基于PCM1716E的通用音频解码板的设计与实践(上)

收音机可谓是最古老的收听广播工具。时至今日收音机仍有旺盛的生命力！其原因不外乎它是面向大众的，收听节目又是无需付费的。但其传统的传播方式存在许多不足，调幅中波广播作用距离小，短波可以远距离传送，但音质极差，再加上各种干扰，会使我们失去对收听广播的兴趣。调频广播虽然音质好，可以实现立体声广播，但覆盖范围却又极其有限。

卫星广播可以解决三大问题：覆盖问题、音质问题和收听问题，卫星接收机既可以收看电视节目又可以收听附带的广播电台，而且好的数字机音质可以达到CD水准，它的覆盖面积大，可以实现远距离收听。这是任何地面广播系统无法与之相比的，尤其对全国、全球覆盖为目标的大的广播电台来说，更具有重要性，极大地改变了以往地面广播的种种不足。

卫星广播节目不但含有地面大众化的调频广播节目内容（有些是与地面广播同步播出），而且其上还有许多国内、国外十分专业的音乐电台在放送，并且纯音乐的节目比较多，中间无广告、无主持人、无停顿、24小时全天候播出，就像连续播放的音乐发烧碟。音乐电台分类更是详细：古典音乐、通俗音乐、轻音乐、JAZZ、摇滚乐、电子音乐和节奏劲暴的Disco以及华语歌曲、欧美流行歌曲、日韩歌曲、港台歌曲、乐器声、鸟叫声、试音碟等等，每一种音乐类型都是专门开设的频道，其节目的丰富性，即使世界上的顶级音乐（收藏）发烧友也是望尘莫及的。因此，卫星传送的广播节目也就成为Hi-Fi爱好者的另一个高质量音源。

拥有一套卫星电视广播接收设备，不仅可以看到绚丽多彩的电视节目，而且更可以收听到众多可媲美CD的、广播级的广播节目，且广播节目无需付费，多数均为免费节目。

从本质上讲，市面上凡是可以正常接收卫星电视节目的普通卫星数字机，都可以用来接收卫星广播，收听从卫星上面传送下来的广播节目，但这只是"正常接收"而已，而达到我们广播爱好者的高质量收听要求，似乎还有一定距离，那我们心目中想要的接收机到底是个什么样子呢，它究竟应该具备那些必要的指标呢？

用手边的普通卫星数字机（假百胜P-3800）作为音源连接耳机放大器、AKG K240DF耳机试听134°E星上的卫星广播节目，感觉声音高低两端的延伸不足：低音较浑浊、欠缺力度；高频分析力不错但毛刺感较重；中频（尤其是人声）则表现较好。整个音场表现得有点散乱。

把玩过音响的朋友都知道，对于Hi-Fi系统，每一个器材环节，尤其是音源回放环节对整个音响系统的表现影响极大。

从悦耳动听的声音谈起

廉价卫星接收机的声音不尽如人意，如何不用很高代价而提高卫星接收机的音质是一个很多人都感兴趣的话题。卫星广播节目的音质不仅仅取决于节目制作时音源录制的质量，同样也取决于数字卫星接收机的还原质量。这就像大家在玩Hi-Fi，不能仅仅在音源碟片上下功夫，CD播放机、功放、音箱和线材等等都要兼顾，才能有让自己满意的效果。

怎样才能使卫视接收机放出悦耳动人的声音？说到这个问题，一般来讲，无外乎就是这几种做法：

1、使用高挡的卫视接收器材；

2、使用光纤S/PDIF OUT加外置音频解码器输出；

3、对卫星接收机的音频解码器和模拟低通放大单元进行升级或合理的改进。

一套高档次的卫视系统动不动就要几万元，甚至是更多的金钱来支持，一分钱就是一分货，需要多好的视、音频质量就需要多少的金钱。对于收入普通的卫视发烧友来说，要拥有一套能够让自己满意的卫视影音系统也许并非易事。

廉价接收机在音频上要想获得脱胎换骨的提高，S/PDIF输出加外置DAC是一个好方法，可是外置DAC的成品解码器少说也要千元上下，而且有相当数量的廉价卫星接收机并没有S/PDIF输出接口（关于加装S/PDIF及外置DAC解码器，我们将另文讨论）。还有没有一种廉价的、内置的提高音质的办法呢？

