高低频电路设计与制作范文

高低频电路设计与制作篇1

>> 一种基于ADF4360-7的U波段频率源的设计实现 一种基于DDS的阵列雷达P波段本振源设计 P波段频率源的设计 基于DDS驱动PLL结构的Ka波段频率合成器 基于ADF4113的可控频率源设计 一种Ku波段低相噪宽带线性调频源的产生方法 一种X波段宽带频率合成器设计 一种S波段低相噪捷变频率合成方法 基于DDS+PLL频率合成器的设计 基于锁相环的L波段频率源设计与实现* L波段频率源设计 C波段宽带低噪声频率源的研制 Ku波段宽带低噪声雷达频率源的研制 一种基于气动人工肌肉的力、角度可控钩爪 一种基于单片机的可控成像系统设计 一种C波段遥测天线的设计 一种基于信任模型的P2P快速搜索算法-SAT 一种基于P2P流媒体的网络教学系统设计 一种基于P2P的试卷分发模型 一种基于JXME的移动P2P网络模型 常见问题解答 当前所在位置：关键词：P波段；可控频率源；PLL；鉴相器；单片机

DOI： 10.3969/j.issn.1005-5517.2013.9.009

频率源作为电子系统的核心，是决定电子系统性能的关键设备。雷达、通信、电子侦察和对抗设备中，高性能的频率源是实现其整体设备高性能指标的关键技术之一。频率源的相位噪声和杂散抑制的性能直接影响整个系统的性能。其中采用锁相环设计的频率源具有输出频率高、频率稳定度高、频率纯、低相噪、杂散抑制好等优点。

锁相环的基本原理

PLL（锁相环）是一种反馈控制电路，PLL在工作的过程中，当输出信号的频率与输入信号的频率相同时，输出电压与输入电压保持固定的相位差值，即输出电压与输入电压的相位被锁住，这就是PLL名称的由来。PLL通常由鉴相器（PD）、环路滤波器（LF）和压控振荡器（VCO）三部分组成，鉴相器把输入信号的相位与压控振荡器输出信号的相位进行比较，输出一个正比于两个输入信号相位差的电压（或者电流）加到环路滤波器上，抑制噪声和高频分量后，再加到压控振荡器上，控制其频率变化，使输入信号与压控振荡器信号之间的相位差逐渐减小，最后达到动态锁定。锁相环的基本结构如图1。

其中N分频器是由单片机编程控制的，因此这种合成器又体现了程序设计和锁相技术的结合。从总体结构看，它由单片机、锁相环和可编程分频器三部分组成。

电路设计与实现

本设计设计目标是一个可控的锁相环频率合成器。因此本电路结合典型锁相环电路和单片机控制电路，通过单片机改变锁相环中的鉴相器的分频比来改变最终的频率输出。锁相环中的低通滤波器采用运算放大器构成的有源低通滤波器。基本设计框图如图2。

鉴相器我们采用了RU-16封装的ADF4112，ADF4112是一种直接数字式频率合成器，它由一个低噪声的数字相位/频率检波器PFD，一个精密的充电泵，一个可编程的参基准分频器，可编程的A、B计数器，和一个双模式的前置分频器（P/P+1）。A（6位）和B（13位）计数器连同双模式的前置分频器（P/P+1），能实现一个分频比为N的分频器。除此之外，14位的基准计数器（R计数器）允许在PFD的输入端选择REFIN的频率输入。通过对R、P、A、B的编程可使电路输出频率变化。

装的AVR单片机Atmega8，参考晶振采用10MHz有源晶振，显示采用共阴四联数码管。该设计整体电路原理图如图3。

本设计的最终实物图如图5，采用按键控制输出频率的大小，并可通过数码管进行显示。采用SMA接头输出。

采用HP8591E频谱仪分别对该频率源的杂散、相噪和输出功率进行测试。测试结果显示该P波段频率源输出相位噪声和杂散均满足要求，输出相位噪声均优于-82dBc@1kHz，杂散抑制优于-60dBc，输出频率与显示输出频率一致。各频点输出功率与频率的关系如图6。

