光子的吸收和转换有效区域，提高了量子效率；同时，PN节双电层间距加宽，降低了器件本身的结电容，如图1所示。使得器件的响应速度提高，有利于在微弱光脉冲信号检测领域的运用；此外，结电容的降低减小了信号电荷在其上的分配，有利于为前置放大电路输入更多的原始信号电荷。
图1 偏置电压与结电容关系
1.2 偏置电压电平选择
但偏置电压不是越高越好，原因是SPD的暗电流随偏压的增加而增加，如图2所示。当偏压超过一定值时，暗电流随偏压呈线性增长趋势，使得整个系统的信噪比迅速降低。在进行微弱光信号检测时，若所加偏压自身噪声较大，将直接影响到有用信号的提取，甚至可能将有用信号完全湮没。综合SPD的特性曲线和实验结果，一般将偏置电压设定在24 V。
图2 偏置电压与暗电流关系
2 偏置电路设计
2.1 升压芯片确定
通常，便携式仪器配用的电源电压为较低，无法满足SPD偏置电压电平24 V的要求，须进行升压处理。目前，主要选用APD（雪崩光电二极管）专用升压芯片（如：MAX5026，MAX1932等）构成SPD的偏置电路，但成本相对较高，且这类芯片升压幅度远超过SPD的需要，造成了一定的浪费。因此，设计一款低成本的SPD专用偏置电路是非常有必要的。
本文选用的TPS61040升压芯片是一款由德州仪器公司生产的电感式DC/DC升压转换器，其主要特点是价格低、功耗低、转换效率高。该芯片采用脉冲频率调制（FPM）模式，开关频率高达1 MHz；输入电压范围为1.8～6 V，可选用的供电电源较为丰富，适用性强；最高输出电压可达28 V，可满足绝大部分SPD的偏压电平要求。
2.2 TPS61040工作原理
TPS61040的内部功能结构如图3所示，其脉冲频率调制模式（PFM）工作原理如下：转换器通过FB脚检测输出电压，当反馈电压降到参考电压1.233 V以下时，启动内部开关，使电感电流增大，并开始储能；当流过外部电感的电流达到内部设定的电流峰值400 mA或者开关启动时间超过6 μs时，内部开关自动关闭，电感所储能量开始释放；反馈电压低于1.233 V或内部开关关闭时间超过400 ns，开关再次启动，电流增大。通过PFM峰值电流控制的调配，转换器工作在不间断导通模式，开关频率取决于输出电流大小。这种方式使得转换器具有85%的转换效率。芯片内部集成的MOSFET开关，可使输出端SW与输入端隔离。在关断过程中输入电压与输出电压间无联接，可将关断电流减小到0.1 μA量级，从而大大降低了功率。
图3 TPS61040的功能模块
2.3 升压电路设计
本文设计（图4所示）采用5 V电池作为电源，输出电压+24.5 V。根据TPS61040的数据手册可知反馈电平决定了输出电压的值，反馈电平又与分压电阻直接相关，输出电压[Vout]可按如下公式计算：
[Vout=1.233*（1+RTRB）]
式中：[RT]和[RB]分别为上下分压电阻，在电池供电的情况下，二者的最大阻值分别为2.2 MΩ与200 kΩ。在选择反馈电阻时，应综合考虑阻值与反馈电平的关系，较小的阻值有利于减小反馈电平的噪声，本文中[RT]和[RB]分别选用阻值1 MΩ与51 kΩ的电阻，根据上式可得输出的电压电平为24.5 V。为减小输出电压的纹波，可在[RT]上并联一补偿电容。三极管[Q1]用于隔离负载与输入电源。
图4 升压转换器原理图
2.4 滤波电路设计
根据PFM模式的工作原理可知，流过储能电感的电流呈现周期性的变化，从而将其内贮存的磁能转化为电能输出，造成了偏置电路的输出电平也呈周期性变化，波形近似为三角波，如图5所示。这使得升压转换器输出的电压不能直接用于的SPD偏置。
要得到理想的偏置电压，必须对其进行处理。本文采用电子滤波器来完成偏压的滤波，电路原理如图6所示。根据电子滤波器有放大电容的作用，可以用容量和体积均较小的电容来实现超大电容的功能，基本设计如图6所示。通过滤波处理后，成功将偏置电压的纹波控制在2 mV以内（见图7），且整个偏压电路体积较小，而且成本较低。
图5 升压转换器输出电压波形
图6 偏压滤波原理图
图7 滤波后的偏压
3 应用实例