我们看看卫星接收机的Audio DAC和后面的模块―――运放组成的模拟低通线路输出，其作用是：数字音频信号由音频DAC进行数字/模拟（D/A）转换后，得到模拟音频信号，信号经运算放大电路进行I/V转换(仅电流输出形DAC设有)、低通滤波、电压放大或缓冲后，得到足够大的信号电平以及足够低的输出阻抗，驱动和匹配音响或电视机的音频功放电路。

我们测绘了几种廉价接收机音频模拟部分的电路，都是低挡DAC和普通运放组成的典型一阶LPF、同相2倍放大器。更有甚者，有些低挡廉价卫视接收机甚至省略了运放，由DAC直接输出，正是这个原因导致量化噪声残留过多及相位失真严重影响了卫星接收机的音频质量。

既然知道了问题所在就好办了，这如同改造、打摩Hi-Fi CD机一样，我们同样可以摩一下卫星接收机的数字音频部分。这主要是针对卫星接收机的D/A数模转换部分和后级的低通运放部分，现在一般的机子这两部分均采用了低档通用器件。若采用高档的24bit/96kHz音频解码D/A芯片，替换卫星接收机的普通DAC，同时更换发烧级运放以及调整LPF参数，即可将其原音高质量地还原出来，是提高卫星接收机音频质量的主要方法之一。

本文我们就来探讨一下对卫星接收机的音频解码器和模拟低通放大单元进行升级或合理改进的话题！

卫视接收机的DAC及数字音频格式标准

卫星的下行信号通过接收天线反射器、馈源、LNB降频后引入接收机调谐器(TUNER)。对950-2150MHz范围内的DVB-S载波信号进行变频，产生中频信号。

QPSK解调与信道解码：接收机必须要完成QPSK解调、RS解码和解交织（纠错处理）的过程。信号经过QPSK解调和信道解码后，将以MPEG-2传送流（TS流）的形式送到下级模块进行解复用处理。

解复用：对数据进行解复用后，形成音频PES数据和视频PES数据，并将音频和视频数据直接送给MPEG-2解码器进行解码。MPEG-2传送流数据通过系统解码接口进入主芯片后，利用主芯片内部PID（节目标识）处理单元对输入数据进行分析，用户通过微处理器控制来提取相应的音频PES数据和视频PEC数据、程序特殊信息、服务信息等。音频PES数据和视频数据通过集成块的V/A接口输出，而程序特殊信息和服务信息则被存储在本机的随机存储器（DRAM）中，通过微处理器控制，对这些数据直接进行存取操作。

MPEG-2解码：解复用模块送出的数据是压缩的视频PEC数据和音频PEC数据，必须由MPEG-2解码器对PEC数据进行解压缩。它输出两组信号，一组为送给数字视频编码器的数字视频信号，另一组为送给音频数模变换的PCM格式的数字音频信号。

视频编码：视频编码器的功能是将已解码的数字信号转换为模拟电视信号，这些信号经过一个低通滤波器送到电视机的A/V插口上进行播放。

音频DAC：音频DAC的功能是将已解码的数字PCM数据转换成立体声模拟信号。经过一个低通滤波缓冲器送到音响功放。

用户接口：主要由机内的单片机控制电路、显示电路、遥控电路组成。用户可通过遥控器来操作，将由控制中心发送的节目信息以节目菜单的形式在电视机上显示，并做选择，在TS流中选取自己所需要的节目收看。

音频的还原，也就是数字音频信号转换成模拟音频信号，是由MPEG-2解码芯片将数字PCM流数据送至DAC芯片完成的。MPEG-2解码芯片与DAC芯片间的音频数据传输格式，有索尼的左右对齐格式，飞利浦公司的I2S格式等等。现在，卫星接收机MPEG-2解码器与音频DAC的数据格式大多采用I2S格式接口标准，I2S的全称是Inter-IC Sound，意指在芯片间传递的音源。也有部分机器采用SONY右对齐格式接口标准。这些数字音频接口都有3个主要信号，这些数字数据传输格式的差别主要是三个信号的时序有所不同。音频PCM接口的信号名称与功用大体如下：

1、串行时钟SCLK（Continuous Serial Clock），也叫位时钟（BCLK），即对应数字音频的每一位数据，SCLK都有1个脉冲。SCLK的频率=2×采样频率×采样位数；

2、帧时钟LRCK，也称WS，用于切换左右声道的数据。LRCK为“1”表示正在传输的是左声道的数据，为“0”则表示正在传输的是右声道的数据。LRCK的频率等于采样频率；

