基于DSP的高频链并联逆变器设计

摘要:介绍一种基于DSP的高频链软开关逆变器并联控制系统｡该控制系统主电路采用高频链软开关拓扑结构,控制部分采用改进的PQ控制和基于电流分解的无连线并联控制相结合,从而有效的解决在非线性负载时均流效果差的缺陷｡仿真波形表明该并联逆变器具有良好的性能｡

关键词:高频链;无连线;并联;非线性负载

中图分类号:TM464文献标识码:A

1引言

当今电源变换技术发展的核心技术是各电源模块的并联｡与集中式的供电系统相比, 基于分布式的供电系统是多个电源模块并联工作,每一模块平均负担负载功率,热应力和电应力大大降低,开关频率可以提高,可从根本上提高可靠性和功率密度,降低成本｡同时也便于构成N+1冗余并联系统｡

高频化是开关变换技术重要的发展方向｡应用高频链技术可以使得开关变换器(特别是变压器､电磁等磁元件和电容)的体积､重量大为减小,并且可以消除变压器和电感的音频噪声｡采用软开关技术大大减小了开关器件在开关过程中的损耗, 使缓冲电路成为多余,从而使得逆变器的变换效率更高｡

本文结合高频链逆变技术､软开关技术､恒频移相控制技术､SPWM控制技术,提出了一种基于DSP的恒频移相高频链逆变电路｡该电路最大限度的实现软开关特性的同时,也解决了周波变换器开关换流时的电压尖峰问题[1]｡同时采用改进的PQ法和基于电流分解的无连线并联技术[6]可以实现并联逆变器模块间无信号线的连接,因此使得并联系统模块间相对完全独立,更易实现冗余系统｡并且系统对线性和非线性负载都有很好的适应性｡

2系统结构

2.1主电路结构拓扑设计

图1是基于DSP的恒频移相高频链逆变电路原理图,包括主电路和控制电路2部分｡主电路的前级部分主要包括滤波整流､谐振式全桥移相电路和高频变压器｡后级部分主要由周波变换器和输出低通滤波器组成｡

Q1-Q4组成按SPWM 规律进行移相控制的高频逆变器,采用单极性移相控制方式很好的解决了周波变换器开关换流时的电压尖峰问题｡同时利用开关二极管代替饱和电感使得变换器更易实现软开关,变换效率更高｡高频逆变器和周波变换器之间的高频变压器,起电源侧与负载侧电压匹配及两侧电气隔离的作用｡Q5,Q6组成周波变换器,将高频的交流电压脉冲低频解调成单极性的SPWM波,经输出滤波器滤波后输出正弦电压UO供给负载｡

传统的谐振式全桥移相ZVS-PWM变换器是利用功率MOS管的输出电容和输出变压器的漏电感作为谐振元件,使FB PWM变换器四个开关管依次在零电压导通,实现恒频软开关(FB ZVS-PWM)｡由于减少了过程损耗,可保证FB ZVS-PWM变换器效率达80%-90%,并且不会发生开关应力过大的问题｡然而这种结构的PWM变换器美中不足的就是滞后桥臂不易满足ZVS条件｡在此基础上,我们引入了FB ZVZCS-PWM变换器,它的依据是:在变压器原边串连一个饱和电感,当电流到达零以后,在一小段时间内将电流钳在零值,以避免开通时电容释放的能量加大开通损耗,从而做到超前桥臂仍是零电压开通,而滞后桥臂开关零电流关断｡而理想的饱和电感的作用相当于一个开关二极管,因此可用2个开关二极管代替饱和电感接在主电路中(左､右桥臂之间)｡如图1｡

图1高频链无连线逆变器系统框图

2.2控制电路设计

控制电路设计主要包括输出电感电流的分解的设计､改进PQ法的设计､电压电流双闭环的设计以及SPWM信号的产生几大部分｡

在输出端对电感电流和输出电压进行采样,并且把电感电流分解成与输出电压同相位的有功电流分量和与输出电压滞后90°相位的无功电流分量,就可以得到有功功率和无功功率,应用改进的PQ法得到电压参考值,通过采样电压与参考电压的比较得到电压误差信号,经过PI控制器以后得到电流的参考值,然后与采样电流比较得到电流误差信号,电流误差信号经过P控制器后得到调制波信号Ue1,调制波与三角载波比较后得到SPWM信号｡见图1｡

上述控制策略中,把电感电流进行分解可以更好的适应非线性负载｡采用改进的PQ法可以保证并联逆变器有好的均流效果的同时也有好的动态特性｡而在电流内环之外还设置电压外环的目的在于对不同负载实现参考电流幅值的自动控制｡这种控制策略既保证输出电压有好的稳定性能,又保证系统有较快的动态响应性能｡

单极性移相控制[2]实现SPWM信号原理如图2所示｡

图2SPWM信号的产生原理图[JZ)]