本文选用的SPD为滨淞公司S3590?08型大面积硅PIN光电二极管，可用于闪烁探测器中光电转换功能，选用的闪烁体为一块体积Φ30 mm×25 mm的圆柱形NaI（Tl）晶体，通过一块聚光光锥将NaI（Tl）晶体发出微弱光线汇集到S3590?08的受光面进行探测，并采用本文设计的升压电路为S3590?08提供偏压；选用的放射源核素为Cs?137。SPD输出信号经过前置放大器（原理如图8所示）处理后，输出信号的波形如图9所示，可见本文设计的偏置电路基本达到辐射信号检测的需要。
图8 前放原理图
图9 加有偏压核脉冲信号波形
4 结 论
本实验表明，基于TPS61040升压转换器的升压电路是可以用作对偏压要求较高的SPD的偏置电源，与采用APD专用偏压芯片构成的同类电路相比，成本更低，且电路结构简单、功耗较低、体积较小，具有一定的实际运用价值。
参考文献
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偏置电路设计范文第8篇
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关键词：医用诊断设备；光电检测；前置放大电路；AD8034
DOI： 10.3969/j.issn.1005-5517.2014.2.006
引言
在用于临床检验科室的医用体外诊断设备中，大量应用光学信号的变化来分析血液、尿液和脑脊液等体液成分，因此光电检测电路设计被广泛应用于该类设备。医用光电检测电路根据光学信号变化情况可以分为两大类，第一类是用于检测近似静止或者光学信号的缓慢变化，如应用比色法进行检测的生化分析仪和血凝仪等的低频光电检测电路，第二类是用于检测光学信号的快速变化，如用于血液细胞分析仪和流式细胞仪的高频光电检测电路。
本文介绍一种用于上文中第二类光学信号检测的高频光电检测模拟电路设计，该前置放大电路作为一个独立PCB板设计，封装为用于光电转换的前置放大器，整个系统的电气性能主要由该模块决定。本设计的检测对象是波长为535nm附近的绿光信号，该信号是由快速经过光照区的细胞所引发的散射光信号，根据细胞经过光照区的速度，散射光信号变化频率在1MHz～1.8MHz之间。
1 系统方案
由于散射光信号的光功率很低，为了减少信号转换中引入的干扰，同时适合医用设备的光学应用场景，本设计采用了传感器偏置模块、带宽补偿模块、I/V转换模块和信号调理输出模块的系统设计方案，如图 1所示实现完整的光学检测前置放大电路设计。
前置放大电路包含光电转换传感器、带宽补偿电路、I/V转换电路和信号调理电路，将光信号转换为电压脉冲信号输出给后续仪器处理电路，该光电检测电路封装为用于光电转换的前置放大器，本文重点介绍该电路的设计实现。
2 传感器偏置设计
前置放大模块的电路性能是本设计的关键，需精心进行设计和调试。根据系统光信号特点，选用日本滨松公司的S1223型光电二极管作为光电转换传感器。S1223的有效接收面积为2.4mm×3.6mm，工作在10V以上偏置电压的条件下，可以提供25MHz的信号频率响应，在400～1000nm波长范围内具有良好的光电转换性能，能够满足光信号转换的要求。
如图3光电二极管S1223使用VB=-12V偏置，为了防止电流过大损坏光电二极管，反偏电路中加入了20kΩ的限流电阻，此时的反偏电压不小于10V，由图 2可知S1223中存在约50pA暗电流，通过I/V转换之后产生的电压在uV级水平，对电路性能没有影响。
3 带宽补偿设计
由于引入限流电阻将导致电路在高频信号下，光电流大部分以电荷形式储存在光电二极管的结电容中，流出的电流很小，简单说就是造成信号带宽下降，具体如下式所示：
其中C1=0.1μF。当C1>>Cs时（一般10倍以上），就可以保证光电流基本无损的经过后续I/V转换电路，实现带宽补偿。
4 I/V转换设计
光电二极管输出的电流信号难以被电路直接放大，一般都是先经过I/ V转换电路转变为电压信号。本设计I/V转换电路采用成熟的跨阻放大器来实现，基本电路模型如图 5所示。
通常I/V转换电路使用FET型输入的运算放大器实现，应选择偏置电流小，输入电容低和失调电压温漂系数低的高开环增益运放，此外需着重关注电流噪声、电压噪声、输入电容、增益带宽积等参数。在本设计中，I/V转换部分信号带宽最小取3MHz，运放的增益带宽积选择由反馈电阻Rf、总输入电容Ci和信号带宽共同决定。总输入电容Ci为二极管电容与运放输入电容之和。