3、串行数据SDATA，就是用二进制补码表示的音频数据。

有时为了使系统间能够更好地同步，还需要另外传输一个信号MCLK，称为主时钟，也叫系统时钟（Sys Clock），一般常见的多是采样频率的256倍或384倍，在音响界目前最顶级的音频D/A还有采用主时钟768fs的。

一个典型的I2S格式的信号时序见图1。

I2S格式的信号无论有多少位有效数据，数据的最高位总是出现在LRCK变化（也就是一帧开始）后的第2个SCLK脉冲处。这就使得接收端与发送端的有效位数可以不同。如果接收端能处理的有效位数少于发送端，可以放弃数据帧中多余的低位数据；如果接收端能处理的有效位数多于发送端，可以自行补足剩余的位。这种同步机制使得数字音频设备的互连更加方便，而且不会造成数据错位。为了保证数字音频信号的正确传输，发送端和接收端应该采用相同的数据长度。当然，对I2S格式来说，发送端和接收端的数据长度也可以不同。

随着数字技术的发展，除了I2S接口格式标准外，还出现了多种不同的数据格式。依据SDATA数据相对于LRCK和SCLK的位置不同，分为左对齐（较少使用）、I2S格式（即飞利浦规定的格式）和右对齐（也叫日本格式、普通格式）。这些不同的格式信号见图2和图3。所有的数据格式都是先传送出串行数据的最高位，最后是最低位。

数据发送端设备的发送数据格式必须和接收端设备的接收数据格式相同，系统才能正常工作。换言之，假如卫星接收机的MPEG-2发送的音频数据格式是I2S格式，则音频DAC的接收音频数据格式只能是I2S格式。如果音频DAC接收数据不是I2S格式，而是其它格式，那么卫星接收机的音频输出信号肯定是不正常的。

常见的廉价卫星接收机多采用TDA1311、PT8211、CS433x等DAC，它们的特点是低价格，但参数指标都很一般。

DAC的选择对还原的音质是举足轻重的。我们准备采用的是PCM1716，理由有三：

其一，它是一枚高性能、高品质、多功能的DAC，在发烧界的口碑一向是不错的；

其二，它是Burr-Brown同时代产品中为数不多的仍在量产的型号之一，货源充裕，价格也不贵；

其三，它支持的格式、采样频率和时钟频率比较多：I2S和普通格式；16bit 、20bit和24bit数据长度；16kHz到96kHz采样频率；256FS、384FS、512FS、768FS主时钟都没问题。其数据接收格式可基本上涵盖目前卫星接收机中所有音频数据格式，而且可设置成硬件控制模式，可省去一枚控制PCM1716的MCU。在此状态下大部分DAC配置选项都可以用它的引脚电平来设置，对于不同数据格式通过PCM1716控制引脚的电平设置即可达到要求，最适宜于多种类型的卫星接收机改装，免去了可能与MPEG-2解码器输出的音频数据格式不兼容的麻烦。

音频DAC PCM1716E概述

PCM1716E是TI旗下的Burr-Brown出品的DAC。性能方面，PCM1716E的理论值可以做到动态值和信噪比至106dB，对于数字音频设备来说，如果能发挥出此芯片的最大性能，则已经是顶级的产品了。

PCM1716E是美国BB公司生产的支持LPCM的24 bit 96 kHz DAC中的中高档产品。与以往的产品的最大区别是它采用了BB公司新近开发的增强型多级幅度量化高阶ΔΣ调制器结构，在实际运用中可以提高音频动态范围，减小对时钟抖动（JITTER）的敏感度，降低由此引发的失真；内置8倍超取样96kHz取样率的数字滤波器还带有两种可选择的滚降特性：慢滚降和陡滚降。PCM1716E的优良特性使之广泛用于CD播放机、DVD－AUDIO和电子乐器。其主要特性如下：

