电路设计范文

电路设计范文第1篇

关键词： 背光控制；脉宽调制控制；电流控制；模式转换

中图分类号：TN312+.8文献标识码：B

Design of Pattern Conversion Circuit

LI Gui-ying1, DING Shi-yong2, TAN Wen-wen2, XU Yan1

(1. College of Science, Shandong University of Science and Technology, Qingdao Shandong 266510, China; 2. College of Information and Electrical Engineering, Shandong University of Science and Technology, Qingdao Shandong 266510, China)

Abstract: This paper provides a pattern conversion of backlight circuit applied LED liquid crystal display (LCD) device, which include the PWM control circuit and current control circuit. This design can control the backlight of the device, while it is complete the switchover of the LCD device, which can cater to the need of users when the device is in a variety of mode.

Keywords: backlight control; PWM control; current control; pattern conversion

引 言

LED液晶显示装置，使之可以在不同显示模式间切换，并在不同显示模式下达到最佳显示效果。LED液晶显示装置正如LED液晶电视的出现，丰富了人们的娱乐生活[1]，而不同显示模式如2D模式和3D模式的出现，更是给人们带来了越来越绚丽逼真的显示效果。但不同显示模式下，LED液晶显示装置对于背光的需求也不同，故而需要通过对背光的有效控制，实现在不同显示模式间的流畅切换，以便在各种显示模式下都能够给用户带来更好的体验效果。但在实现的过程中，我们发现现有技术中至少存在如下问题：

（1） 对驱动电流的控制不够精确；

（2） 只能对单路信号进行控制，增加了制造成本。

本文的设计方案解决了上述两个问题，不仅可以实现对背光的控制，完成LED液晶显示装置显示模式的切换，满足用户在多种显示模式下的观看需求，而且可以控制多路信号，降低了生产成本。

1设计方案架构

如图1所示，本文的设计方案包括如下几个部分：

（1） 模式控制信号源，输出至少一路模式控制脉宽调制信号，并在所述LED液晶显示装置进行显示模式转换时，输出模式转换信号；

（2） 脉宽调制（PWM）控制电路，根据模式控制信号源发出的模式转换信号，选择模式控制信号源输出的模式控制脉宽调制信号或来自主板信号源的主板脉宽调制信号，从而实现模式转换时的信号选择，并将所选择的模式控制脉宽调制信号或主板脉宽调制信号输入至驱动芯片，同时控制背光的驱动电流来实现背光亮暗程度；

（3） 电流控制电路，根据模式控制信号源发出的模式转换信号，以及驱动IC输出管脚ADIM的值，以便控制电流的幅度大小，从而实现背光亮暗程度。

在本文的技术方案中，对于LED显示装置在不同显示模式间的切换，主要依靠背光控制实现，而背光控制主要依靠在不同的显示模式下，通过相应的脉宽调制（PWM）信号来驱动对应的显示模式，而所选择的脉宽调制信号包括模式控制信号源输出的模式控制脉宽调制信号和来自主板信号源的主板脉宽调制信号，即通过脉宽调制模块对于这两种信号的选择、输出及驱动模块的驱动，实现相应显示模式的转换。

2设计方案的工作原理及其参数计算

如图2所示，相关元器件及符号说明如下：

（1） N1为驱动芯片；

（2） R2和R3分压限流，使得V1的基极1端电压稳定，防止由于V1基极电流过大而损坏管子；

（3） R1、R4和VD5限流，防止由于V1集电极3端电流过大而损坏管子；

（4） 电容C1、C2、C3、C4、C5、C6具有滤波作用[2]。

那么，在如图2所示的设计方案中，该电路的工作原理如下。

2.12D模式工作状态

当2D/3D控制信号输出一个2D信号时，2D PWM ON/OFF端和3D Enable端均为低电平信号。

PWM控制电路：2D PWM ON/OFF端的电压为低电平，三极管V1截止，V1的集电极3脚就为高电平，二极管VD5截止，从而拉高调光信号PWM的电位，此时二极管VD3、VD4导通，二极管VD1、VD2截止，电视机只接收主板输出的PWM调光信号，电视处于2D模式。

电流控制电路：当3D Enable为低电平信号，亦即三极管V2的1脚为低电平时，V2截止，V2的集电极3脚为高电平，V3导通，此时ADIM点的电压由R7和R9并联后与R10分压获得，即：

U2D=UVREF* (R7//R9/(R7//R9+R10)（1）

2.23D模式工作状态

当2D/3D控制信号输出一个3D信号时，2D PWM ON/OFF端和3D Enable端均为高电平信号。

PWM控制电路：2D PWM ON/OFF端的电压为高电平时，三极管V1导通，V1的集电极3脚就为低电平，二极管VD5导通，从而拉低调光信号PWM的电位，二极管VD3、VD4截止，此时PWM控制电路接收由2D/3D控制信号源输出的调光信号PWM1、PWM2，当PWM1、PWM2为高或低电平时，分别控制二极管VD1、VD2导通或截止，从而实现3D模式下调光信号的控制。

电流控制电路：当3D Enable为高电平信号，亦即三极管V2的1脚为高电平时，V2导通，V2的集电极3脚低电平，V3截止，此时驱动芯片ADIM点的电压U1由R9和R10分压获得，即：

U3D=UVREF*R9/(R9+R10)（2）

2.3输出给灯条电流的计算

对于我们选定的驱动芯片，对于不同范围值的ADIM点电压UADIM，有不同的输出电流IISEN的计算公式，如：

当UADIM的范围为Ua

IISEN1=U2D/(n*R11)（3）

IISEN2=U2D/(n*R12)（4）

当UADIM的范围为UADIM

IISEN1=C1/R11（5）

IISEN2=C1/R12（6）

当UADIM的范围为UADIM>Ub时，

IISEN1=C2/R11（7）

IISEN2=C2/R12（8）

注：其中，公式中n为大于1的常数，C1、C2为常数，且C1

根据上述公式，适当选择合适参数，就可以得到LED液晶显示时所需要的电流值。

3结论

（1） 在本文的电路设计中，若是只进行PWM信号控制，可以实现模式切换，也能够显示3D效果，但是电视屏幕亮度太低，观赏效果不佳；若是只控制电流，则模式切换不能够显示出3D效果，只是屏幕变亮而已。