结语

本设计采用锁相环与单片机编程相结合的方法，研制出一个输出频率可控、低相位噪声、低杂散的P波段频率源。该设计电路结构简单，体积小巧，性能优良，能够用于实际电路中为各种收发通信系统提供本振。在多通道的收发系统中可提供可变的频率源，可简化收发系统的电路形式，降低成本。

[1] Behzad Razavi.射频微电子[M].北京：清华大学出版社，2006

[2] 张厥盛，曹丽娜.锁相与频率合成技术[M].成都：电子科技大学出社，1995

[3] 叶莉娜，陈宏素等.基于锁相环技术的X波段频率源的研制[J].微波学报，2010，（8）：311-313

[4] 郝绍杰.基于集成频率合成器的锁相环设计[J].国外电子测量技术， 2008 （1）：12-15

[5] BANERJEE D. PLL Performance， Simulation， and Design[M]. Fourth Edition. New York： National Semiconductor， 2006：50-80

高低频电路设计与制作篇2

【关键词】直接数字频率合成（DDS） AD9910 锁相频率合成器

0 引言

频率合成技术，是以一个极其稳定的基准频率，合成大量所需要的高稳定度、高准确度的频率。随着微电子、计算机、移动通信、自动化控制等技术的发展，越来越多的地方需要用到高稳定度、高准确度、频率可调的信号 ，所以频率合成技术越来越受人们重视。高性能、小体积、低功耗、高集成度，以及低成本是频率合成器的研究重点。目前基本的频率合成器设计主要有两种方式，一种是直接数字频率合成器，另一种是锁相频率合成器。下面就上述两种频率合成器作逐一介绍。

1 直接数字频率合成器（DDS）

1.1直接数字频率合成器（DDS）的特点

直接数字频率合成器（DDS）的思路是：按一定的时钟节拍从存放有正弦函数表的ROM中读出这些离散的代表正弦幅值的二进制数，然后经过D/A变换并滤波，得到一个模拟的正弦波。直接数字频率合成器就是用数字技术产生正弦波，它与锁相频率合成器相比，具有数字信号处理的一系列优点：

a）由于模拟的压控振荡器VCO是锁相频率合成器相位噪声的主要来源，DDS频率合成器没有VCO，因此相位噪声要小很多。DDS的相位噪声主要取决于时钟信号的相位噪声，而时钟信号是一个高频率、高稳定度、低相位噪声的恒温晶体振荡器产生。而且DDS的输出频率远小于时钟频率（fout

但是，DDS频率合成器的一个重要的问题是杂散信号较多，这主要是因为以下几个原因：

a）DDS是以对正弦波抽样，D/A变换的方式产生正弦波，因此会产生很多离散的杂散信号。b）由于ROM的容量限制，ROM的地址线数比相位累加器的位数少很多，因此产生的相位误差会引入很多杂散频率分量。c）D/A变换器的非线性也是DDS主要的杂散分量来源。

1.2 直接数字频率合成器（DDS）的原理

直接数字频率合成器（DDS）主要由AD9910芯片、送码电路，放大电路，带通滤波器及一些辅助电路组成，原理框图如图1所示。

图1 直接数字频率合成器原理框图

DDS芯片AD9910采用三线串行接口（Clock，Data，LE）对芯片内寄存器进行控制。除了上面三根控制线外，芯片还有Reset和CS信号需要控制。在送初始化控制码时，需先送Reset信号给芯片复位。CS控制端在单片使用时可始终接低电平，在多片复用时需对其进行控制。寄存器送码可直接通过计算机的并口进行。本设计选用的是单频模式，对芯片的0x00、0x01、0x02三个控制寄存器以及0x0e的单频信号寄存器进行送码。开机初始化送码时，四个寄存器码都需要送码，改频时只需送0x0e寄存器即可。

在AD9910的DAC输出端接一个单双变换器，把DDS差分输出信号转换为单端信号。单端输出后接一个放大电路，用来放大产生的信号。放大后的信号接带通滤波器，用来滤除干扰和杂散信号，得到所需频率。

2.锁相频率合成器

2.1 锁相频率合成器的特点

锁相技术是一种相位负反馈技术，它是通过比较输入信号和压控振荡器的输出信号的相位，取出与这两个信号的相位差成正比的电压作为误差电压来控制振荡器的频率，达到使其与输入信号频率相等的目的。

