大功率范文

大功率篇1

额定功率是指电源可以长时间稳定输出的功率。最大功率也叫峰值功率，是指电源在极短时间内能够输出的最大功率值。由于最大功率只能维持很短的时间，所以没多少意义。 主机需要多少功率，电源就会提供多少，当然不能超过上限。比如电源额定功率为400瓦，峰值功率为500瓦，假定某一时刻主机需要450瓦的功率，此时电源就会输出450瓦功率给主机，而不是提高到500瓦。如果主机需要600瓦的功率，由于电源最大功率只有500瓦，这就导致供电不足，很有可能会出现自动关机等问题。

（来源：文章屋网 http://www.wzu.com）

大功率篇2

由于小功率信号计量校准技术非常成熟，测量方法和测量设备都非常完善，测量不确定度也很小。相比小功率信号，大功率信号热效应显著、非线性特性显著，模型很难建立。大功率部件稳定性差，离散性大，直接校准非常困难，因此如何把大功率信号不失真地转化为标准的小功率信号，利用已建立的小功率计量标准开展精确量传就成为关键问题。首先，我们需要研究和分析定向耦合器链路的温度特性、电性能特性。3．1定向耦合器功率－温度特性实验我们利用功率计、定向耦合器、大功率负载、功率放大器、非接触温度测量仪等构建了一套简单的功率－温度特性实验系统。给系统加不同的功率，在此功率下稳定一段时间，监测定向耦合器输入端、耦合端、输出端和负载输入端附件的温度。实验数据见表2。从实验分析可以得出以下结论。1)整个链路施加功率时，定向耦合器整体发热量很小，温升变化(21℃～26℃)，温度变化很小;2)系统选用的27000(同轴)500W定向耦合器，在常温下，链路承受功率小于50W时，链路上各监测点的温度都变化不大，在5min内都达到了温度平衡状态;3)链路功率大于50W时，链路上定向耦合器各监测点的温度变化不大，但负载检测点温度变化较大，需要15min才能达到热平衡;4)链路上热量主要集中在负载部位，负载的材料的热导率很高，导热效果很好，但对邻近的定向耦合器输出端口温度影响很小，因此定向耦合器的小功率和大功率状态下的温度比较稳定。3．2定向耦合器电性能－温度特性实验根据定向耦合器功率－温度特性实验中，系统加不同功率功率后稳定的温度，我们利用矢量网络分析仪、定向耦合器、大功率负载、温箱等构建了一套简单的电特性－温度特性实验系统，进行环境模拟实验，实验的温度箱设置温度按照上面的大功率实验获取的链路温度来设定，实验温度变化间隔一般小于5℃，以获取大功率计量校准链路温度变化对电参数特性的影响，测量耦合度和驻波比等性能来评估系统。校准矢量网络分析仪，把待测定向耦合器连接大功率负载放入温箱，温箱外的矢量网络分析仪通过长电缆连接到被测件的输入端和耦合端。根据功率－温度特性实验中定向耦合器温度变化，设置温箱温度22℃和26℃，在此温度下稳定15min，监测定向耦合器耦合端驻波、输入端驻波和耦合度的变化。实验数据如图3至图5所示。下面进行大功率负载温度实验，把待测大功率负载放入温箱，温箱外的矢量网络分析仪通过长电缆连接到被测件的输入端。根据功率－温度特性实验中大功率负载的温度变化，设置温箱温度22℃～60℃，监大功率负载输入端驻波的变化。实验数据图6所示。定向耦合器电性能－温度特性实验可知，大功率校准系统具有链路发热量小，热分布均匀，后级大功率负载产生的热量对定向耦合器耦合度基本不产生影响，电性能都最接近常温下的小功率状态。因此常温小功率状态下的校准数据在大功率状态下仍然准确、有效。

2控制软件工作原理

测量控制使用软件负反馈方法对功率放大器输出功率进行定标，具体实现方法为设置信号源CW模式、频率和输出幅度。根据具体标定功率设置合适的系统耦合度(包括定向耦合器耦合度+程控衰减器B的衰减量+钢电缆插损，统一整体标定)，设置程控衰减器A控制功率放大器输入功率。程控衰减器的设置原则是使标准功率计F1109和M1110测量功率在最佳测量范围，即(0～+10)dBm。打开信号源输出，软件系统测量到输出功率，并与标定功率取差，将该差值作为信号源的幅度变化量，进入循环，跳出循环的条件是该差值绝对值小于等于0．02dB。在给信号源幅度重新赋值之前，判断将要赋的值，若过大，启动保护程序，跳出循环，若合适，则继续，直到跳出循环完成设置。此时读出输入功率和输出功率，通过类似步骤，即可完成功率放大器额定功率、增益、1dB压缩点输出功率和最大功率等下面的校准，大功率计量校准软件框图如图7所示。