（2） 附图中的“2D/3D控制信号”发出的“2D PWM ON/OFF”信号和“3D_Enable_High”信号，理论上讲可以使用一个信号来控制。但是，在实际应用中需要考虑到时序的先后问题，因而在本文中才使用了两个不同的信号，从而更可靠地实现了2D/3D模式的切换。

（3） 在LED液晶电视2D/3D模式切换时的背光控制电路中，本文所述电路设计并不仅仅局限于控制两路调光信号，也能够实现多路调光信号的控制，如图3所示。图3与图2在电路设计上相比，PWM控制电路部分由PWM1、PWM2两路信号，改为PWM1～PWMn多路信号，相应的IC可选择具有n路驱动功能的驱动IC。

4展望

在LED液晶显示电路设计时，根据不同的驱动IC，可以有不同的设计，如对于驱动电流的控制，可以通过模式转换信号来控制电流控制电路的选择，不需要根据IC的ADIM参考点就可实现电流的动态控制[3]。

随着我们的技术不断成熟，驱动芯片的不断更新换代，加上我们的智慧，相信在不久的将来，在LED显示领域我们将会有更加完美的技术设计方案。

参考文献

[1] 周志敏，纪爱华等. LCD背光驱动电路设计与应用实例[M]. 北京：人民邮电出版社，2009.1～8.

[2] 杨素行. 模拟电子技术基础简明教程[M]. 北京：高等教育出版社，2006.318～328.

[3] 康佳集团股份有限公司. 一种用于液晶电视的LED背光源动态控制装置. ZL200820213594.4，2009-09-23.

电路设计范文第2篇

一、汽车电源系统原理

汽车电源系统由两部分组成，即铅蓄电池和交流发电机，铅蓄电池和交流发电机并联在一起工作。在发动机没有启动或已经启动没有达到稳定带速之前，主要由蓄电池提供能量。当发动机达到稳定带速以后，主要由汽车发电机提供能量，同时交流发电机为铅蓄电池充电。正常工作中铅蓄电池与发电机并联，由于铅蓄电池的电压钳位作用，电源输出电压基本保持在额定电压基础上。如果汽车处在长时间低耗能的状态下运行，铅蓄电池可能出现满电情况，如果发电机继续为铅蓄电池充电，铅蓄电池的端电压会随充电电压升高，产生交流发电机撇载现象。在撇载状态下，铅蓄电池失去电压钳位作用，输出电压等于交流发电机整流输出电压，大约15伏左右。

二、汽车电源保护电路作用

铅蓄电池额定电压大约为12伏（柴油车为24伏），交流发电机输出额定电压大约为14.5伏。汽车电器设备额定电压是12伏，如果出现撇载现象，交流发电机电压接在电器设备上，此时电压已经超出额定电压的20%，可能烧毁用电设备。为了防止汽车电气设备在发电机撇载后出现烧毁现象，需要对汽车用电设备进行保护，这个保护用电设备的电路，我们称之为汽车电源保护器。本项目主要就是研究保护汽车用电设备的保护电路，以便使汽车能安全、可靠地运行。

三、汽车电源保护电路结构

汽车电源保护电路主要是把用电设备电压控制在额定电压的10%以内。而对于汽车而言，出现撇载现象之前，用电设备不会出现过压现象而烧毁；出现撇载现象后，电压升高可能烧毁用电设备。电路设计上采用两部分组成，一部分采用开关控制哪一路电路接通；另一部分采用直流串联稳压电路使撇在后输出电压稳定。该电路主要由稳压电路和开关控制电路两部分组成，撇载之前电源电压经过常闭触点加在负载上，此时保护电路几乎对原电路没有影响；撇载之后，电压经过常开触点送到稳压电路，经过稳压后加到负载上。这样就可以保证用电设备在额定电压下工作，从而使用电设备更加可靠地运行。

四、汽车电源保护电路工作原理

电源保护电路与普通串联型稳压电源略有不同，在稳压电源的前边增加了多触点继电器，当电源电压在12伏（汽车发电机撇载之前）时，继电器不动作，电源经继电器常闭触点，加到用电设备上。当电源电压增加到12.5伏以上时，继电器动作，常闭触点打开，常开触点闭合，电源电压经继电器常开触点，经串联稳压电路稳压后加到用电设备上。

串联稳压电路使用了具有温度补偿特性的，高精度的标准电压源集成电路TL431，所以使电路简化，成本降低，而稳压性能却很高。稳压管TL431的稳压值连续可调，这个稳压值决定了稳压电源的最大输出电压。调整管用的是大电流NPN型金属壳硅管，由于它的发热量很大，如果条件允许，尽量购买大的散热片，扩大散热面积，如果不需要大电流，也可以换用功率小一点的硅管，这样可以做的体积小一些。滤波用两只50V、4700uF电解电容并联，使大电流输出更稳定，如果考虑高频波影响，可以增加一个低容量滤波电容。

五、汽车电源保护电路设计技术关键点

应用汽车电源保护电路可以有效保护汽车用电设备，防止用电设备因为电源电压升高而损坏。虽然电路在设计上采用稳压电路，但又与传统串联型稳压电路不完全相同，具体体现在以下几方面：

1.电源调整管采用双管串联形式，可以提供更大的电流。汽车电路具有低电压、大电流的特点，因此采用双管串联，可以增加输出电流。电流的增加会使调整管管耗增加，调整管可能会产生大量的热量，三极管的选择很重要，同时散热问题也是项目研究的重点，除了考虑增大散热片外，必要时还可以考虑增加风扇散热，以保证三极管工作稳定。

2.为了降低电源保护设备插入损耗，采用继电器对电路中电压分段控制。利用继电器控制串联稳压电路的工作状态，只有在电源电压升高时，稳压电路工作，其他情况下稳压电路不工作，这样就可以降低设备损耗。