通常运放的输入电容为几个pF，S1223在反向偏置时的结电容为20pF，估算走线电容为2pF，运放的输入电容取8pF，因此取Ci=30pF计算。图5中的电路在45°相位裕度的时候有下面的公式关系，其中f2表示带宽高限频率，此处即3MHz，ft表示运放的最小单位增益带宽。
根据系统光信号在光电二极管S1223上的电流范围、板卡输出电压信号峰峰值确定I/V变换电路的反馈电阻取R2 =6.2kΩ，根据上面公式得I/V变换的运放增益带宽积必须大于10.5MHz。综合上述考虑，本设计采用ADI公司的AD8034实现，其增益带宽积为80MHz。
另外在I/V变换电路中，为了使电路稳定，需要在反馈电阻上并联一个电容，以减少电路的不稳定性，即图5中的Cf。根据下面信号带宽计算公式
2.56MHz，通带增益为1。根据放大倍数、带宽和增益带宽积间的简单关系，同样选择ADI公司的AD8034。同时，为了去除低频信号的干扰，电路中引入一级由RC电路组成的高通电路，截止频率根据R2、C2值可简单计算得到高通截止频率为16Hz。
6 信号带宽分析
分析各级电路模块的信号带宽，可以计算得到整个电路的信号带宽：
1）光电二极管S1223的带宽：25MHz；
2） I/V转换级的带宽：为1阶低通模型，可知低通截止频率为5.1MHz；
3）1阶高通模型的带宽：为1阶高通模型，可知高通截止频率为16Hz；
4）固定增益环节的带宽：为1阶低通模型，可知低通截止频率为3.18MHz；
5）2阶巴特沃兹低通滤波器的带宽：低通截止频率为2.56MHz。
综上，根据多级放大电路频响的上限截止频率计算公式
计算可得，整个光电检测前置放大电路的信号通带范围为（16 Hz～2.07M Hz），带宽约为fH=2.07M Hz，满足光学信号的设计需求。
7 噪声分析
根据多级放大电路的原理，本文介绍的光电检测前置放大电路的噪声主要决定于I/V转换电路引入的噪声。对用于高速光电信号转换的I/V转换电路，该级噪声主要为运放的电压噪声和Rf的电阻热噪声。由于整个电路的的信号带宽为fH=2.07MHz，取等效噪声带宽变换因子为1.57，同时后级放大级增益为G=10，则结合图5所示的I/V转换等效电路模型，整个电路的噪声计算如下：
结语
本文介绍的医用光电检测前置放大电路设计，在研制过程中经历多次试验，结果表明满足开发的临床诊断设备应用需求，且具有电路形式简单、噪声性能良好、稳定性高等优点，可以在同类医用诊断设备的设计应用中加以推广，具有良好的应用前景。
参考文献：
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[4]高光天，等.传感器与信号调理器件应用技术[M].科学出版社.2002
偏置电路设计范文第9篇
关键词 ：低噪声放大器 射频 ADS 仿真优化
引言
低噪声放大器是射频接收前端的主要部分。它位于接收机的最前端，这就要求它的噪声系数越小越好，为了抑制后面各级噪声对系统的影响，要求它有一定的增益。由于噪声指标和增益指标此消彼长，设计时需要根据具体用途来选择合适的指标。本文用安捷伦科技有限公司的ADS仿真软件给出一种设计方法，可以使噪声和增益指标最佳化。
1.设计指标
2. 管芯及材料的选择
本文设计的低噪声放大器工作在：2.4GHz-2.48GHz频段，由于频段较高，本设计中介质基板选择高端PCB厂商Arlon公司的DiClad527介质板材，介电常数为2.55，厚度为1.016mm，铜皮厚度0.1mm，损耗因子0.0022。根据本设计中低噪声放大器的预期指标，在满足一定增益的同时还要有较低的噪声系数，管芯选择安捷伦公司的型号为ATF-34143的增强模式PHEMT（Pseudomorphic High Electron Mobility Transistor）其性能参数和封装形式如图1 ：
3. 电路稳定性设计