3测量不确定度评定实例

1)由系统耦合度(定向耦合器耦合度+电缆插损+程控衰减器)引入的相对标准不确定度分量u1;2)大功率下，由定向耦合器温度变化对系统耦合度影响引入的相对标准不确定度分量u2;3)由标准功率计M1110引入的相对标准不确定度分量u3;4)系统耦合器输入和耦合端面失配引入的相对标准不确定度分量u4;不确定度分析数学模型标准不确定度评定系统耦合度(定向耦合器耦合度+电缆插损+程控衰减器)引入的相对标准不确定度分量u1系统耦合度使用校准接收机N5531S进行校准，测量时使用校准值，查相关报告资料，该校准值对应的测量不确定度U=0．10dB(k=2)。大功率下，由定向耦合器温度变化对系统耦合度影响引入的相对标准不确定度分量u2大功率条件下，定向耦合器温度会有小幅变化，根据系统提供降温措施的实验数据，功率加到200W后，温度将从22℃升到26℃。通过温度实验得出，4℃变化对耦合度的影响＜0．05dB。取耦合度变化为a=0．05dB。由此引入的不确定度分量按B类方法评定，认为该项服从均匀分布，取包含因子k槡=3，则该相对标准不确定度分量u2为u2=a/k槡=0．05dB/3=0．029dB(3)转换成线性表示u2=0．67%由标准功率计M1110引入的相对标准不确定度分量u3查标准功率计M1110不确定度评定报告，10MHz该项不确定度为U=1．1%(k=2)，18GHz该项不确定度为U=2．1%(k=2)。由此引入的不确定度分量按B类方法评定，则该相对标准不确定度分量u3为10MHz:u3=U/k=1．1%/2=0．55%(4)18GHz:u3=U/k=2．1%/2=1．05%(5)系统耦合器输入和耦合端面失配引入的相对标准不确定度分量u4查微波功率放大器和定向耦合器资料和证书，结合经验值，功放输出热驻波与考虑温度影响后定向耦合器输入口驻波，耦合系统端口驻波和标准功率计驻波见表3和表4。按2ΓGeΓu计算得失配误差限后合成。由此引入的不确定度分量按B类方法评定，其引入的标准不确定度按反正弦分布估计，取包含因子k=槡2，则该合成后的相对标准不确定度分量u4为本文提出采用基于级联耦合技术的测量方法，搭建了校准系统。该方法具有准确可靠、可溯源、实时、控制简单、扩展性强等优点，同时测试时又不影响链路的工作。经过实验验证，定向耦合器对大功率信号吸收较少，发热较少，保证了系统状态的稳定性和标定数据的一致性，独创性地提出了基于软件负反馈的功率定标技术，使整个校准过程准确高效。另外，针对该系统对额定功率校准项目完整地进行了不确定度评定，结果证明，该系统比现有的大功率测量技术和方法有优势，提高了大功率测量准确度，减小了系统测量不确定度。目前，本文所提出的基于级联耦合技术的测量系统已经用于星载功率放大器的校准和大功率信号的测量标定，效果很好。

大功率篇3

（贵州省广播电影电视技术管理中心，贵州 贵阳 550002）

【摘要】LDMOS射频功率晶体管具有超耐用、高功率、高效率和高增益等优良的性能。它以空前的功率水平实现高增益，这大大减少了所需的部件数量，与传统设计相比，部件数量大大地减少，部件数量的大幅减少，使主板空间要求和制造复杂性随之降低。这样的效率水平能够大大减少放大器设计的复杂性、增益进阶、部件数量和电路板数量，最终使放大器成本全面降低。

关键词 LDMOS射频功率晶体管；高功率；高增益；高效率；耐用性

0　概述

随着功率半导体器件和电子科技的飞速发展，LDMOS（大功率硅横向扩散金属氧化物半导体）射频功率晶体管在制造技术上得到了质的突破。LDMOS射频功率晶体管作为功率MOS器件的一种横向高压器件非常适用于功率集成电路，它一方面具有很高的击穿电压和良好的导通特性，另一方面其栅、源和漏电极都在表面引出，从而非常容易和标准CMOS工艺相兼容，生产成本低。因此，近年来LDMOS射频功率晶体管得到广泛的关注和研究。

1　射频功率晶体管发展状况

自1952年第一个功率半导体器件问世以来，到了20世纪60年代，功率MOS器件开始被人们研究和制造，由于这种结构的MOS管不可能做成高压大电流的功率器件，为了解决这一矛盾，自70年代末起，一些学者就积极地开展了硅材料高温器件和集成电路的研究；1984年后，一些学者开始对高温MOS晶体管和CMOS集成电路进行了系统研究；到了80年代末，一些学者对高温大功率晶体管进行了深入的研究，LDMOS射频功率晶体管也从此进入了高温功率器件的历史舞台。LDMOS射频功率晶体管以其大功率、高线性度和高效率等优点得到广泛的应用。