Ue1与载波Uc比较后得到信号K1,K1再下降沿2分频,得到高频脉冲交流环节逆变器功率开关Q1的控制信号,尔后反相互补得到功率开关Q3的控制信号;Ue1的反值信号Ue2与载波Uc比较后得到信号K2,K2再下降沿2分频,得到高频脉冲交流环节逆变器功率开关Q2的控制信号,尔后反相互补得到功率开关Q4的控制信号;将载波Uc下降沿2分频,得到功率开关Q5的控制信号,尔后反相互补 得到功率开关Q6的控制信号｡

3逆变器无连线并联控制技术

目前的无连线并联方案都是基于下垂理论而发展的[3],因为输出电压的相位变化影响其输出有功功率的变化,而输出电压的幅值变化则改变其输出的无功功率｡并且相位超前越多的模块,输出的有功功率也越大,幅值越大的模块,输出的无功功率则越大｡因而,如果要控制逆变器输出的有功功率和无功功率只需通过调节逆变器的输出电压的幅值和相位即可,一般通过调节输出电压的频率来改变输出电压的相位,进而调节逆变器的输出有功功率｡这就是经典PQ法的基本思想,它通过检测模块的有功功率P和无功功率来调节输出幅值与相位而达到均流目的[4]｡

3.1改进的PQ法

对于并联系统来说,有两点非常重要,一是稳定后的均流误差,越小越好,理论值为0｡还有一点则是动态性能,主要表现为如下几个方面:启动波形,即有一台新的逆变器并入时各逆变器电流响应;退出波形,即一台并入的逆变器突然退出,比如由于故障或保护等原因,各逆变器电流响应;并联后负载切换时各逆变器的电流响应｡这几点中以启动波形受影响最为明显,实验证明如果系统动态性能不好,启动过程中会有一段时间的振荡,而这是经典PQ法无法克服的困难｡因此通过对经典PQ法进行改进选用了下面的控制方程式[5]:上式(1)､(2)中积分项的引入既改善了系统的稳定性,同时对非线性负载也有一个好的均流效果｡而微分项的引入更是改善了系统的动态相应性｡图(3)是它实现的方框图｡图3改进PQ法实现方框图

3.2基于电流分解的无连线并联

从上式可以看出,PQ法中有功功率和无功功率的计算采用的是电压电流相移法:有功功率P=输出电流IO×输出电压VO无功功率Q=输出电流IO相移90°×输出电压VO 实际上对于非线性负载来说上述计算是不对的,它计算的前提是系统必须是线性的,而当电压型逆变器的负载是非线性时,其输出电流应该由直流分量,有功电流分量,无功电流分量以及谐波分量4部分组成[6]:

定义P=VIp､Q=VIq ｡因此通过这种电流分解以后系统就不再受非线性负载的影响了｡具体做法如下:将(3)式扩展得到式(4)从式(5)可以看出,式中的直流成分是与有功电流的幅值IP成正比,因此,可以使用一个低通滤波器(其频率低于ω)来获得IP,这就是我们所需预测的有功电流的幅值,将它乘以与电压同相位的单位正弦,就可获得瞬时有功电流的预测值ip(t),再从实测的负载电流中减去预测的有功电流ip(t),就可得到需要的参考电流iF(t)｡同理也可得到无功电流分量 ｡电流分解示意图如下图4所示:

图4电流分解示意图

4系统仿真

利用MATLAB-SIMULINK软件对系统进行了仿真,仿真主要技术参数如表1:表1主要技术参数参数数值参数数值输入电压220VQ-V下垂系数(比例)1e-4 v/var输出电压220VQ-V下垂系数(微分)5e-7 V.s/Var额定功率1KWP-ω下垂系统(比例)2e-5rad/w电压电流采样频率10KP-ω下垂系统(积分)1e-4rad/(w.s)输出频率50HZP-ω下垂系统(微分)5e-7(rad.s)/w隔直电容2uf谐振二极管(高频)DESI30-04A稳态时输出电压波形如下图5所示｡ 图5稳态时输出电压波形图(x轴:0.1s/div)

为了测试系统的均流效果,在2台逆变器并联一段时间后突然退出一台｡其中图6表示一直在工作的那台逆变器的电流波形｡图7表示的是逆变器的环流(I1-I2)波形图｡通过波形图证明了系统具有很好的均流效果｡

5结论

本文通过在分布式供电系统中引入高频链软开关拓扑结构,完全实现滞后臂的软开关｡并且采用改进的PQ算法｡在经典PQ算法的基础上增加了微分和积分环节,使系统的动态响应更好｡而基于电流分解的无连线并联方案更好的解决了非线性负载很难做到较好均流效果的难题｡采用高性能的DSP对并联逆变器进行检测,控制和故障诊断,保护及报警,实现负载均流和输出同步｡而仿真结果也显示出系统可以很好的适应线性和非线性负载｡

注：本文中所涉及到的图表、注解、公式等内容请以PDF格式阅读原文。