1、增强型8级幅度量化4阶ΔΣDAC。

2、取样率从16 kHz～96 kHz。

3、输入音频数据字长16，20，24Bit。

4、性能指标：THD＋N：-96 dB；动态范围：106 dB；信噪比：106 dB；模拟信号输出范围：0.62×VCC（Vp－p）。

5、内置8倍超取样数字滤波器性能：阻带衰减：82dB；通带纹波：±0.002dB。

6、其它功能：数字去加重、独立的256级左右声道数字衰减器、软静音、零检测消音、零标志、片选功能、模拟输出信号的相位可反转。

7、＋5V单电源供电。

8、28脚SSOP小型封装。

PCM1716E的时钟可以连接外部系统时钟或由石英晶体振荡器产生，频率可为256FS、384FS、512FS和768FS，采样频率FS为32 kHz、44.1 kHz、48 kHz或96 kHz。但当FS为96kHz时，768FS的系统时钟不被PCM1716E接受。当使用内部晶体振荡器时，频率不能大于24.576MHz。PCM1716具有系统时钟自动识别电路，可根据输入系统时钟自动设置内部电路工作在256FS，384FS，512FS和768FS中的一种。系统时钟(MCLK)须与字时钟(BCK)同步，对于小于6Bit 时钟（BCK）的相差，PCM1716可以自动补偿；如果相差大于这个值，PCM1716E的输出端将固定为双极零电平VDD／2。

PCM1716E可接受标准（EIAJ），I2S及左对齐几种音频数据格式，兼有硬件和软件两种控制方式。

PCM1716E优良的特性是和它的电路设计分不开的，图4是PCM1716E的内部电路框图，主要由串行数据输入接口、带多功能控制的8倍超取样数字滤波器、增强型8级幅度量化4阶ΔΣ调制器、两路数模转换器、模拟低通滤波器、晶体振荡和时钟电路、模式控制接口等组成。与BB系列中的普及型DAC相比，PCM1716E主要在8倍超取样数字滤波器和ΔΣ调制器的设计上有所加强。PCM1716E的数字滤波器的阻带衰减达-82 dB，是PCM1720E、PCM1721E、PCM1723E等的2倍，比中档系列的PCM1710U还大20 dB。我们知道，数字滤波器的阻带衰减不够将无法把音频通带外的噪声滤除干净，虽然这些超音频噪声是人耳听不见的，但会影响DAC的动态指标（THD＋N，S／N及动态范围），最终导致高频听感上的毛刺感，清晰度不佳，所谓的“数码声”明显。另外，数字滤波器的阻带衰减够大，在达到相同动态指标的条件下，可以减小后置模拟低通滤波器的阶数，改善通频带内的不均匀度和相位特性。

PCM1716E具有三个电源端：一个数字电源，两个模拟电源。而且各自的地线也是分离的。这样的设计，可以获得更好的声道分离度、S/N等输出指标。

说明：引脚1，2，3是Schmitt触发输入；引脚22，24，25，26，27，28是带上拉电阻的Schmitt触发输入；引脚23是带下拉电阻的Schmitt触发输入。

PCM1716E能被选定在硬件模式,这些静态的控制信号使用28脚,27脚,26脚和23脚。这些最基础的软件模式或硬件模式由24脚的状态决定，见表2。

硬件模式下PCM1716的几顶参数设置如下：

去加重控制由27脚和26脚状态设定。见表3。

输入音频数据格式：音频数据格式由28脚和23脚设置见表4，信号时序见图5。

静音：25脚设置静音模式，见表5。

通用的音频DAC解码方案的设计

我们要做的，是一款通用的卫星接收机音频DAC解码板。解码板可接受卫星接收机MEPG-2解码器送出的多种数据格式的3路串行音频数据信号，输出2路模拟音频信号。

对照我们手边现有的廉价卫星接收机，例如假百P-3800的DAC采用的是TDA1311，MEPG-2解码器STi5505输送给它的PCM信号为：SDA、BCK和 LRCK。与PCM1716E所需的输入信号相对照，缺少MCLK，即DAC主时钟。对PCM1716E而言，要求MCLK时钟与卫星接收机MEPG-2解码器输出的BCK和 LRCK信号相位同步，否则PCM1716E不能工作。参考一些使用诸如CS4334等需要MCLK时钟的DAC卫星接收机的音频电路，其MCLK时钟都是由MEPG-2解码器输出。对于我们手中现在所拥有的几台廉价卫星接收机，其有些音频DAC主时钟输出已被屏蔽，如想使MEPG-2解码器输出DAC主时钟则必须修改它的驱动程序软件。这在业余条件下几乎是不可能的任务。怎样才能使用简单的电路，达到恢复DAC主时钟，满足PCM1716E的工作需要的信号条件呢？