锁相频率合成器通常有小数分频锁相环和DDS+锁相环两种方式。下面着重介绍小数分频锁相环。

2.2 小数分频锁相环的原理

小数N分频锁相环技术是利用数字锁相环和直接数字合成来得到具有可编程分频器的锁相环，其分频比是一个整数与一个整数的倒数之和。

a）小数分频控制器。数据、地址及控制线通过缓冲、译码等，直接送到小数分频专用电路处理，这个专用电路以5MHz为工作时钟，根据送来的数据去控制分频器及压控振荡器的工作波段，实现锁相环所需的各种控制。

b）压控振荡器。压控振荡器VCO工作频率为62.5～92.5MHz，由高Q的LC谐振回路，与低噪声的场效应管等组成。压控振荡器VCO共分5个波段，尽可能减小VCO引起的相位噪声。小数分频控制电路送出三根线通过译码来控制VCO，以选择波段。

c）分频器。分频器的分频比为12～18。小数分频控制电路根据频率合成器的工作频率，来决定分频比，并送出5根控制线到分频器。压控振荡器输出的其中一路送到分频电路，经过分频器分频后，送到相位比较器去鉴相。

d） 相位比较器

相位比较器采用性能最好的边沿触发鉴频鉴相器。鉴相频率为5MHz。压控振荡器的输出频率经过分频器分频后得到的5MHz信号，与标频经整形、分频等转换后得道的5MHz信号进行相位比较。当环路锁定时，此两信号相位差1800.。失锁时，失锁检测产生逻辑 “0”电平，反之产生逻辑“1”电平输出。并将此信号送到检测电路。

e） 电平转换、泵电路和环路滤波

泵电路和环路滤波由晶体管和电阻，电容等组成。相位比较器输出送至差分放大器输入，用来进行电平转换，后面紧跟一个低通滤波器，这样使得泵电路晶体管随着相位比较器输出信号的占空比的变化而截止或导通，于是环路滤波电容通过泵电路晶体管进行充、放电，电容上的电压变化范围为+15V至-15V。这个电压用来作为压控振荡器的压控电压，控制振荡器的输出频率。

3.测试结果的对比

针对两种方法实现的频率合成器，分别进行了指标测量。这里挑选两个关键指标：相位噪声和换频时间，对测量结果进行比较。

a） 相位噪声测试。我们对用两种方法设计的频率合成器的相位噪声进行了测试，测试频率点为72.496MHz。测量结果见下表。从测量数据看，直接数字频率合成器的相位噪声整体上要比小数分频频率合成器小，尤其在1kHz处。

b）换频时间测试。通过测试，用AD9910设计的直接数字频率合成器的换频时间一般都在微秒级，与频率的步进无关，而采用小数分频的锁相频率合成器的换频时间一般都在毫秒级，而且与换频步进有关系。由此可见，直接数字频率合成器比小数分频的锁相频率合成器的换频时间快得多，适合于需要高速换频的应用。

4.结语

上述两种方法设计的频率合成器各有特点。在直接数字频率合成器中使用的ADD9910 芯片是一片性价比较高的DDS芯片。它的速度快，输出波形稳定。频率、相位和幅度皆可控制且分辨率高。它的时钟最高达1G。输出频率的范围为0～400MHz，使得这个方案有很强的通用性。不同系统中，只要根据使用的频率范围适当调整带通滤波器的参数，就可以完成设计。无需调试，可生产性很强。设计简单，体积小，可靠性高。相比锁相频率合成器，还有分辨率高、功耗低，工作频带宽，相位噪声低，换频速度快，等诸多优点。但直接数字频率合成器也有它的不足，杂散较多，且不易消除。因此我们在频率合成器的设计中，就要根据系统的指标要求，体积的大小，选择合适的方案，设计出性价比高的产品。

参考文献：

[1]Vadim Manassewitsch著. 何松柏 宋亚梅 鲍景富等译. 频率合成原理与设计，第三版. 电子工业出版社

[2]陈邦媛 编著. 《射频通信电路》. 科学出版社

高低频电路设计与制作篇3

【关键词】ZPW2000A 移频轨道电路 模拟系统

【中图分类号】G【文献标识码】A

【文章编号】0450-9889（2012）12C-0191-02

随着铁路的不断发展，对专门培养铁路人才的院校来说，要使学生在学习理论知识的同时，又能够在接近真实的环境下对移频轨道电路系统进行操作，就必须有相应的移频轨道电路系统设备。