2　LDMOS射频功率晶体管的性能

LDMOS射频功率晶体管具有以下众多的优点：1）源漏栅三个电极都可以从表面引出，易于跟标准的MOS工艺兼容。2）LDMOS是多子器件，无存储效应，工作频率高，开关速度快，开关损耗小。3）LDMOS是压控器件，输入阻抗高，电流增益大，驱动功率小，驱动电路简单。4）LDMOS是短沟器件，跨导线性度高，放大失真小。5）LDMOS是负电流温度系数器件，不易发生二次击穿，安全工作区宽，热稳定性好。

LDMOS射频功率晶体管是横向高压功率MOS的一种，具有横向的沟道结构，器件的漏极、源极和栅极都在芯片表面，易于通过内部连接与低压信号电路集成，所以在高压集成电路和功率集成电路中作为高压功率器件是特别适合的。在高压功率集成电路中常采用高压LDMOS射频功率晶体管满足耐高压、实现功率控制等方面的要求，常用于射频功率电路。它与晶体管相比，在关键的器件特性方面，如增益、线性度、开关性能、散热性能以及减少级数等方面优势很明显。

LDMOS射频功率晶体管它较能承受输入信号的过激励和适合发射射频信号，因为它有高级的瞬时峰值功率，它的增益曲线较平滑并且允许多载波射频信号放大且失真较小。它有一个低且无变化的互调电平到饱和区，不像双极型晶体管那样互调电平高且随着功率电平的增加而变化。这种主要特性允许它执行高于双极型晶体管二倍的功率，且线性较好。它具有较好的温度特性温度系数是负数，因此可以防止热耗散的影响，这种温度稳定性允许幅值变化只有0.1dB，而在有相同的输入电平的情况下，双极型晶体管幅值变化从0.5～0.6dB,且通常需要温度补偿电路。

采用具有更高功率的新型LDMOS晶体管，单只晶体管的功率越大意味着单个功率放大器所用的晶体管数量越少，设备的成本也就越低，这表明对于相同的输出功率需要更少的器件，从而增大功率放大的可靠性。最新的LDMOS晶体管能够覆盖整个UHF波段,也就是说，一个功率放大模块在不需要调整的情况下可在UHF波段的任一频率下运行。值得注意的是，并不是所有称为“宽带”的功率放大器都能工作在整个UHF波段，有些需要两种甚至三种类型的放大器覆盖整个波段，需要牺牲增益以满足带宽。较高的增益意味着少量的晶体管和较低的成本，但是在降低一带宽的情况下，这意味着需要两种或二种类犁的功率放大器覆盖整个电视波段。LDMOS管有一个低且无变化的互调电平饱和区，不像双极型晶体管那样互调电平高且随着功率电平的增加而变化,这种特性允许LDMOS晶体管承受高于双极型晶体管二倍的功率，且线性较好。

功率器件一般需要处理较大的电流，发热比较厉害，这些热量需要通过封装散发出去。因此，在封装设计中应保证有尽可能低的热阻，以使器件能耗散较大的功率。为了保证器件的散热条件良好，能经受热冲击，使得芯片能尽量在较高结温下工作而不致发生失效，因为功率器件的功耗大，温度高，则当其处于断续工作状态时，器件内部的温度将发生剧烈的、周期性的变化，这就是功率器件的热疲劳现象。热疲劳现象往往是导致功率器件失效的主要机理，现已成为标志功率晶体管可靠性水平的重要参数。

各种半导体器件无论在静态还是动态工作中，均有能量损耗，这种损耗一般以热的形式产生于PN结处（结型器件）、沟道内（场效应器件）或者接触势垒区（肖特基器件）以及集成电路中的扩散电阻或薄膜电阻上，器件有源区的热量必然引起其相对于芯片其他部位和周围介质间的温度差。

LDMOS射频功率晶体管的导通电阻近似呈现一个正温度系数，随着温度的升高，它的导通电阻不断上升，器件的性能也越来越不理想。随着温度的进一步升高，当到达本征温度后，由于本征激发的因素占据主导地位，导通电阻反而会随着温度升高而下降。这种温度稳定性只允许幅值有0.1dB的变化，而在输入电平相同的情况下,双极型晶体管的幅值变化为0.5～0.6dB，且通常需要温度补偿电路。

通过分析，得到了以下的结论：1）体硅LDMOS射频功率晶体管的阈值电压随着温度的升高不断降低。2）随着温度的增加，关态漏电流呈指数增加。高温时的关态漏电流可以和开态的工作电流相比拟，这么大的关态漏电流成为限制LDMOS射频功率晶体管工作在高温下的最主要因素。3）LDMOS射频功率晶体管的导通电阻随着温度的增加不断上升。4）LDMOS射频功率晶体管的击穿电压随着温度的升高略有上升。5）LDMOS射频功率晶体管饱和电流的温度系数可正可负，在栅压为5V情况时，饱和电流是随着温度的增加而下降的。LDMOS射频功率晶体管由于其优异的驱动电流，较高的工作电压，简单的制作工艺和低廉的成本，被广泛的应用于高压或高低压兼容的功率集成电路中。