通过思考、分析多种数据格式信号SDATA、BCLK、 LRCK与MCLK之间的时序关系，我们发现：

BCLK的频率=2×采样频率×采样位数；

LRCK的频率=采样频率；

对于PCM1716E，MCLK频率可为256FS，384FS，512FS和768FS(FS=采样频率)。而且PCM1716E可根据输入系统时钟频率自动设置内部电路工作在256FS，384FS，512FS和768FS中的一种。MCLK时钟的相位必须与音频数据信号的LRCK或BCLK信号的相位保持一个确定的同步关系。相位同步的精度越高，JITTER越小，音频还原后的音频质量越高。

实现相位同步最好的方法是采用相位锁定环技术(Phase-Locked-Loop)。这样我们可以利用LRCK信号，通过PLL(锁相环)电路将其倍频到256倍或384倍，替代MEPG-2解码器输出的DAC主时钟。

数字锁相环是一种反馈控制系统，一个完整的锁相环(PLL)包括三部份：一个用来生成输出频率信号的压控振荡器（VCO: Voltage Controlled Oscillator），一个用来比较输入和输出信号的鉴相器(Phase Detector)以及一个连接鉴相器输出和VCO的环路滤波器（Loop filter）。PLL能使电压控制振荡器(VCO)的输出信号频率和相位均与输入的LRCK信号保持锁定“关系”。即VCO输出的振荡信号的频率为LRCK信号频率的n倍，且相位差为零。输出的振荡信号提供给PCM1716的MCLK时钟信号。

我们的PLL电路准备采用廉价的74HC4046。74HC4046虽然是一颗廉价的锁相环芯片，但是如果设计时电路参数选择适当，它构成的PLL电路性能还是相当不错的。在一些著名品牌的CD播放机的系统时钟电路中就能看到74HC4046的身影。

锁相的意义是相位同步的自动控制，能够完成两个电信号相位同步的自动控制闭环系统叫做锁相环，简称PLL。它广泛应用于广播通信、频率合成、自动控制及时钟同步等技术领域。锁相环原理框图如图6所示。

压控振荡器的输出U0接至相位比较器的一个输入端，其输出频率的高低由低通滤波器上建立起来的平均电压Ud大小决定。施加于相位比较器另一个输入端的外部输入信号Ui与来自压控振荡器的输出信号U0相比较，比较结果产生的误差输出电压UΨ正比于Ui和U0两个信号的相位差，经过低通滤波器滤除高频分量后，得到一个平均值电压Ud。这个平均值电压Ud朝着减小CO输出频率和输入频率之差的方向变化，直至VCO输出频率和输入信号频率获得一致。这时两个信号的频率相同，两相位差保持恒定（即同步）称作相位锁定。

当锁相环入锁时，它还具有“捕捉”信号的能力，VCO利用调谐电压生成一个频率，可在某一范围内自动跟踪输入信号的变化，如果输入信号频率在锁相环的捕捉范围内发生变化，锁相环能捕捉到输人信号频率，并强迫VCO锁定在这个频率上。锁相环应用非常灵活，如果输入信号频率f1不等于VCO输出信号频率f2，而要求两者保持一定的关系，例如比例关系或差值关系，则可以在外部加入一个运算器，以满足不同工作的需要。 过去的锁相环多采用分立元件和模拟电路构成，现在常使用集成电路的锁相环，图7是74HC4046的引脚排列，各引脚功能如下：

1脚相位输出端，环路入锁时为高电平，环路失锁时为低电平。

2脚相位比较器1的输出端。

3脚比较信号输入端。

4脚压控振荡器输出端。

5脚禁止端，高电平时禁止，低电平时允许压控振荡器工作。

6、7脚外接振荡电容。

8、16脚电源的负端和正端。

9脚压控振荡器的控制端。

10脚解调输出端，用于FM解调。

11、12脚外接振荡电阻。

13脚相位比较器2的输出端。

14脚信号输入端。

15脚相位比较器3的输出端。

图8是74HC4046内部电原理框图，主要由相位比较器1、2、3及压控振荡器（VCO）、线性放大器、源跟随器、整形电路等部分构成。比较器1采用异或门结构，当两个输人端信号Ui、U0的电平状态相异时（即一个高电平，一个为低电平），输出端信号UΨ为高电平；反之，Ui、U0电平状态相同时（即两个均为高，或均为低电平），UΨ输出为低电平。当Ui、U0的相位差Δφ在0°-180°范围内变化时，UΨ的脉冲宽度m亦随之改变，即占空比亦在改变。从比较器Ⅰ的输入和输出信号的波形（如图4所示）可知，其输出信号的频率等于输入信号频率的两倍，并且与两个输入信号之间的中心频率保持90°相移。从图中还可知，fout不一定是对称波形。对相位比较器1，它要求Ui、U0的占空比均为50％（即方波），这样才能使锁定范围为最大。