3.继电器在断开、吸合瞬间，可能产生脉冲电压，影响输出电压稳定。为了防止输出电压受到影响，电路中采用双电容并联形式，提高电路的充放电时间，降低由于继电器动作产生的影响。

汽车电源保护器主要是针对目前汽车市场上出现用电设备偶尔烧毁而设计的，电路结构简单，稳压效果好，安装维护比较方便，插入损耗小。该电路主要为5A以上用电设备设计的，如果为收音机、电视机等供电，电源调整管还可以选择小功率管。电路的缺点是输出电压在继电器动作前后可能不一致，设备体积可能略大，如果采用风扇散热，可能增加设备能耗等。但不管怎么说，这都是目前市场上绝无仅有的一款为汽车电器设备设计的保护电路，随着汽车电子技术的飞速发展，在不久的将来它将发挥巨大的作用。

参考文献：

[1]张华.汽车电工电子技术.北京理工大学出版社，2011.8

[2]郑洁，候自良.工程汽车电子同步开关控制器电源保护电路的设计.现代电子技术，2003.24

电路设计范文第3篇

关键词： 相控阵雷达； 灵敏度； 电源故障； 保护电路

中图分类号： TN86?34； TP277 文献标识码： A 文章编号： 1004?373X（2013）10?0168?03

0 引 言

随着相控阵雷达技术的迅速发展，相控阵雷达技术被广泛用于地面防御系统中。然而，在目前有源相控阵雷达中去掉了传统雷达中的大功率发射机电源，由原来的大功率发射机电源改为向各个T/R组件供电，雷达的二次电源数量明显增多， 电源系统越来越复杂，故障率明显增多。由于军用雷达常常工作在恶劣环境下，雷达电源的常见故障如过压、欠压、过热、短路、缺相等，往往难以避免[1]。因此，对雷达电源系统故障的快速定位、电源保护、故障报警成为获取电源故障信息，保证电源系统安全运行的关键。国内采用的保护技术，解决方案多数是在线路入口处设置断路器，当线路过压或欠压时切断线路，而当电压恢复正常时需手动使断路器复位[2]。本文在分析了相控阵雷达阵面电源的特点以及传统雷达电源保护电路基础上，设计了简单实用的雷达电源保护电路，实现了雷达一次电源故障中的过、欠压保护和二次电源缺相保护。该电源保护电路具有抗干扰能力强、灵敏度高等特点。可实现集成化自复位电源故障报警功能，提高了雷达电源系统的可靠性及灵敏度。

1 电源系统简介

雷达主电源系由康明斯30 kW柴油发电机组、总控配电机柜、50 kW变频发电机组（两台）与变频机控制柜、ATS切换柜、电力变压器、发电机组本机控制柜、通信及监控系统构成。在电源系统中，柴油发电机组与市电互为备份，当市电不能正常使用的时候开启柴油发电机对雷达系统进行工频供电，控制系统分为手动方式和自动方式（手动系统享有最高优先级）。系统结构如图1所示。

2 基本参数确定

2.1 门限电压定义

2.2.2 报警电路灵敏度

当输入电压采样问题成功解决后，此过程为，设计人员拿预先设定的保护基准电压与采样电压进行数值比较。[IC1B]输出低电平时异名端的电平比同名端高。当设计一个电源电压保护电路时，电源系统正常工作时需要重点考虑如下问题，送到[IC1B]的电压经过采样器分压电路之后，3脚的电压值必须低于的[IC1B]2脚的电压。（1脚为输出端，3脚为同名端，2脚为异名端）。只要采样得到的电压小于设置的基准电压，[IC1A]就会产生欠压保护信号，同理如果采样电压大于设置的基准电压，[IC1B]就会产生过压保护信号。需要注意设计人员在计算采样电压时，一定要同时考虑和分析过压与欠压基准电压值。

被检测电源经过整流电路后，就可以分别与被测电源基准电压进行比较，若被监测的电源电压均在正常工作的窗口电压之内，则系统工作正常无需要报警。如果被测电源突然出现故障（不论过压或欠压）比较电路的输出端便立即送出报警信号，以便在毫秒级内完成故障排除故障。

4 输入缺相保护电路设计原理

5 结 语

本文在分析了相控阵雷达阵面电源的特点以及传统雷达电源保护电路基础上，结合雷达电源系统的研制，设计了简单实用的雷达电源保护电路。该电路可实现雷达一次电源故障中的过、欠压保护和二次电源缺相保护。实际应用表明，该保护电路工作稳定可靠，灵敏度高，能够准确地对变频发电机组与柴油发电机组进行过、欠压报警，同时对阵面电源（二次电源）进行缺相保护，虚警率≤3%，故障报警率≥98%，故障隔离率≥96%，达到了对雷达电源保护的要求。

参考文献

[1] 曹才开.开关电源保护电路的研究[J].继电器，2007，35（z1）：462?466.

[2] 尤大千，尤永清.中性线点位偏移保护断路器及其应用[J].建筑电器，1995（4）：11?17.

[3] 陈善华.无人机合成孔径雷达接收机开关电源研制[J].现代雷达，2005（9）：78?80.

[4] 贲德.机载相控阵火控雷达[J].现代雷达，2001（1）：1?5.

[5] 鞠文耀，杨春，訾少波.阵面电源自动测试技术研究[J].电子工程师，2008，34（5）：5?7.

[6] 吴伟宾.一种三相电源逆相、缺相检测电路[J].电子产品世界，2012，19（5）：66?68.

[7] 刘树栋.三相电动机缺相保护[J].赤子，2012（6）：201.