3　LDMOS射频功率晶体管的应用

目前制造的LDMOS大功率射频晶体管比以往任何时候都更坚实耐用。它的高耐用性主要体现在可以承受严重的失配，即使在满输出电平时也是如此。现在多家制造商提供了大功率硅横向扩散金属氧化物半导体（LDMOS）晶体管，这种产品能够承受相当于65.0:1的电压驻波比（VSWR）的负载失配。VSWR是作为品质因数用来表示负载失配的程度，例如，当负载失配程度较大时，射频功率晶体管的部份输出功率将被反射回器件，并且必须以热量形式消散掉。

对于目前市场上的几款器件来说，20.0:1 VSWR额定值甚至可能有些保守了。例如，恩智浦半导体公司（NXP）(原荷兰皇家飞利浦公司)和飞思卡尔半导体公司（Freescale）(原摩托罗拉半导体部）都有几款硅LDMOS大功率晶体管器件可以承受VSWR为65.0:1甚至更高的负载失配条件下正常工作。

恩智浦半导体的 BLF578XR是该公司的流行型号BLF578晶体管的耐用版本，适用于广播和ISM频段应用，并可以匹配从高频至500MHz的应用。在100μs脉宽和20%脉冲占空比时，工作在225MHz的BLF578XR可以提供1400W的峰值脉冲输出功率。该器件在这些条件下还能达到24dB的功率增益和71%的典型漏极效率，并具有集成的静电放电（ESD）保护功能，另外，BLF578XR在108MHz、连续波状态下可提供1200W的额定输出功率。

飞思卡尔半导体也拥有“耐用型”LDMOS射频功率晶体管，该公司在认证其具有相同脉冲和连续波输出功率额定值器件时的做法非常独特，所有器件都要通过负载失配程度相当于 65.0:1 的VSWR或更高条件下的测试，通过测试的器件不能有损坏或性能下降。MRFE6VP61K25HR6就是一款增强型LDMOS射频功率晶体管，可在频率高达600MHz范围内提供1250W的额定脉冲和连续波输出功率，并且能够在负载失配相当于65.0:1的VSWR条件下正常工作。

这些晶体管经过了以下耐用性认证：在频率为230MHz、10μs脉宽和20%占空比的脉冲条件下所有相位角可承受相当于65.0:1的VSWR的负载失配。这些器件的测试是在+50VDC电源和100mA静态漏电流条件下进行的。此外，晶体管还在输入功率电平等于两倍于额定最大输入功率电平的条件下对这些器件进行了评估，结果同样完好无损。这些大功率晶体管能以单端或推拉方式工作，它们实际上可工作在从30V至50V的电源下，因此具有很大的设计灵活性。

其实耐用性只是LDMOS射频功率晶体管性能优良的一个方面，它的另一个亮点则是高功率、高效率和高增益。与双极型晶体管相比，LDMOS管的增益更高，可达14dB以上，而双极型晶体管的增益为5～6dB，采用LDMOS管的功率放大模块的增益可达60dB左右,它以空前的功率水平实现高增益，这大大减少了所需的部件数量，与传统设计相比，部件数量大大地减少，部件数量的大幅减少，使主板空间要求和制造复杂性随之降低。这样的效率水平能够大大减少放大器设计的复杂性、增益进阶、部件数量和电路板数量，最终使放大器成本全面降低。

4　结束语

LDMOS射频功率晶体管在效率、输出功率、可靠性和设计集成的便利性等各方面设定了新的行业基准。该晶体管的操作电压为50V，与双极和MOSFET设备相比，它具有明显的优势，任何其他射频功率设备(包括MOSFET和双极)都无法实现这样的性能。高功率、高增益、高效率、低热阻和高输出失配可存活性都给人留下了深刻印象。随着LDMOS技术和工艺的不断成熟和价格的不断走低，以及双极型晶体管所不可比拟的优势，使用LDMOS固态器件的大功率发射机将成为主流。

大功率篇4

关键词：功率放大器，集成TDA2030A，OCL

 

1引言

功率放大器简称功放，可以说是各类音响器材中最大的一个家族了，其作用主要是将音源器材输入的较微弱信号进行放大后，产生足够大的电流去推动扬声器进行声音的重放。

2功率放大器的基本要求

1）有足够大的输出功率

2）效率要高

3）非线性失真小

3.功率放大器电路图

由于考虑功率、阻抗、失真、动态以及不同的使用范围和控制调节功能，不同的功放在内部的信号处理、线路设计和生产工艺上也各不相同。下面是TDA2030A的应用电路图,如图1所示：

图1

4.电路板的制作工艺

1)下料 按实际设计尺寸裁剪覆铜板，四周去毛刺。

2)拓图 用复写纸把设计好的印制板布线草图（如图2）拓在干净的覆铜板的铜箔面上。

3)贴图 用透明胶带纸覆盖住铜箔面，用刻刀和尺子去除拓图后留在铜箔面的图形以外的胶带纸，同时压紧留下的胶带纸。

4)腐蚀 腐蚀液一般用三氯化铁水溶液，浓度为30%~40%，温度适当，全部腐蚀后用清水清洗。

5）揭膜 将留在印制导线和焊盘上的胶带纸揭去。

6）打孔

7）涂助焊剂 用已配好的松香酒精溶液对印制导线和焊盘涂助焊济，使板面得到保护，并提高可焊性。

5安装

1) 按明细表配齐元件

表一元器件明细表

 