相位比较器2是一个由信号的上升沿控制的数字存储网络。它对输入信号占空比的要求不高，允许输入非对称波形，它具有很宽的捕捉频率范围，而且不会锁定在输入信号的谐波。它提供数字误差信号和锁定信号（相位脉冲）两种输出，当达到锁定时，在相位比较器2的两个输人信号之间保持0°相移。

对相位比较器2而言，当14脚的输入信号比3脚的比较信号频率低时，输出为逻辑“0”；反之则输出逻辑“1”。如果两信号的频率相同而相位不同，当输人信号的相位滞后于比较信号时，相位比较器Ⅱ输出的为正脉冲，当相位超前时则输出为负脉冲。在这两种情况下，从1脚都有与上述正、负脉冲宽度相同的负脉冲产生。从相位比较器Ⅱ输出的正、负脉冲的宽度均等于两个输入脉冲上升沿之间的相位差。而当两个输入脉冲的频率和相位均相同时，相位比较器Ⅱ的输出为高阻态，则1脚输出高电平。上述波形如图9所示。由此可见，从1脚输出信号是脉冲还是固定高电平就可以判断两个输入信号的情况了。

74HC4046锁相环采用的是RC型压控振荡器，必须外接电容C1和电阻R1作为充放电元件。当PLL对跟踪的输入信号的频率范围宽度有要求时还需要外接电阻R2。由于VCO是一个电流控制振荡器，对定时电容C1的充电电流与从9脚输入的控制电压成正比，使VCO的振荡频率亦正比于该控制电压。当VCO控制电压为0时，其输出频率最低；当输入控制电压等于电源电压VDD时，输出频率则线性地增大到最高输出频率。VCO振荡频率的范围由R1、R2和C1决定。由于它的充电和放电都由同一个电容C1完成，故它的输出波形是对称方波。一般的74HC4046的最高工作频率仅为14MHz(VDD=6V)，若VDD

74HC4046内部还有线性放大器和整形电路，可将14脚输入的100mV左右的微弱输入信号变成方波或脉冲信号送至两相位比较器。源跟踪器是增益为1的放大器，VCO的输出电压经源跟踪器至10脚可作FM解调用。

MCLK 锁相环倍频原理框图及电原理图见图10和图11。

锁相环采用DIP16封装的74HC4046。

对于锁相环的输入信号，我们有两种选择：BCLK(SCLK)和LRCK。由于BCLK的频率=2×采样频率×采样位数，其频率与PCM数据中的采样位数有关，如果PLL输入信号选择SCLK，对于不同的采样位数，为满足PLL输出频率=256FS或384FS，则N分频计数电路的分频值N需随着采样位数(16、20和24BIT)的不同而变化，这对解码板在不同型号卫视机的加装应用会带来一些不便。所以，我们决定将LRCK作为PLL的输入信号。

由于74HC4046(TI品牌)的VCO最高工作频率仅达到17MHz，常见的LRCK频率为44.1kHz和48kHz两种，假设我们的锁相环采用384FS的倍频，以FS为48kHz为例，则74HC4046的VCO 输出频率为384x48KHz=18.432MHz，这将超出74HC4046的最高工作频率。所以我们采用256FS倍频，此时74HC4046的VCO 输出频率为256x48KHz=12.288MHz，低于74HC4046的最高工作频率，74HC4046能够正常工作。在这里强调一点，各厂家生产的不同品牌的74HC4046最高工作频率是不一样的。在这个DAC MCLK锁相环倍频器中，只能使用PHILIPS和TI两家生产的74HC4046。其它厂家生产的74HC4046由于最高工作频率相对较低，在此应用可能不能正常工作或工作不稳定。

N分频计数电路实际上是一个循环计数器。循环计数器的输入时钟为MCLK时钟.也即为74HC4046的VCO输出。当循环计数器计到设定值时，输出一个正极性脉冲到相位比较器的AIN端(74HC4046的14脚)，循环计数器同时清零并开始重新计数。循环计数器的设定值，决定了分频的倍数。实际上也就决定了LRCK与MCLK的倍数关系，即MCLK=n×LRCK。256分频计数器由74HC4040构成。74HC4040是12bit异步2进制计数器。