电路设计范文第4篇

[关键词]电路设计 技术 技巧

中图分类号：TD327.3 文献标识码：A 文章编号：1009-914X（2015）13-0214-01

前言：大量的事实表明，在电子产品进行生产的时候，如果在最初的电路设计方面出现了问题，那么所耗费的成本是十分巨大的，对公司所造成的损失也是相当巨大的。因此，在进行电路设计时，必须使用一定的技巧，应用比较先进的技术，这样才能使得电子产品的性能更加良好，更受用户的欢迎。本文将从电子电路设计的技术和技巧两个方面进行分析，对于电路设计的技术方面，从线路设计、线路布局、STM技术应用等三个方面进行分析，而对电路设计的技巧方面，则从电源优化、地线设计、配件安全认证等三个方面进行分析，以求能对电子产品的电路设计的优化起到作用。

1 电路设计的技术分析

1.1 电路设计中的线路分析

一般情况下，电子产品都采用的是手工布线，而手工布线包含有两种方法，一种是自动推挤，另一种是布线，这两种方法通常都是相互配合的。在电子电路设计中，布线工作十分重要，而且最讲究技巧性，因此必须备受重视。布线有单面布线和双面布线两种，其设计形式也有两种，一种是自动式设计，另一种是交互式设计。两者在应用中也有先后顺序，一般情况下先用交互式设计进行部分布线。然而在线路可能会产生反射，从而造成干扰，为了防止这一干扰，不能让输出与输入端的之间的线路平行，而且仅仅这样做还是不够的，还要增加地线，将这两路线进行隔离。寄生耦合有利于线路的运行，而要产生这样的效果，必须让布线产生垂直效果。除了以上这些工作以外，要想使得电路设计中的线路更加完美，必须消除电源带来的一些干扰，怎么做呢？要在电源和电线之间增加耦电容，还要尽可能将电源与地线之间的距离增大，同时将电线加宽，这样就可以明显地降低电源与地线之间的相互影响，使得线路运转中没有过多的额外损耗，从而使得电路能够使用更长时间，也使得产品质量大大提高。

1.2 电路设计中的布局分析

电子线路的布局设计也是十分重要的，如果布局设计产生了问题，那么，电路的运行效果就会大打折扣，甚至会严重缩短电子产品的使用时限，因此，在进行布局设计时必须十分认真，注重布局设计的合理性及效果。从整体上来说，产品的质量和外观是产品能否被大众所认可的关键因素，对于一个成功地产品来说，这两者缺一不可。要想使得线路设计更完美，就不得不注重一些细节，比如，一般走线不宜过长，而为了避免这一问题，在进行飞线连接时，要将相连的电子元件放在一起，而且放置的位置要尽量宽松一点，对器件进行散热处理，因为这些器件都是要进行焊接的，挤在一起可能会将错误的线路焊接起来；为了防止出现干扰的情况，应该将数字以及模拟器件尽可能地隔离；要更多地利用Array功能。

1.3 电路设计中的STM技术应用

SMT技术在电子电路中应用十分广泛，所以要想使得电子产品的质量得到保证，就必须要重视STM技术的研究与应用，那么接下来我们就通过对多功能灯的设计理念来具体讲解一下SMT技术。通常来说，多功能灯有以下三个重要部件：LED灯头、螺旋钢管、三防外亮灯。在应用STM技术时，可以将其分为两个过程，其一是挂胶，其二是锡膏，这两个过程在进行贴片工作之前所采用的工艺是不同的，一般情况下，挂胶过程使用的是贴片胶，而锡膏过程所使用的焊锡膏。而且贴片所起到的作用也不相同，挂胶过程只是用来固定的，锡膏过程是用来焊接的。除此之外，在进行电路设计的时候，还要注意以下几点问题：拼版的选择问题以及拼版的数量问题。通过分析，我们可以知道多功能灯主控板的关键在于双面锡膏回流焊接，那么在选择主控板时就有以下两个方案：TOP层设计方案和BOT层设计方案。至于具体要使用哪一种，则要根据具体情况进行分析，根据电子元件的特点：元件数量多、元件分布不甚合理、散热不利等特点综合考虑，应该选择BOT设计方案，因为它有很多好处：提高打件效率、节约网板、将主控板做成单面板时可以手工焊接元件。主控板采用阴阳板也有很多优点：降低成本、节省优化时间、节约辅助材料、提高生产效率、生产期间用不着换产，可以生产更多的产品、节省很多的搬运时间。因此，设计中阴阳板的使用非常广泛。

2 电路设计的技巧说明

2.1 优化电源设置

一般来说，比较大型的电子产品，诸如音响等，对电源的依赖程度较高，需要各种不同型号的电源来供应线路的运转，因此，在进行线路设计时一定要将这些电源区分开来。在选择电源时，一定要根据线路的承载力以及元件的电功承受力来选择电源，一定不能选择过大的电源，以免使得元件或者线路过度发热而造成损害，减少电子产品的使用寿命。然而还需要考虑的是，对于桥式整合电路，必须要较低杂波，以免桥式整合电路的波形被杂波干扰，这就必须要增加源滤波电路，从而过滤掉咋波，这样还可以同时起到提高产品性能的效果。

2.2 地线的设置技巧

对于一些音频电子设备来说，地线处理比较复杂，其原因是由于这些电子设备的电流较大。一般来说，电路的位置是由电源来决定的。通常情况下，FM音频、DA解码芯片等地线都会连接到功放的底线上，但不排除，有的电子产品将功放电路单点接地，并将其与滤波电源相连接，这样做比较安全。但是这样做是有局限性的，可以看以下这样一个分析：假定某电源的电压为0V，功放到电源的地线之间具有0.25R的电阻，那这段电路的电流是2A，那么功放电压就提高到0.5V。有实验证明，若AUX输入的电压为1V，接入电源后，电源与功放的电压就只有0.5V。因此，我们可以知道，功放的扩大倍数将会受到限制，除此之外，因为AUX此时属于音频信号，会产生电幅的波动，进而导致功放不稳定，很显然这会使得一些音频设备的声音十分难听。

2.3 对电路配件进行安全认证

有些电子设备属于高电压产品，所以，在出厂时必须要进行安全认证。在进行安全认证时，要使用没有受到侵漆的变压器，而测试的重点则是耐压性。假如可以在电路中安装几段保险丝，那么，就会极大地避免电路因电流过大而使得元件损坏。另外，还有一些其他的比较常用的安全认证方式，例如，在连接线上添加磁环就是一个非常简便且实用的方法。对于广大用户来说，在购买这些产品时，一定要细心查看安全认证标识，确保合格后方可购买。

结语：通过以上的分析，我们已经对电子电路的设计技术及设计技巧有所了解，能够明白其复杂性和难易程度，所以，对于从事电子电路设计的工程师而言，这是一项巨大的挑战，需要设计者尽心尽力地去完成这一设计，而且不仅仅只是完成这么简单，更要完成的更好才行，要全力以赴设计出更完美的、性能更好的电路。这就要求设计者要多多联系实际，积极探索，努力从实践中积累经验，这样才能够设计出更加有效的电路，从而能够提高公司产品的质量。

参考文献：

[1]卫永琴，刘春晖.浅谈时序逻辑电路设计中的小技巧[J].科技视界，2014，30：16+62.