大功率篇5

这些折中使得汽车性能存在很大的提升空间！有许多方法可让发动机释放出更大的马力。

更换计算机芯片——有时（而不是总是）可以通过更换发动机控制单元（ECU）中的ROM芯片来改进汽车性能。这些芯片通常可从零部件市场上销售性能提升零件的经销商那儿买到。客观看待您打算购买的芯片非常重要，因为有些芯片只是宣传得好而性能并不好。

让进气更顺畅——在进气冲程中，当活塞向下移动时，空气阻力会消耗发动机的功率。许多新车使用了抛光进气歧管来减少空气阻力。另外，加大空气过滤器以及减少进气管路也能改善空气的流动。

让废气排出更加自如——如果空气阻力或背压使得废气从气缸排出困难，那么会降低发动机的功率。如果排气管太小或消声器中的空气阻力太大，那么将会导致背压。高性能的排气系统使用排气歧管、大的尾管和气流顺畅的消声器来消除排气系统中的背压。

更换缸盖和凸轮——许多座式发动机都有一个进气门和一个排气门。购买一个每气缸有四个气门的新缸盖，这将显著改善进、出发动机的气流并且提升功率。使用高性能凸轮轴也可以使性能有很大改观。

增大气缸的进气量——如果可以在气缸中压入更多的空气（相应地便可装入更多燃油），就可以从气缸获得更大的功率（这与增加气缸体积的效果相同）。涡轮增压器和机械增压器对进入的空气进行压缩，从而将更多空气压入气缸。这两种部件在零部件市场上可以买到。

对进入的空气进行冷却——对空气进行压缩会使其升温。由于燃烧时空气温度越高，膨胀就越少，所以您希望尽可能冷却气缸中的空气。因此，许多涡轮增压和机械增压汽车中都有一个中冷器。中冷器是一个特殊的散热器，它在压缩空气进入气缸之前先对其进行冷却。

减轻零件的重量——轻的零件有助于提高发动机的性能。活塞越轻，消耗的能量就越少。轻零件也会使发动机转得更快，从而提供更大的马力。

提高压缩比——在一定范围内，压缩比越高，产生的功率就越大。然而，空气、燃料混合物的压缩程度越高，就越可能在火花塞将其点燃之前发生自燃。辛烷值较高的汽油可防止发生过早燃烧。所以，高性能汽车需使用高辛烷值汽油——这些汽车的发动机使用高压缩比来获得更多功率。

提高排量——排量越大，则功率也越大，因为发动机每循环一次燃烧的汽油也越多。您可以通过加大气缸来增加排气量。

大功率篇6

论文关键词：功率放大器,逆,类,高效率,线性度

无线通信技术的发展对大功率射频发射前端需求的提高，加剧了通信系统线性度与效率之间的矛盾。虽然当前新的技术和产品不断涌现，GaNHEMT以及HBT晶体管开始在应用于无线通信系统，但因其昂贵的价格、稳定性、偏置电压等诸多因素的制约，还未成为主流设计产品。LDMOS晶体管作为当前主流功率放大晶体管，功率等级也不断提高。随着输出功率的提高，要求设计者采用合适的放大结构在功率回退的基础之上维持线性度与效率之间平衡，诸如：DOHERTY结构等。

本文采用LDMOS晶体管，设计逆F类功率放大器，在维持一定线性度的情况下提高效率达8%。

一、逆F类功率放大器原理

F类功率放大器就是基波和谐波负载阻抗用短路端阻抗和开路峰值来控制器件集电极（或漏极）电压和电流波形，以得到最大的效率。通过使用具有无耗传输线与具有无限品质因数的谐振回路相串联来实现集电极方波电压和半正弦波电流波形。工作于理想F类的放大器具有100%的集电极效率。

逆F类功率放大器具有与F类功率放大器相反的电压电流波形----方波电流与半正弦波电压，如图1所示。在这种情况下，最大输出电流波形幅度较小，减小了由于寄生电阻引起的两端电压以及集总参数电感上的损耗。

图1逆F类的理想电流和电压波形

逆F类功率放大器基波电流和电压分量分别由下式确定：

（1）

（2）

基波功率如下：

（3）

在这种情况下，理想的逆F类集电极效率可达100%，因为电流和电压之间无交叠部分。100%理想集电极效率下的器件集电极阻抗条件必须是

n为奇数（4）

n为偶数

理想逆F类功率放大器不能仅用一段传输线提供电压三阶和高阶奇次谐波短路终端，这一点与传统F类功率放大器仅用一段传输线实现偶次谐波短路终端不同。图2为逆F类等效输出阻抗峰化电路。