MCLK 锁相倍频电路工作原理如下：输入信号LRCK从14脚输入后，经74HC4046内部放大器A1进行放大、整形后加到相位比较器Ⅰ、Ⅱ的输入端，图3开关K拨至2脚，则比较器Ⅱ将从13脚输入的比较信号U0与输入信号Uψ作相位比较，从相位比较器输出的误差电压UΨ则反映出两者的相位差。UΨ经R19及C32构成的环路滤波器生成施加于VCO的调谐电压Ud加至压控振荡器VCO的输入端9脚，调整VCO的振荡输出MCLK信号频率，使MCLK迅速逼近输入LRCK信号频率。VCO的输出又经1/256分频器再进入相位比较器II，继续与Ui进行相位比较，最后使得MCLK＝256LRCK，两者的相位差为一定值，实现了倍频相位锁定。

对于74HC4046内的压控振荡器VCO，其输出振荡信号的频率不仅与VCO输入电压Ud 有关, 而且与电源电压VCC( VREF与电源电压VCC有关), 外接阻容R21、R22、C33有关。输入电压Ud = VCC / 2 时，压控振荡器(VCO)输出频率定义为中心频率f0。当VCC =5V时, 外接阻容R21、R22和C33决定了中心频率f0，同时R21、R22、C33的大小还决定了锁相环的增益与环路的稳定性和精度有密切的关系。这里选择:R21=10kΩ、R22=10KΩ、C33=47pF。此时f0在11.3MHz附近。

解码板由数字信号缓冲器、主时钟PLL、音频DAC以及相应的低通滤波器（LPF）构成，其原理结构图见图12。

图11和图13-1、图13-2、图13-3是解码板的电原理图，DAC部分电路采用了原厂的推荐电路，同时为了能使PCM1716E具有接收多种音频数据格式功能，在PCM1716E的数据格式设定脚采用电阻跳线(JUMP)设计，通过简单的焊拆几个电阻，可使该音频DAC解码板适应大多数数字卫视机的音频数据格式，具体讲，就是通过PCM1716E的pin28、pin23不同的电位设置，来适应不同的音频格式，其中pin26、pin27为去加重模式控制。PCM1716的pin28、27、26、23四脚各设有一对上拉电阻（10kΩ）、下拉电阻（0Ω），即：正常状态下均将它们设在0电平状态，此时PCM1716状态为：16bit、右对齐数据格式，去加重关闭。如果需要改变某个管脚的电位，拆除相应管脚的下拉电阻即可。DAC解码板在不需要PLL的情况下，74HC4046可拆下，以适应有MCLK信号输出的卫星接收机加装。DAC的模拟音频输出照例要设置一个低通滤波器，以滤掉音频频带之外的信号。低通滤波电路用的也是Burr-Brown的推荐参数。

在选料方面，除了输入输出插座、大容量电容以及输入信号插座以外，其余元件采用了表面贴片元件，同时DIP封装的IC全都使用IC插座，两枚运放也采用了DIP8插座，这样，运放就可以方便的换用不同的型号，以取得不同的音响效果和听感偏好。设计的音频通道的电容采用CBB电容。当然也可以根据后级需要，自行更换不同容量的发烧级WIMA耦合电容，要知道，不同容量的电容对音质有很大影响！曾试用过10μF，低频很强，但是不耐听，太过于强调声音低频的部分了。感到4.7μF相对高、低频较为均衡一些。

共有三路电源给解码板供电。其中+5V模拟电源供给DAC的模拟和PLL数字部分，±电源供给LPF部分，其电压范围可以在±5V～±18V。+5V模拟电源可以由板上的LM7805从LPF电源的正电源（大于8V时）或外部的其他电源降压取得，板上已留有7805三端稳压器的位置。解码板电源最好从另设的电源处供电，以保证最佳的音频指标。如果条件限制，也可由卫星接收机开关电源上获得，不过要采用的是相对比较“干净”的电源。尽管开关电源被公认为噪声比较大，但是如果经过精心处理，还是能够取得比较好的信噪比。

由于成本的限制，这块解码板虽然没有采用四层板的工艺。但是经过了优化的电路布局以及大面积铺设屏蔽铜层会获得一个什么样的效果？看看这张成品板的照片就知道了，见图14。

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