[2]骆雪汇，李亮贤.电子电路设计实用性设计技巧分析[J].科技视界，2013，31：89+76.

电路设计范文第5篇

通过参考成熟的CAN/LIN总线设计电路，经过基础测试及单元电路测试，应用电路设计软件Alti-umDesigner10．0设计了电路原理图，如图1所示．本设计采用SiliconLaboratories公司生产的汽车级控制芯片C8051F500Q作为整个硬件系统核心控制芯片;恩智浦半导体(NXP)公司生产的TJA1040、TJA1020收发器分别作为控制局域网CAN物理总线与协议控制器之间的硬件接口，LIN主机从机协议控制器和LIN传输媒体之间的接口;采用AT24C04作为存储扩展，并结合JTAG调试烧写电路和12V转5V转压电路共同构成一个独立完整的工作电路［3－4］．

2中央控制器硬件

电路中央控制电路如图2所示，由于数字电路的频率高、模拟电路的敏感度强的特点，针对通信信号线，高频的信号线要尽可能远离敏感的模拟电路器件，因此，本设计将模拟地与数字地进行隔离．C8051F500芯片内部提供了稳定的24M内部晶振，因而电路中未设置外部晶振电路．SiliconLabs公司C8051F500芯片内部集成博世CAN控制器，采用CAN协议进行串行通信．CAN控制器包含一个CAN核、控制寄存器、消息RAM及消息处理状态机．控制器符合博世2．0A基本CAN标准和2．0B全功能CAN标准，方便在CAN网络上的通信．

3电源电路设计

采用了LM2937IMP－5．0的12V转5V转压芯片;为保护转压电路的安全性，防止回流，采用二极管N5817;输入及输出两端的电容起到稳定两端电压的作用．CAN/LIN总线接口芯片电路设计CAN总线接口电路如图4所示，其中P0口的P0．6和P0．7分别为CAN总线收发器TJA1040与主控制器C8051F500Q的发送接口和接收接口．TJA1040作为CAN物理总线和控制器之间的硬件接口，能提高对CAN总线的差动发送与差动接收能力［5］．LIN总线接口电路如图5所示，LIN总线通信需要12V外部供电，P1口的P1．0和P1．1分别作为LIN总线收发器TJA1020与主控制器C8051F500Q的发送接口和接收接口，P1．2作为LIN的启动引脚．TJA1020是LIN物理总线和主———从协议控制器之间的硬件接口，工作波特率在2．4kbits/s～20kbits/s之间．TXD管脚输入的发送数据通过LIN收发器转换成LIN总线信号，通过收发器控制转换速率与波形，这样能够减少EME．通过一个内部终端电阻LIN总线的输出管脚被拉成高电平．通过LIN总线的输入管脚，收发器检测到的数据流通过RXD管脚发送至微控制器［6－7］．

4系统调试

系统硬件调试主要部分包括:拥有完整系统的硬件电路板如图6(整体电路包括JTAG下载电路，12V转5V的电压转换电路，主控芯片基础电路，以及TJA1040和TJA1020接口转换电路);新华龙U－EC6下载调试器如图7;上位机的Keil软件烧录软件．将最小系统硬件电路板焊接完成，用万用表测试防止漏焊情况发生，将U－EC6下载调试器连接上位机和系统板JTAG接口，通过上位机的Keil软件下载最基础的LED灯闪烁例程测试系统板的下载功能以完成最基本电路测试，焊接测试完成两块基础电路板后，继续在这两块电路板上焊接CAN总线接口转换电路和芯片TJA1040及OLED接口电路，下载CAN总线测试程序通过OLED显示数据，测试CAN总线的收发性能，测试完成后继续焊接LIN总线接口转换电路及芯片TJA1020，下载LIN总线测试程序通过OLED显示数据，测试LIN总线的收发性能．至此，完成整个硬件电路的测试．5总结本设计在实验室条件下，能够满足汽车在运行中对各种控制指令与数据传输的要求，并且可以准确地检测控制过程中可能产生的故障．本设计可以根据不同用户要求，扩展CAN/LIN总线连接节点的数量，实现较完整的CAN/LIN通讯网络．

电路设计范文第6篇

为了使RS422接口能在上述复杂环境中正常工作不被损坏，本文设计的一种接口保护电路如图1所示。通过在数据线路上串接电阻限制冲击电流，通过对地双向TVS二极管箝位冲击电压，并将接口的参考地通过一个0.1μF电容与机壳地相连来释放冲击能量。限流电阻的选择原则是在限制冲击电流的同时不能影响接口的正常驱动能力。经过测试，限流电阻阻值为25Ω时具有良好的保护效果。RS422接口收发器的工作电压为5V，差模电压范围是-6～+6V，可承受共模电压范围为-7～+7V。因此，RS422接口的TVS保护二极管的最大箝位电压应在7V左右，最大反向待机电压不低于6V。ONSemiconductor公司的阵列TVS二极管CM1248-08DE，其最大箝位电压为6.8V，最大反向待机电压为6.1V，符合RS422接口电气特性要求。CM1248-04DE由4路背靠背的TVS二极管构成，可以单向保护8路数据线或双向保护4路数据线。本文设计采用一片CM1248-04DE实现4路数据线的双向保护。考虑到收发器的参考地与信号地、机壳地是隔离的，所以用一个0.1μF的电容连接收发器的参考地与机壳地。当TVS二极管导通时，冲击电流经电容疏导到机壳地上，从而保护收发器及电路；当TVS二极管截止时，参考地与机壳地分开，避免隔离地受到机壳地波动的干扰。