铁道信号的主要功能是保证行车安全，提高运输效率，实现运输管理自动化和列车运行自动控制，改善铁路职工的劳动条件。铁道信号实训基地作为培养学生基本技能和专业技能的重要场所，对于提高学生的专业素质起着不可替代的作用。基于此，我们利用学院现有人力与物力，在原有沙盘轨道基础上，加入ZPW-2000轨道移频电路，在发送端向轨道发送移频信息，在接收端进行解调得到低频信息，由低频信息去控制地面信号机点灯，形成ZPW-2000轨道电路的模拟系统。

把单片机及CPLD两种技术结合在一起，研究和设计了ZPW-2000系列轨道电路模拟系统，主要功能有：轨道的占用与空闲及完整性检查、区间信号点灯控制、抗电化干扰等。系统设计使各项参数尽可能接近现场实际，可测量的参数有：移频信号的电压、载频、上边频及下边频、低频信息等。该系统可以供学生学习、测量使用，具有一定的推广价值。

一、系统结构

（一）发送器

移频信号产生器由CPLD作为处理器，晶振50MHz，用于产生高精度移频信号，包括8种载频和18种低频信息。低频信息、载频编码条件通过并行输入/输出接口送到处理器，首先判断编码值，由CPU通过查表得到该编码条件所对应的上下边频数值，控制移频发生器，产生相应FSK信号。波形变换器是把移频信号产生器产生的方波信号转换成正弦波。

实际设计中，移频信号在钢轨线路上传输，由于钢轨线路呈感性，当移频信号流过时，信号衰减比较大，常用的方法是在钢轨线路上并联电容，使传输距离增加。而在沙盘上不存在此问题，但为下一步模拟列控系统设计考虑，如果信号能量太小，列车线圈无法感应到信号，因此必须对信号进行功率放大。

功率放大选用LM1875音频功率放大专用芯片，输出功率最大达到20W，已能满足设计要求，最后经隔离变压器把信号送到钢轨上。

（二）接收器

信号经滤波限幅后，排除干扰，让一定通带的有用信息通过，对工频干扰及其他信号干扰起抑制作用。然后经鉴频检波，解调出移频信息中的低频信息。再经低频放大及波形转换器，把正弦信号转成方波信号，送CPU处理，鉴别低频信息，来控制地面信号机点灯。

为了防止信号幅度大小不均对鉴频电路有影响，加入限幅器。限幅器用四个二极管构成强信号双向限幅，每个二极管饱和压降约0.6V，则输出信号上下幅值在±1.2V，完成强信号对称限幅。

鉴频器选用选频放大电路，由运算放大器与LC滤波网络构成。因移频信号的频差太小，用两个谐振槽路很难区分，同时这样的精确电子谐振也很难实现，因此我们使用选频放大器帧频特性曲线的线性段实现。检出低频信息后，进入低频放大电路，该电路采用运算放大器与RC网络构成。

CPU选用STC单片机，用于鉴别低频信息，从而控制地面信号点灯，同时向后一闭塞分区传送编码信息。

二、软件设计

三、实验测量

该系统在轨道电路调整状态时，分别对发送器输出信号及接收器解调后信号进行了实验测量。

（一）发送器移频信号频率的测量

（二）接收器输出低频测量及点灯情况

把单片机及CPLD两种技术结合在一起，研究和设计了ZPW-2000系列轨道电路模拟系统。在调整状态下，对发送器输出信号及接收器解调后信号进行了实验测量，主要有上边频及下边频、低频信息。结果表明，该系统能真实模拟现场设备，可以供学生学习、测量使用，具有一定的推广价值。