图2等效传输线匹配电路

逆F类基频分量下传输线的电长度，如下式所示：

（5）

公式（1）给出了理想F类工作的电压与电流波形。由傅里叶分析可知奇次谐波的总和构成了方波电压，基波和偶次谐波的总和近似为半个正弦电流形状。时域上没有交叠的电压、电流波形决定了100%集电极效率。随着工作频率的提高，实际F类和逆F类功率放大器输入输出匹配电路设计时，很难实现对超过三次的谐波进行合理的短路或峰化设计。

二、逆F类功率放大器的仿真设计

1、输入匹配电路设计

根据FREESCALE公司MRF7S27130的技术资料，在ADS仿真软件中进行SOURCE-PULL仿真获得最佳源阻抗=4.2+j*0.8。输入匹配仿真电路设计及S参数仿真如图3、图4所示：

图3逆F功率放大器输入匹配电路

图4输入匹配电路S参数仿真

2、输出匹配电路设计

根据逆F类功率放大器的原理，输出匹配电路设计是关键。根据MRF7S27130的技术资料及LOAD-PULL技术确定最佳负载阻抗=2.76+j*4.084。同时要通过短支截线实现偶次谐波开路及奇次谐波短路，以达到晶体管漏极输出电压半正弦波及漏极输出电流方波的目的。由于晶体管的工作于2.6GHZ频段，各次谐波均有较的频率，力争做到对其二次谐波及三次谐波的控制。仿真过程中要通过SMITH-CHART准确控制二次谐波点开路，三次谐波短路。图5、图6和图7是仿真电路图及仿真结果：

图5逆F类功率放大器输出匹配电路

图6输出电路S参数结果

图7输出电路S参数SmithChart结果

三、逆F类功率放大器制作与实测结果

选Freescale公司MRF7S27130LDMOS管，基板选材罗杰斯-4350，介电常数3.48，板厚道0.508mm，铜厚0.05mm。为了增强功率放大器的散热及良好的接地性能设计纯铜底座一个。

输出匹配电路及栅极偏置将是逆F类功率放大器调试的重难点所在，为此设计者务必反复实验以获得逆F类放大器的最佳性能参数。以下图表是逆F类放大器的实物图及测试结果。

图7逆F类放大器实物

图8AB类与逆F类漏极效率比较图

图9AB类与逆F类二次三次谐波抑制比较图

四、结论

通过仿真及实物验证，在大功率输出情况下逆F类功率放大器获得了比AB类功率放大器高的效率。但大功率开关模式放大器都带来线性度较差的问题，这需要设计都在线性度与效率之间做出权衡。

参考文献

1 Doherty W H., A new high efficiency amplifier for modulated waves, Proc. IRE, vol.24, Sept.1936,pp.1163-1182.

2 张玉兴, 射频微波功率放大器,电子工业出版社,2006.

大功率篇7

LED路灯产品由高导热铝合金一体压铸成型，散热高效，防护等级高达IP67级，专利配光透镜，分别有：

1、经济型：20W、30W。主要应用于单向两车道或者双向四车道、六车道车流量较大，对照度比较高的主干道。

2、标准型：40W、50W、60W、80W、100W。主要应用于以路、次干道等道路。

3、大功率：120W、150W、180W。主要应用城市主干道、快速路等道路。

（来源：文章屋网 ）

大功率篇8

然而，负责开发移动WiMAX手机终端的生产商，正急于招募专家解决某个硬件问题。该硬件就是在终端发送电路中用于放大输出信号的功率放大器(见图1)。

据说，目前移动WiMAX手机所使用的功率放大器的PAE(功率附加效率)特别低。面向手机的功率放大器在W－CDMA模式下的PAE可确保40％－45％，在GSM模式下的PAE可确保50％－55％左右，但如果是在移动WiMAX模式下，则PAE仅有10％－20％。

PAE是反映功率放大器特性的重要指标，是功率放大器输出信号功率与输入信号功率之差与直流电源功率的百分比。PAE值越低，就代表有越多的输入功率都消耗在发热等方面，浪费越大。日本某厂商的技术人员表示：“在现有的功率放大器中，由于效率不高，所以耗电量相当大。其直接导致的后果就是，移动WiMAX终端的电池使用时间过短。”

PAE较低的功率放大器会直接影响移动终端的使用性。目前，功率放大器本身的耗电量约为1W－1.5W，这是造成电池使用时间缩短的最大因素。到2010年，小型移动设备都将支持WiMAX功能，到那时，此问题就会更为突出(见图2)。因此，终端厂商的开发人员从现在就开始尽力寻找高效率的功率放大器(见表1)。

效率低的原因

移动WiMAX用功率放大器的PAE之所以不高，与其传输方式有关。移动WiMAX采用的是0FDM(正交频分复用)技术。OFDM是一种多载波数字调制技术，加载在功率放大器上的负载较大，而且，OFDM对功率放大器有极高的线性要求，因此不得不消耗更多的功率。