2电路板设计

错误的布局布线不仅不会发挥保护电路的保护作用，还有可能引入其他干扰。TVS二极管应该尽量靠近I/O端口，接近干扰源，在干扰进入电路之前就滤除掉，避免干扰耦合到邻近的电路上。另外，PCB布线时应尽量采用短而粗的线，减小干扰对地通路上的阻抗。图2为不好的布局布线情况，图3为良好的布局布线情况。

3接口保护效果

保护电路增加前后，全自动引线键合机上的RS422接口在持续电子打火环境下的通信情况如图4所示。由图可以看出，没有保护电路时，在电子打火瞬间，正常通信线路上会产生接近10V的冲击电压，完全超出了接口可接受的-7~+7V共模电压范围，影响正常通信，严重时足以烧坏接口。在相同条件下，增加保护电路后，通信情况如图5所示。由图5可以看出，电子打火瞬间电路上的电压完全在-7~+7V范围内，正常通信不受影响，达到了保护电路的设计目的。

4结论

通过在全自动引线键合机的应用证明，采用串接电阻限制冲击电流，并联对地双向TVS二极管箝位冲击电压等措施对RS422接口进行保护，可以确保接口正常工作不被损坏，具有一定的应用价值。同时，这种保护方案对其他接口保护电路的设计也具有一定的参考意义。

电路设计范文第7篇

关键词：控制电路 反馈 脉宽调制（PWM）

中图分类号：TP303 文献标识码：A 文章编号：1674-098X（2014）11（a）-0041-02

1 控制器的设计结构

该设计考虑到小车移动控制的需要，以及在以后可以采用无线遥控，故采用主从控制结构，如图1所示。

1.1 控制芯片的选择

C8051Fxxx系列器件使用Cygnal的专利CIP-51微控制器内核。经过性能比较，以及电机控制精度对芯片的需要，最终选定Cygnal公司的8位单片机C8051F0XX系列作为控制芯片。

1.2 驱动芯片的选择

对直流电机的正反转的控制我们采用了一种典型的电机控制电路。如图2所示。三极管Q1、Q4导通而Q2、Q3关断时，将会有电流从电机的左端流向右端，电机将会转动。当三极管Q2和Q3导通而Q1、Q4关断时，电流将会从电机的右端流入，从左端流出。电流方向跟刚才的相反了，所以电机的转动方向跟刚才相反。当Q1和Q2或Q3和Q4同时导通时，电机就不转动。

1.3 电机控制系统硬件设计

整个硬件接口电路的结构如图3所示。

1.3.1 控制电路设计

控制电路的设计首先需要根据电路对控制芯片C8051F005进行引脚分配。CygnalC8051F005每个端口I/O引脚都可以被配置为推挽或漏极开路输出。在标准8051中固定的“弱上拉”可以被禁止，这为低功耗应用提供了进一步节电的能力。

因为电机的工作电压是24 V，且在工作的过程中容易产生电磁干扰，单片机系统对驱动芯片的控制信号需要通过光耦合电路传输。故采用光电耦合元件传递开关信号，本设计采用TOSHIBA的光电耦合器TLP521-4传递开关信号。

1.3.2 驱动电路设计

设计采用LMD18245芯片驱动电机，由于电机电流的跳变或换向经常出现，因此电源线上也经常会出现尖峰电压或浪涌电流。在电路实际设计中，常采用在芯片的电源端并联高频陶瓷滤波电容及大容量铝电解电容的方法消除尖峰脉冲及浪涌电流。通常陶瓷电容的容值设定为1μF左右;铝电解电容的大小设置为每安培负载电流100μF左右。

1.3.3 电源及其监控电路

由于需要对单片机控制电路和电机驱动电路分别供给5V、3V和24电源，而我们决定使用的是24V蓄电池，因此必须通过转换电路获得5V电源。+24V变为+5V，电源电路设计原理图4和电源的监控电路见图5。

在输入端需要并联两个4700 u和0.1 u的电容，4700 u的电容起到抗干扰，防电压冲击作用;0.1 u电容起到滤波作用;5V输出端并联一个100 u电容起到抗干扰和防止冲击电压的作用。为了防止电流过大烧坏DC-DC模块，在电路输入输出端都加装两个2A的保险丝。

通过同时调节两个变阻器，可使到当电源电压大于24 V时，比较器U_JKB的反相输入电压比正相输入电压的值小，比较器输出为高电平，监控灯亮;当电源电压小于24 V时，比较器的反相输入电压比正相输入电压的值要大，比较器输出为低电平，监控灯不亮。

2 结语

该论文在进行大量移动机构和控制器设计调研的基础上移动机构，该机构使用的电机数量少，转向灵活，整体结构可以在三个平面内活动使得其对地形的适应能力相应提高，就移动机构的地形适应性和相应的控制器的设计进行了研究，在该控制器的设计中，还存在着诸多不足之处和可以继续研究的地方，

参考文献

[1] 彭鸿才.电机原理及拖动[M].北京：机械工业出版社，1994.

[2] 陈传硕，田丽华.PID控制参数的整定方法[J].长春邮电学院学报，1994，12（l）：9-16.

[3] 陶永华，尹怡欣，葛芦生新型PID控制及应用[M].北京：机械工业出版社，2000.

[4] http：//.cn/.