【参考文献】

[1]罗海涛.移频自动闭塞[M].北京：中国铁道出版社，1992

[2]林瑜筠.区间信号自动控制[M].北京：中国铁道出版社，2008

[3]王静霞.FPGA/CPLD应用技术（Verilog 语言版）[M].北京：电子工业出版社，2011

【作者简介】黄 斌（1983- ），男，柳州铁道职业技术学院教师，硕士研究生，研究方向：铁道信号及轨道交通信号。

高低频电路设计与制作篇4

关键词:数字频率计74系列集成器件Proteus

中图分类号:TP39 文献标识码:A 文章编号:1007-9416(2010)08-0006-03

1 系统结构框图及工作原理

数字频率计的结构框图如图1所示。工作原理:接通电源后,首先检测一下时钟源是否起振,然后将分频电路得到四种基频信号,待测信号通过放大整形后与时基电路一起送给闸门电路,从闸门电路出来的信号送入低位计数器开始计频,然后由最高位进位信号控制四种基频的选择,再由数据分配器去控制每一个小数点,从而简便的完成了换挡功能。在这里,我们用时基信号的下降沿经反相器去控制锁存信号,将数据读出,再由时基信号的低电平去控制计数器清零,进而保证了锁存是在清零之前,有效地完成两部工作。最后,由译码器将锁存的信号译码后,再由数码管显示出来。

2 系统功能仿真调试

应用Protues进行仿真,验证所设计的电路能否将待测信号进行放大整形,能否实现频率测量,能否自动换挡、自动清零,测量高频时有无较大的误差,信号能否起振等。

2.1 放大整形电路

2.1.1 调试目的

测试放大整形电路是否具有放大整形的能,整形出来的波形是否为较为标准的方波信号。

2.1.2 调试电路

调试电路如图2所示。

2.1.3 调试结果

假设输入正弦波的幅值为2v,其显示结果为如图3所示。

2.2 计频电路

2.2.1 调试目的

调试该频率计能否实现自动换挡、自动清零以及能否测量出0-9.999MHZ的信号频率。

2.2.2 调试电路

频率测试电路如图4所示。

2.2.3 调试结果

1、待测信号的频率设为888HZ,其四位数码管的显示结果如图5所示。

2、待测信号频率设为12.58KHZ,其四位数码管的显示结果如图6所示。

3、待测信号频率设为100KHZ,其四位数码管的显示结果如图7所示。

4、待测信号频率设为1050KHZ,其四位数码管的显示结果如图8所示。

3 调试结果分析

3.1 调试电路已实现的功能

通过先分步调试后整体调试的方法,本设计已实现了测量范围从0-9.999MHZ的精确频率测量,并且能够自动换挡、自动清零。该数字频率计可主要用于测量正弦波、矩形波、三角波、尖脉冲等周期信号的频率值。

3.2 调试中遇到的问题和此电路的不足

在调试的过程中遇到的问题主要在于对逻辑控制电路和闸门电路的调试。刚开始电平出现了黄色和测量高频率时测不出数值的问题,即使测量出来了,也会等很久,而且计出来的值总是比所设的值大一,于是我就将两个锁存端直接连接,缩短了它的反应时间,再用与非门做闸门电路,很好的解决了以上问题,并且计数很精确,所花的时间也很少。该电路的不足之处就是在于如果频率要求更高,那么对元器件的要求就更高,用这一电路就很难实现,就只有用微控制器MCU来完成此类频率计的设计了。

[参考文献]

[1] 赵淑范等.电子技术实验与课程设计[M].北京:清华大学出版社,2009.

[2] 贾更新.电子技术基础实验设计与仿真[M].郑州:郑州大学出版社,2009.

[3] 朱清慧等.Proteus教程—电子线路设计、制版与仿真[M].北京:清华大学出版社,2008.

高低频电路设计与制作篇5

关键词：Multisim 仿真软件 调制与解调 分析 应用

中图分类号：TN912.3 文献标识码：A 文章编号：1007-9416（2013）10-0215-01

Multisim仿真软件又叫虚拟电子实验室。他是一个虚拟的电路电路仿真软件，可以进行原理电路设计和电路功能虚拟测试，是一个名副其实的虚拟电子实验。该软件可以虚拟测试和演示各种电子电路，可以进行详细的电路分析功能，帮助电路设计人员对所设计的电路进行性能分析，在实际的工作中Multisim仿真软件具有很大的实用价值，尤其在在多路语音信号调制与解调实验中的地位更是不可取代。本文针对Multisim仿真软件在多路语音信号调制与解调实验进行了详细的分析如下：