电路设计前要确保电路的绝对稳定，这里的稳定不单指在工作频段能稳定，更重要的是在全频段内稳定。在ADS中：K=stab_fact（S）， stab_fact（S）函数返回Rollett稳定因子。K>1 时电路绝对稳定。用ADS在1GHz-10GHz扫描，图5.6为ATF-34143在1GHz-10GHz内的稳定性图，由图可以看出1GHz-5GHz，管芯的K<1，电路不稳定，容易自激。需额外加入稳定电路。稳定电路如图5.7。对该电路的电阻，电容和电感进行调谐，使电路在整个频带内绝对稳定（K>1）。图5.8给出稳定电路的仿真结果。可以看到稳定电路在0GHz-18GHz内绝对稳定。
4. 偏置网络设计
偏置网络的设计是影响低噪声放大器性能的一个重要因素，很多电路最后设计的性能不良往往归结于直流偏置网络设计的不当。参考ATF-34143的相关资料，选定直流工作状态： ，在该工作状态下，管子的噪声最小，而增益较高。首先选用ph模型设置偏置电路，采用自偏压电路，设计电路图：图中优化电阻R1、R2、R3设定2个优化目标，名称分别为：VC和IC.IDS.i。
5 .输入输出端口的匹配网络设计
用，时的S参数模型替换直流仿真时的ph模型。对于LNA，如果输入口有一定的失配，反而可以调整器件内部各种噪声之间的相位关系，从而降低噪声系数。为了获得最小的噪声系数，有个最佳值，此时LNA达到最小噪声系数，即达到最佳噪声匹配状态。其中是最佳信源反射系数，当匹配状态偏离最佳时，LNA的噪声系数将增大。可以从器件的Datasheet文件中获得。为最小噪声的最优匹配系数。这个系数可以进行输入匹配电路的设计，该系数可以利用软件仿真获得。经仿真得 = 0.564/-87.2。输入反射系数S[1，1]设置为的共轭，用来进行50Ω匹配。调谐得到C1=8.2pF，L=27nH。根据噪声最小原则设计输入匹配电路。
6. 低噪声放大器的整体优化
以上完成了管芯选择、稳定性设计、输入输出端的电路匹配，此时需要进一步优化，设定优化目标，得最终电路原理图。低噪声放大器在0GHz-4GHz频带内绝对稳定。和均小于-15 dB，增益>14dB，噪声系数NF<0.7dB。增益平坦度≤±1dB，完全满足设计指标的要求。
参考文献
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偏置电路设计范文第10篇
关键词：北斗导航; 接收机; 射频前端; 低噪声放大器
中图分类号：
TN928-34
文献标识码：A
文章编号：1004-373X(2012)05
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Design and simulation of BeiDou navigation receiver LNA
YU Zhi-xi, SU Kai-xiong, CHEN Jun, YANG Hua-wei
(Institute of Physics and Information Engineering, Fuzhou University, Fuzhou 350002， China)
Abstract：
In order to achieve the development of BeiDou navigation satellite receiver front-end，according to the system's requirements including the gain, noise figure, sensitivity and other key indicators, a LNA design based on ATF54143 is introduced. The design used two-stage structure and source transmission line negative feedback technology, input the best noise match and output conjugate matched design, performed simulation with ADS software to get 32 dB gain, 0.45 dB noise figure and1.5 input VSWR.