电路设计范文第8篇

由于红外成像设备在日益复杂的环境中广泛应用，不可避免会带来噪声和干扰。前端模拟电路处理红外探测器输出的原始模拟信号，是红外成像设备重要组成部分。本文通过前端模拟电路的硬件设计，重点讨论降噪抗干扰的方法，提高设备的可靠性。

【关键词】

红外；降噪；抗干扰

1引言

随着红外探测器成像技术的发展，人们对红外图像质量的要求也越来越高。同时由于系统集成化的趋势，系统可能会同时装备红外、激光、电视等设备，这些设备运行产生的电磁场可能会使红外设备产生不应有的响应，表现为图像噪声大、干扰等现象，严重时甚至影响设备的功能。在红外成像设备中，前端模拟电路连接红外探测器的输出和图像处理单元的输入，直接处理探测器输出的最原始模拟信号。加强和优化前端模拟电路的降噪和抗干扰设计，对提高设备整体的稳定性和抗干扰能力具有十分重要的意义。

2前端模拟电路设计

红外热像仪前端模拟电路部分主要实现的功能有：探测器工作偏压的产生；对探测器输出的模拟信号前置放大；高速模数转换和数据的合成排序等。

2.1探测器偏压供给电路设计由于探测器是敏感器件，尤其是长波探测器，电压波动影响其性能，探测器偏压供给电路给探测器提供严格的低噪声工作电压。探测器正常工作所需的偏压包括读出电路所需的模拟电压VDDA、数字电压VDDL和光电二极管偏压Gpol。模拟电压和数字电压均为固定值5V，而不同探测器的Gpol值并不完全一样，因此Gpol偏压可采用电阻分压方式，通过调节不同的电阻值实现不同的Gpol电压输出。我们采用REF195ES芯片生成模拟电压和数字电压。REF195ES最大输出电流30mA，电压输入范围从5.1V到15V，固定输出5V，输出精度±2mV，很好满足了探测器对模拟电压和数字电压的要求。输出电压可经过低通噪声滤波器电路，进一步降低噪声。低通噪声滤波器电路通常采用串联RL电路或串联RC电路，基本电路结构形式如图1、图2所示[1]。从式(1)、(2)可以看出，只要适当选择R和L的参数，截止频率可以设置成任何值，因此可以设计出具有任意截止频率的低通滤波器。为了提高电路的抗干扰性，本文设计一个RC滤波器，其电容值要求远大于A/D转换器的输入电容。这个电容为采样电容提供电荷，从而消除瞬变。RC滤波器同时也减小放大器地驱动容性负载时产生稳定性问题概率。与电容串联小电阻有助于防止自激和震荡。负载电容较大时，交流性能由负载电容和隔离电阻控制。

2.2信号放大电路设计红外探测器输出的模拟信号在送入A/D转换器处理前，经过两级放大：第一级是噪声滤波电路，它的作用是滤除探测器CMOS读出电路的噪声，同时提供与探测器匹配的输出阻抗。第二级放大电路是反相放大电路，它将输入的模拟信号反相放大，同时对信号进行偏置调节。（1）第一级滤波电路。滤波器按照电气指标一般分为无源滤波器和有源滤波器。由于无源滤波器存在滤波易受系统参数的影响、对某些次谐波有放大的可能、体积大等缺点，此设计中着重考虑应用有源滤波器。与无源滤波器相比，有源滤波器有如下优点：1）信号在无源器件上的损失可以在有源器件上得到补充。2）由于运算放大器具有输入阻抗高、输出阻抗低、高增益、高稳定性和闭环增益等参数调整灵活的优点，因此使用有源滤波器的设计较为方便[2]。压控电压源二阶滤波电路是一种常用的有源二阶滤波电路。压控电压源二阶滤波电路的特点是：运算放大器为同相接法，滤波器的输入阻抗很高，输出阻抗很低，滤波器相当于一个电压源。其优点是：电路性能稳定，增益容易调节。（2）第二级反向放大电路。放大器的负极输入端接上级信号，正极输入端接可调正电平。增加反向偏置的原因是，红外探测器的输出是探测器响应电压叠加上直流分量，减少直流电平的大小以便于下一步信号放大。正相输入的参考电平的好坏对输出有影响，设计中采用可调电阻分压来提供正相输入的参考电平。

2.3A/D转换电路设计A/D转换器作为前端模拟电路最重要的组成部分，直接影响到后端信号的处理，因此选择合适的A/D转换器十分重要。选择A/D器件主要考虑以下三种因素：l采样位数，即精度要求；l采样频率，取决于模拟信号的变化快慢；l信噪比。以某型探测器为例，其模拟视频输出信号动态范围大于74dB，最大输出速率5MHz。根据输出模拟信号的动态范围可以计算出，A/D转换器的转换位需大于12位。由于探测器数据输出最大速率是5MHz，因此A/D转换器的转换速率也必须得大于5MHz。为了满足某型号探测器性能指标的要求，我们选用AD9240。AD9240是美国AD公司生产的一种14位、10MSPS高性能模数转换器，它具有片内高性能采样保持放大器和电压参考。在单一+5V电源下，它的功耗仅有285mW，信噪比与失真度为77.5dB，信噪比（f=5MHz）为78.5dB。AD9240的模拟输入范围非常灵活，可以是DC或AC耦合的单端或差分输入[3]。AD9240内部结构框图如图4所示。其中VINA与VINB是信号输入端，CLK提供采样时钟，VREF提供参考电平，SENSE控制AD9240的采样电压幅度和参考电平来源。红外探测器的输出电压范围为1.6V~4.6V，为了使A/D转换器发挥最佳分辨率，需将A/D转换器的动态范围覆盖红外探测器的输出范围。同时为了减少温度飘移与内部噪声，提高参考电压精度，此设计中采用了单端输入的外部参考源。当使用外部参考方式时,还应当在CAPT与CAPB之间加一个电容网，如图6所示。该电容网有三个作用：一是与内部参考放大器一起在大频率范围下提供一个低阻抗源以驱动A/D内部电路。二是提供内部参考放大器需要的补偿。三是限制由参考电源产生的噪声干扰。

3结论

红外产品在系统应用过程中，容易受外部干扰，影响图像质量。论文从红外产品前端模拟信号处理着手，在原有设计的基础上，着重探讨进一步降低噪声，提高抗干扰能力的一种设计方法，为后续的设计提供参考。