1 实验原理及说明

频谱变换电路是现代通信中最为重要的电路之一，同样这种电路也是最基本的电路之一。现代通信技术在不断的发展，国家的相关部门又不断的提出我们要降低通讯成本，降低能耗，建设资源节约型社会。为了应对这种发展趋势，我们进行的电路设计已经摒弃了原来的一条线路只能传输一条信号的的设计方案，那样的方案应用率太低，成本很高。我们现在设计的电路需要实现各个语言信号的整合，使其可以通过提条线路进行传输，但是又不能产生干扰现象，这就要求我们所设计的电路。

调制解调过程就是将低频信号搬移到高频段或从高频段搬移到低频段的过程。所谓的振幅调制，就是要实现低频调制信号对于高频震荡的幅度进行有效的控制，使高频震荡信号通过低频信号反应出来；解调的过程比较简单，他就是将低频信号从调幅波中取出。可以进行调幅与解调的方式有很多，随着计算机的高速发展和软件的不断进步，现在的仿真电路种类很多，但是就现阶段而言，Multisim仿真软件的市场份额还是存在其绝对优势的。Multisim仿真软件在多路语音信号调制与解调实验中的过程比较简单，该软件的调幅功能的实现借助了集成乘法器，而对于检波功能我们通过二极管实现的，在具体的实验过程中，我们把实验电路进行了有效的模块分类，实现了多路语言的调制和解调，具体设计如（图1）所示：

2 实验电路的确定及仿真结果

实验原理中我们可以清楚的看到，Multisim仿真软件中的仿真窗口中的是设计多路电路的关键所在，我们必须在这些窗口中创立创建和设计多条语音信号的调制和解调电路，只有这样才能是吸纳多条实验电路公用一条通道的设想。在此过程中，我们要注意电阻、电容这些最为基本的电路元件需要从系统的原器件库中进行统一的调用；而电路中的语音信号和被加直流电压以及载波信号的来源我们通常借助电源信号库来实现；我们系统中的的控制件器库可以为我们提供电路设计中所需要的集成加法器和集成乘法器。这是我们整体的仿真系统中各个器件的来源和设计方式，最后我们按照试验线路中的但参数对试验器件的电参数进行设置就可以了。

2.1 多路语音信号调制部分

我们所设计的多路信号调制电路中主要部分由：乘法电路、加法电路、多路加法电路、滤波电路和直流叠加电路等等。打开系统，进入仿真界面，我们可以观察到每个单元必须在输出端连接双踪示波器，之后打开我们系统的仿真开关，这时系统开始工作并进入仿真状态，对电路的实际工作进行模拟演示，我们可以通过观察示波器的输出信号，从而得出调制部分各个单元电路的电压波形，当然这个波形反应的是输出电压的情况。

2.2 多路语音信号解调部分

相对于调制电路而言，解调电路的复杂程度要简单一些，在Multisim仿真软件的工作系统中带通滤波电路、低通滤波电路、检波电路、多路加法电路共同组成了Multisim仿真软件的各端仿真波形多路语音信号解调电路。同我们的调制部分相似，把双踪示波器和各个单元的电路输出端进行连接以后，我们就可以打开模拟开关了，这时我们的仿真系统便开始工作，我们同样需要观察示波器反应出的波形，这个波形就是调制部分各单元电路的输出电压波形，这就是Multisim仿真软件的多路语音信号解调部分。

3 结语

本文针对Multisim仿真软件在多路语音信号调制与解调实验的原理和具体步骤进行了一系列的分析，可以看出该软件的设计比较合理，操作相对而言比较简单，而且该仿真系统所反应的实验结果具有很高的实际价值，在此类实验电路的模拟检测中有很重要的意义。另外，Multisim仿真软件对于其他的电路模拟分析也有着很大的优势，在实际的应用中受到了大家的青睐。

参考文献

[1]黄智伟.基于Multisim2001的电子电路计算机仿真设计与分析[M].北京：电子工业出版社，2004.1.