如果在时间轴上查看OFDM的信号波形，就可以发现信号振幅的平均值与峰值的差极大(见图3)。由于OFDM是多载波传输技术，所以当多个信号在某一个时间点上重达时，振幅就会高达平均值的几倍。对于功率放大器来说，在如此广的动态范围内，要想很好地保持与输入信号波形一致的输出特性，就必须具有极佳的线性度。

但是，功率放大器线性特性是有限的。当输入信号超过一定值以上时，输出会达到饱和。当输出饱和时，信号波形产生失真，就会引发邻信道泄漏等问题。

如图3c所示，如果从功率放大器的输入／输出特性图来看，那么通常输入功率应该在A点的位置，但如果考虑到多个OFDM信号波形在时间轴上重叠(即振幅变大)的情况，这时功率放大器的输入信号也随之增大，实际已经偏离到右侧图中B点的位置。功率放大器的线性区是指输入功率与输出功率呈线性对应的区域，但当输入功率继续增大时，输出功率并不会继续随之增加，而是停留在某一个值上，这时输入／输出特性曲线进入饱和区。在饱和区附近，功率放大器无法完整地输出信号，所以波形会产生失真。假如OFDM信号波形发生某种程度的重叠，使得输入功率急速增加(更加向右侧偏离)，为了防止波形失真，就必须事先设定dB的余量，以使功率放大器的输出功率始终处于线性区。该技术被称为功率回退(backoff)。这样，即使功率放大器突然接收到很大的输入信号，也可以在线性区内使用，而不至于产生波形失真。但是，这要求功率放大器具有较大的饱和输出值。比如，用于移动WiMAX时，如果需要250roW左右的输出，并确保功率回退10dB，那么就需要饱和输出功率高达2.5W的功率放大器。在该情况下，只有如此高的饱和输出才能确保功率放大器的输出处于线性区内。

其代价就是功耗增加。因为饱和输出值大的功率放大器肯定比饱和输出值小的功率放大器更耗电。但是，如果功率回退小于10dB，那么就无法支持移动WiMAX，因此，设备中不得不采用饱和输出值较大的功率放大器。

而且，当设定较大的回退时，PAE会降低，功耗进一步加大。假设回退为10dB，根据放大器的种类，PAE会降低到最大值的1／3－1／10左右。图4中对比了A类放大器与B类放大器PAE的不同。设某功率放大器的输出为Pn时，A类放大器与B类放大器计算PAE的公式不同。A类放大器的PAE与Pou成正比，而B类放大器则成正比。此处的P是指饱和功率。假设P为1w，P。为100mW(回退为10dB)，则Po等于1／10。也就是说，此时A类放大器的PAE是PAE最大值的1／10，而B类放大器的PAE则为PAE最大值的1／3左右。由此判断，在目前面向移动WiMAX的功率放大器产品中，其实际的PAE效率很可能甚至还不到10％。

功率放大器的开发难度增加

OFDM会增加终端所用的功率放大器的开发难度。与移动WiMAX同样采用OFDM技术的5GHz频带WLAN(IEEE802.11a)的标准化讨论中，京都大学教授守仓正博对5GHz频带的WLAN等标准进行了总结：“如果是+10dB左右的小输出，那就没有问题，但如果要用于更高的输出，终端就会失去便携的意义。”移动wiMAx发送更高输出(+24dBm)时需要较高的调制精度(EVM低于2.5％)，所以实现难度会比WLAN更高。

此外，3GPP的标准化也正进行，基于OFDM技术的移动通信标准LTE(长期演进)已最终决定在终端到基站的上行方向不采用OFDM技术，而是选择了单载波SC－FDMA技术。这就是为了降低LTE对终端功率放大器线性度的苛刻需求。

在移动WiMAX的标准化过程中，也有人指责终端用功率放大器的开发难度太高，但在标准化制定期间并未考虑这一点。可能标准化制定小组希望能够尽早结束标准制定，而把解决问题的方法寄望于将来的技术发展。

下一代PHS也有悬念

在从终端到基站的上行方向采用OFDM技术的移动通信标准并不是只有移动WiMAX，日本移动服务提供商Willcom公司预计从2009年开始提供服务的下一代PHS也使用了OFDM技术。相关功率放大器的开发难度在开发人员之间也成为了讨论的话题。某功率放大器开发商的技术人员表示：“下一代PHS的规格要求太苛刻，不太可能实现。”

下一代PHS难度太高的一个原因是，其一次调制方式采用了256值QAM。这意味着波形失真的允许范 围更窄。EVM(误差矢量精度)是衡量调制精度的重要参数，它表示了信号波形失真的允许值。采用64值QAM时，EVM要求小于2.5％。对于256值QAM来说，EVM要求更为严格，如果不提高调制精度，很难识别信号(见图5)。

Willcom公司尚未明确是否会在上行方向采用256值QAM。在上行方向还可采用16值QAM等，其调制精度允许值比较大。但是，如果要实现上行／下行对称的高速服务，那就需要线性度极高的功率放大器。这时，甚至需要比移动WiMAX更高的功率回退，而且无法避免的是，PAE会更低。