电路设计范文第9篇

关键词：Lorenz系统；吸引子；拓扑结构；电路设计

1 概述

最近十多年来，由于混沌控制与可同步、混沌信号宽频谱及伪随机特性，人们发现混沌在很多领域是有用的，或者存在巨大的应用前景，如电力系统崩溃保护，信息处理，低能耗流体混合，生物医学工程，人脑和心脏中的混沌现象分析，混沌保密通信等。所有这些应用前景都强烈地驱使人们去研究混沌的控制与同步，混沌的反控制与反同步。在应用混沌技术的过程中，都往往需要有目的地生成混沌，或者强化现存的混沌行为，最终通过电路设计来产生混沌信号和实现混沌动力学行为。[1]

本文介绍一种实现三阶模拟Lorenz系统的电路设计方法，从电路仿真结果可以看出，该电路可以实现三阶Lorenz系统类似蝴蝶状吸引子的拓扑结构。

2 三阶连续自治三阶Lorenz系统模型

三阶连续自治Lorenz系统模型（1）是一个三阶连续自治系统且含有两个非线性项xz和xy。这两个非线性项使系统（1）产生分岔、混沌等复杂的动力学行为，但同时它们又使得混沌系统的电路实现变得困难。

方程（2）中不再含有二次项，所以它很容易用电路来实现，但它能够产生蝴蝶状的混沌吸引子，同时具有类似于Lorenz系统的一些定性特征。控制器m可以将系统的轨线限制在对称轴的左边或右边，分别得到左半吸引子和右半吸引子，且左、右半吸引子在m=0时可形成整个蝴蝶型吸引子。

4 模拟Lorenz系统电路实现

在图1所示电路中，放大器A1-A5是电流反馈运算放大器， 由于其具有极佳的动态特性经常用在高速运算系统中。通过一个全波段的整流器来实现非线性项|x|，双极转换常数K通过四个MOS晶体管开关和一个相连的比较仪来实现。选择C1=C2=C3=C，R1=R2=R1=R3=R，Ra=R/a，Rc=R/c，V1=mVI，Vb=bVI，其中VI是任意一个规范化的电压，x=VX/VI，y=VY/VI，z=VZ/VI。则此电路可以实现方程（2）。

5 结束语

在工程应用中，用电路来从物理上来实现Lorenz系y，意义重大。本文介绍一种非常近似地实现Lorenz系统的电路，在本电路中非线性项|x|的偶对称的本质决定了系统（2）在|m|

参考文献

[1]辛方.新分数阶混沌系统的电路仿真与控制[D].哈尔滨工程大学，2011.

电路设计范文第10篇

摘要:本文总结了电子设计实验中常用的几种功率放大电路的设计方案,针对不同的设计要求和设计条件从电路搭建、注意事项及测试结果进行了说明,能满足大多数实验电路设计的需要。

关键词:功率放大;推挽输出;丙类功放

一.前言

在电子电路设计中,很多系统需要对输出信号进行放大,以提高其带负载能力,驱动后级电路,因此就要对信号进行功率放大。功率放大器的主要性能指标有输出功率及效率,其按照电流导通角的不同,可分为甲、乙、丙三类工作状态。甲类放大器电流的通角为180度,适用于小信号低频放大,效率最低;乙类放大器的通角约为90度,适于宽带大功率工作,大多数集成运放的末级输出都采用乙类推挽形式;丙类放大器的电流的通角则小于90度,电流波形失真太大,只适于以调谐回路为负载的窄带放大,但效率较甲、乙类高。【1】

二.电路设计

(一)大电流高摆幅运放

若不考虑成本限制,可直接采用大输出电流、高摆幅运算放大器作为输出级。设计重点在于运放的选择及电路连接。市面上有各种性能的buffer以及可用以驱动的运放,它们能满足大多数设计的要求。专门的驱动芯片如buf634,其输出电流达250ma,摆率为2000v/us。美国德州仪器公司也有许多相关产品,如ths3121,输出电流可达450ma,摆率达1500v/us。设计的关键在于芯片的正确使用,由于大多数为电流型运放,故反馈电阻的选取很重要,另外由于处理的是高频信号,所以电源去耦,电路布线方面也须十分注意。经实验测试,ths3121在反馈电阻取470ω、增益为2时在50ω负载时小信号-3db带宽达100mhz,-0.1db带宽达30mhz,并且在电压峰-峰值为10v的输出状态下,频率大于10mhz时仍无失真现象。

(二)互补对管推挽输出

若对功率放大要求不高,可采用分立元件搭建,以互补对管推挽电路作为输出级。设计的关键在于根据系统要求选择合适的互补对管。互补对管采用2sd667和2sb647,其特征频率为140mhz,集电极功率耗散为0.9w,适合低频功率放大。前级放大负反馈由输出引入,使得通频带更加平坦。

(三)直接功率合成

在手头没有合适的驱动芯片时,可以采用三极管直接搭建,虽在实际应用中较少,但在实验室条件下仍是不错的选择。直接功率合成的先决条件是各路参数要对称。要求vt1和vt2、vt3和vt4参数对称,r2=r3,r4=r5,r11=r12等。输入功率在a点一分为二,分两路分别进行放大,在c点合二为一。

(四)单管丙类功率放大

以上三种都是宽频带非谐振功率放大,效率较低,而在无线通信设计中,效率是发射机的主要性指标之一,丙类谐振功率放大较甲类、乙类相比具有更高的效率。三极管基极采用自给偏压电路,集电极采用rlc并联谐振回路,滤除谐波分量,采用π网络作为输出滤波匹配网络,实际参数值可根据所要求的谐振频率具体设计,在此不赘述。

结语

本文通过对不同条件下功率输出级设计提出相应的方案,并经过实际实验测试,效果良好。但在电子设计实验中,较少涉及电力系统,对信号的功率放大要求不是很高,本文仅对系统中常用的简单功率放大进行总结与实验验证,而实际应用中的功率放大电路远不止如此简单。

参考文献:

【1】董尚斌,等。电子线路(1)。北京:清华大学出版社,2006.

【2】黄根春,等。电子设计教程。北京:电子工业出版社,2007.8.