Keywords： BeiDou navigation; receiver; RF front-end; LNA
收稿日期：2011-10-24
基金项目：2010年福建省重大专项(2010HZ0004-1)；福州市市校科技合作项目(2011-G-105);福州大学科技发展基金(2011-XY-23)
0 引 言
北斗导航系统是我国独立研制开发的卫星导航定位通信系统，可以对我国领土、领海及周边地区的用户进行定位及定时授时，并且可以实现各用户之间、用户与中心控制站之间的简短报文通信［1］。
作为卫星定位导航接收机系统关键部分的射频模块，主要包含接收与发射两大部分。接收部分的主要功能是接收来自多颗卫星的微弱的S波段微波信号，并将其进行低噪声放大、滤波和下变频后形成中频信号，送给后端处理模块；发射部分则将本机的短信息经过调制、上变频和放大后形成大功率的L波段射频信号，再通过天线发送给卫星［2］。因此，射频模块的高性能、高可靠性是保证整机正常工作的前提。
本文根据系统指标要求，提出一种基于ATF54143的LNA设计方案，并用ADS软件进行了仿真。
1 接收机低噪声放大器指标要求
射频前端是所有无线电接收机中最关键的组成部分，射频前端的设计一直是无线电接收机中最关键的环节。“北斗”信号到达地面的最低功率为-127.6 dBm，正常时为-116.8 dBm，载波频率为2 491.75 MHz，带宽为8.16 MHz。设计的接收机要保证系统在大部分时间内都能对卫星信号进行有效地捕获，这样设定接收机的灵敏度为［3］-118 dBm。现在北斗接收机射频芯片的最低输入信号功率一般为［4］-100 dBm，所以LNA增益需要大于18 dB，考虑一定的余量，增益设计为［5］30 dB。为了实现正常的OQPSK解调，射频接收部分输出给基带部分的信噪比为-17 dB，根据北斗接收机的灵敏度要求，可以得到北斗接收机的最大噪声系数为［3］3.8 dB。前端低噪声放大器的指标要求如表1所示。
2 基于ATF54143的低噪声放大器设计
2.1 偏置电路设计
偏置电路是放大器不可缺少的电路单元，偏置的作用是在特定的工作条件下为有源器件提供适当的静态工作点，并抑制晶体管参数的离散性以及温度变化的影响，从而保持恒定的工作特性。如果偏置电路设计不当，会影响电路的噪声系数及功率增益等参数。从ATF-54143手册可以看出，该放大管在源漏极电流20 mA静态工作点下，在2.4 GHz频点上的最大功率增益是16.5 dB，可以得到最小的噪声系数为0.4 dB。由于ATF54143的封装上有两个栅极，因此偏置电流ID设计为40 mA，通过计算可以得到偏置电阻R1=337 Ω，R2=38 Ω。
2.2 稳定性分析
放大器电路必须满足的首要条件之一是其在工作频带内的稳定性，当一个射频放大器工作在不稳定区域时，该电路就无法完成正常的放大作用，反而会出现振荡信号。稳定性意味着反射系数的模小于1［6］，即：
一般晶体管的S11和S22参数的模小于1，S12不为0，不能把晶体管视为单向性元件，输入反射系数不仅和S11有关系，同时和负载反射系数ΓL有关，不合适的负载，有可能使Γin>1，导致输入端不稳定；同理，不合适的源反射系数ΓS，有可能使Γout>1，导致输出端不稳定。