高低频电路设计与制作篇6

[关键词]音频 放大电路 抗干扰

中图分类号：P101 文献标识码：A 文章编号：1009-914X（2015）40-0002-01

1、概述

信号接收机一种从天线接收并解调无线电信号的电子设备，并制成声音信号反馈给使用者，而这种声音信号接收初期比较微弱，幅值和功率都无法满足输出要求，需要利用音频放大器有效放大音频信号，满足音频信号的输出。任何噪声的加入都可能导致音频信号的无效输出，所以信号接收机的抗干扰性能是系统可靠性的重要指标。在电子设备中，一个电路所受干扰的程度可用下式描述：

S=WC/I

其中，S为电子线路受干扰的程度，为干扰发生的强度，C为干扰通过某种途径到达干扰处的耦合因素，，为受干扰电路的抗干扰性能Ⅲ。笔者将从减少干扰源产生的干扰强度、切断和降低干扰耦合因素和采取各种措施提高电路的抗干扰能力等多方面出发来提高接收机的抗干扰性。

2、音频放大器的设计

音频放大器由前置放大器和功率放大器组成回，原理框图如图1所示。

2.1 前置放大器

信号源前置放大器的作用为：（1）有选择地吸收信号源的信号；（2）对输入信号进行频率均衡或阻抗变换；（3）对信号进行相应的放大，使之能满足功率放大器对输入信号的电平要求，并改善其信噪比。由于LM324运放电路具有电源电压范围宽、静态功耗小、价格低廉等优点，该设计用此放大器代替晶体管进行交流放大，用作功率放大器的前置放大。

2.2 功率放大器

通常在设计音频功率放大器时，需要了解以下6点：（1）所需的输出功率；（2）输入阻抗；（3）输入信号电平；（4）最大电源电压；（5）负载电阻；（6）带宽翻。在笔者的设计中，要求输出功率为16W，输入阻抗≥lO0kQ，输入信号电平5V（最大），负载电阻4Q，带宽20-800Hz（±0.25dB）。笔者选用TDA2030A集成块来设计音频

功率放大器，其输出功率最大可达l8W，电源电压为6-18V，也可单电源供电，输出电流大（最大3.5A），谐波失真和交越失真小（+14V/4n，THD=0.5%），电气性能稳定、可靠、适应长时间连续工作且芯片内部具有过载保护和热切断保护电路。

3、抗干扰性分析和低噪声研究

仪器干扰分2种：（1）外部干扰是指那些与系统结构无关而是由于使用条件和外部环境因素所决定的干扰；（2）内部干扰是指由于系统结构、元件布局和生产工艺等所决定的干扰。内部干扰主要有散杂电感和电容的结合引起的不同信号感应、长线传输造成电磁波的反射、多点接地造成的电位差干扰等[51。抑制和消除干扰的方法主要是明确干扰源、切断耦合途径和降低装置本身对干扰的敏感度。在电路设计和印制板制作过程中所采取的主要抗干扰措施如下。

3.1 硬件设计抗干扰技术

（1）电源的抗干扰措施

来自电源的干扰主要从电源和电源引线侵入系统，当系统与其他经常变动的大负载共用电源时，会产生电源噪声，如电源过压、欠压、浪涌、下陷等尖峰干扰。首先，笔者采用开关稳压电源供电，提高了供电质量；其次，在音频功率放大电路部分设计独立的电源插座，这部分的供电线不经过PCB板，直接用屏蔽线与直流稳压电源相连，避免数字电路中高频成分的串扰；再次，在电源输出端采用大电容并接小电容的方法进一步滤除电源本身的谐波成分，提高供电的稳定性。

（2）地线的处理

数字地线通常有很大的噪声且有很大的电流尖峰，在笔者设计中所有的模拟地线和数字地线分开走线，且音频功放电路部分的地独立于其他模拟地单独布线，最后三种地并联单点接地。

（3）设计硬件滤波器消除高频干扰

由于脑波音乐属于低频信号，为防止高频噪声被功率放大器进一步放大，在功率放大器的输入端设计了一阶低通滤波电路，其上限截止频率

3.2 印制电路板抗干扰技术

（1）地线和电源线的处理

地线和电源线加粗，对用电量较大的主电源走线和主地线特别加粗，以防止细线阻抗使电源和接地电位随负载电流变化而导致噪声增加。电源线和地线基本上分布于印制板的两面，并对部分地线进行覆铜处理，这样可减小接地电阻、减少电流环路面积、降低接地电位差并有利于散热。