实际上，具有同样困惑的并不只是移动WiMAX与下一代PHS。2009年左右将正式开始标准化的第4代移动通信标准IMT－Advanced也被认为基本上将会采用OFDM技术。IMT－Advanced的目标是用手机实现静止时1Gbps、移动时100Mbps的超高速无线数据通信。ITU－R(国际电信联盟无线电通信部门)预计将从2008年10月开始接受IMTAdvanced传输方式的提案。估计其传输方式会基于3GPPLTE、3GPP2UMB(超移动宽带)、移动WiMAX的扩展标准IEEE802.16m等，而这些标准都是基于OFDM技术的。总之，如果不能及时采取措施解决移动WiMAX的问题，那么很可能会产生严重的后果，直接影响之后的新标准。

反过来说，如果此次移动WiMAX所面临的挑战能够推动高效率功率放大器的开发，那么，其开发成果在未来几年内都将会成为领先的器件技术。

妥协还是攻占

一方面，功率放大器仍存在效率较低的问题，另一方面，各国开通移动WiMAX服务的时间也十分紧迫，根本无法停下来等待问题解决。

因此，目前只能以服务品质为代价，暂且使用现有的功率放大器，在提供服务的同时进行技术开发，估计2－3年后，高效率功率放大器的技术开发应该有所进展。

短期内牺牲服务品质的方法有两种：一是降低终端到基站的上行方向的数据通信速率，二是降低终端的输出。

降低上行方向的数据通信速率所采取的方法是在上行方向不采用64值QAM等高阶调制技术，以缓和其对波形失真允许范围的苛刻要求。具体来说，就是放宽对功率放大器线性度的要求，设定较小的回退，从而降低电能消耗。例如，采用64值QAM时，调制精度需要在2.5％以下，而如果采用QPSK，即可允许10％左右的偏离，这时就可以设定更小的功率回退。而且，在上行传输中，还可以减少载波的数量来达到降低功耗的目的。减少载波数量时，可以降低相互的调制失真等影响，放宽对功率放大器线性度的要求。

但是，采用上述措施时，不可避免地会降低上行方向的数据传输速率，其速度仅为下行速度的1／5－1／20左右。

第二种方法是降低终端的输出，这样就可以使用饱和功率较小的功率放大器，虽然回退仍为10dB，但其功耗较低。

然而，采用该方法时，由于终端的输出较小，所以每个基站的信号覆盖范围(覆盖半径)就较小。如果覆盖半径小。就不得不设置更多的基站。对于运营商而言，这意味着设备成本的增加，而且信号覆盖范围的扩大速度也会受到影响。

这些短期的解决方案无法支持未来的移动通信标准。解决问题的根本方法仍是提高功率放大器的PAE。

减小高阶谐波变形

在移动WiMAX终端开发商的强烈要求下，功率放大器开发商也正在努力提高PAE值。最初的目标是将PAE提高到20％－25％，进一步的目标是实现与手机相同的效率，即40％－45％。

其中，三菱电机采用了通过降低功率放大器的高次谐波失真来提高效率的方法。其产品采用InGaPHBT工艺，当输出为+27dBm时，可以确保2.5％的EVM。器件的频率范围为2.5GHz－2.7GHz，尺寸为4.5mm2(见图6)。功率放大器信号中的邻信道泄漏是比较严重的问题，之所以产生邻信道泄漏，主要原因就是高次谐波，如二次谐波、三次谐波等。通过改善电路，就可以抑制此类高次谐波的产生，从而降低邻信道波形的失真，使得功率放大器可用于要求更高PAE的地方。三菱电机高频光设备制作所高频波设备部下一代电路技术部经理中山正敏介绍说：“我们将在器件中加入反射电路，用于反射二次谐波与三次谐波。”

加拿大SiGe半导体公司据称已经实现了25％的功率放大器效率。当输出为+24dBm时，其效率可达25％。但该公司并未公布其采用的高次谐波到底是几次。此外，日本D－Clue科技公司已了PAE高达20％以上的产品。输出为+24dBm时，可确保2.5％的EVM，这是采用64值QAM时所必需的EVM。该公司常务董事长菊田和义表示：“我们的目标是进一步提高效率，目前的目标是突破25％。”D－Clue科技公司并没有公开产品的技术细节，据估计产品中采用了被称为“数字预失真”的技术。其通过数字控制技术事先令信号波形产生变形，达到补偿功率放大器波形失真的目的。该公司的下一代产品已将制造工艺由以往的GaAs改为SiGe。这样一来，就更容易将CMOS电路与功率放大器集成在一起，这也是为了在芯片上增加数字控制电路。

目标是达到2倍的效率

富士通的目标是实现40％的PAE，力求与手机相同(见图7)。该公司采用的方法是在功率放大器的输入部分设置线性处理电路，通过数字信号处理补偿波形失真。线性化电路所使用的小型及低压处理器也有利于降低功耗。此外，公司还对功率放大器的匹配电路进行了改进，以提高模拟部分的效率。实现方法主要是修改了匹配电路的架构，减少了无谓的功率损耗。