在进行低噪声放大器稳定性分析时，需要在放大器的直流和交流通路之间添加射频扼流电路，它实质是一个无源低通电路，使直流偏置信号能传输到晶体管引脚，而晶体管的射频信号不能进入直流通路，这里先用村田电感模型进行仿真，再加上旁路电容。同时，直流偏置信号不能传到两端的Term端口，需要加隔直电容。
通过仿真，得出在2.49 GHz工作频率下的稳定性系数为0.968。由晶体管放大器理论可知，该放大器电路不稳定，为了使系统稳定，最常用的方法就是添加负反馈。本次设计中，采用在源极添加一小段短路传输线作为负反馈，加上偏置电路和反馈后的电路如图1所示，仿真结果如图2所示。由图可以看出，在整个频带下都是稳定的。
2.3 噪声分析
对许多射频放大器来说，在低噪声前提下对信号进行放大是系统的基本要求，可惜放大器的低噪声要求与其他参数，如稳定性、增益等相冲突［7］。图3是等噪声系数圆和等增益系数圆的仿真结果。m2是最大增益时的输入阻抗;m3和m4是最小噪声时的输入阻抗。从仿真结果中可以看出,最小噪声特性和最大增益是不能同时实现的，为了得到较小的噪声系数，必然会减小LNA的增益，所以，噪声和增益必须择中选取。一般LNA的设计原则是把源阻抗匹配到最佳噪声源阻抗，牺牲一定的增益，此时的噪声系数为0.427 dB，增益为15.78 dB。
2.4 最佳噪声匹配电路设计
从等噪声系数圆的仿真结果可以看出，源阻抗需匹配到最佳噪声源阻抗(23.65-j*21.1) Ω，在设计输入匹配电路时，需把最佳源阻抗的共轭(23.65+j*21.0) Ω变换为输入阻抗50 Ω。设计输出匹配电路时，先通过仿真工具得到晶体管的输出阻抗为(56.739-j*30.562) Ω，把50 Ω变换为该阻抗的共轭(56.739+j*30.562) Ω，输入、输出匹配电路设计如图4所示。
仿真结果如图5所示，可以看出已经是最低噪声匹配，此时的增益为15.740 dB。
2.5 两级放大器设计
为了达到30 dB的增益，需要采用两级结构，第一级放大器的噪声系数对系统的影响最大，因此第一级应用最小噪声系数匹配的原则来完成电路设计，第二级用共轭匹配设计，以达到增益最大化的要求。设计电路如图6所示，两级之间的连接应该采用共扼匹配设计，以防止回波损耗变大而使系统的性能变差。
同时为了使电源输入端更好的射频接地，需要在电源端并联三个电容，分别为1 μF，10 nF和10 pF，它们具有不同的自谐振频率，这样能使整个频带都具有较好的接地效果。由于较高的增益会使得输入驻波比变差，所以通过ADS自带的调谐功能，调整输出匹配电路，使得在增益和驻波比两个方面都达到一个比较理想的结果。
3 仿真结果分析
两级整体电路的S参数、噪声系数和稳定性系数的仿真结果分别如图7~图9所示。从仿真结果可以看出，噪声系数为0.451 dB，增益为31.824 dB，已达到设计要求，通带平坦度小于1.0 dB，输入端口回波损耗为14.023 dB，输入驻波比小于1.5，满足北斗导航接收机LNA设计要求。