（2）器件布置

在制作印制板时，器件布局主要考虑以下3点：①元器件的布局遵循主信号线短且直的要求；②信号输入和输出分别位于功放的两侧，以防止相互干扰；③左右两路放大器的元件对称安放，这样不但有利于两路信号无差别传输，而且使电路板更加美观。

（3）对音频功率放大电路加屏蔽

对整个系统来说，音频功率放大器本身为一强干扰源，笔者在音频功放周围加上屏蔽体（地线圈）且将屏蔽体一点接地，可把电场形成的干扰弧屏蔽掉，使之对邻近导线或回路不产生干扰且可抑制磁场对弱信号回路可能造成的干扰。信号通过小电阻跨接进出屏蔽体，防止信号线与屏蔽体正交处产生的分布电容影响信号的完整性。

4、实验结果

该设计应用于接收机的原理样机中。实验表明，该音频放大器可有效放大接收机的音频信号，其抗干扰设计提高了系统的可靠性并有效抑制了噪声干扰，输出基本满足设计要求

计算电源电压功率放大器的本质为将电源电能“转化”为音频信号的电能。所以最大电源电压的确定就显得相当重要，一般来说，输出功率和负载阻抗决定了对电源电压有一定的要求。因此，在有效抑制抗干扰的时候可以从以下几方面着手：

（1）在峰值输出的幅度。加一个压降（约5V），得到电源电压的基本值；（2）电源的调整率取决于无负载时的电压，通常要高于15%左右；（3）考虑电网电压的波动，按10%计算，因此，最大电源电压。

（2）由于电阻有分压作用，放大器增益提高，可提供更大的输出功率和动态范围，但随着增益的提高，噪声也相应放大，结果降低了信噪比，也影响了功率带宽。

（3）TDA2030A是一个大功率放大器，为了使器件在正常工作时不发生热关断，提高器件的长期可靠性和系统的稳定性，设计采用铝合金散热片为其散热。

5、结语

本文针抗干扰性能进行了理论计算与仿真分析。通过改变放大器的电压以及增加相关器件，进一步提高了放大电路抗干扰性能，从而实现了音频放大电路的有效信号源。

参考文献

[1]倪其育.音频技术教程[M].北京：国防工业出版社，2011.

[2]李洹.LM3875rIIM3876T高性能40W单片音频功率放大器[J].电声技术，2011（3）：50―53.

高低频电路设计与制作篇7

关键词：L4981B；稳定性；电磁兼容；电路保护；性价比；可靠性

中图分类号：TM714，TN70文献标识码：B

文章编号：1004 373X(2009)02 004 04

Performance Optimization of APFC Circuit Design Based on L4981B

SHAO Mingshuang1,2,JIN Zhibin2,YANG Xijun1

(1.School of Electronic Information and Electrical Engineering,Shanghai Jiaotong University,Shanghai,200030,China;2.Intertek,Shanghai,200233,China)

Abstract：Through the analysis and research towards many problems arising in the actual production for APFC designed basing on L4981B,the effective solution for these problems is founded and therefore the existing design in its performance is optimized and completed,making its application scope to expand,the performance to price ratio obtains the enhancement,it can be used in each kind of different load situation,easy to be popularized and applied in mass production,which to some extent also guide and can be used for reference to optimize the performance of APFC circuit designed adopting other chips.

Keywords：L4981B;stability;EMC;electric circuit protection;performance to price ratio;reliability

0 引 言

电源是每一个电子设备所必须的重要组成部分。按照国际电工委员会标准IEC 61000－3－2的要求［1］，电子设备输入电流中谐波电流成分都有一定的限值，小功率电源可以使用简单的无源功率因数校正，即可获得有效的抑制，而大功率电源则普遍使用有源功率因数校正控制器。作为在较大功率电源中普遍使用的基于L4891B设计的APFC已有诸多介绍［2－3］，但在实际电源设备的使用过程中，由于工作环境和使用要求的不同往往会出现这样或那样的问题［4］，而限制和影响了它的广泛使用。鉴于此，针对在此过程中出现的诸多问题进行了深入分析和探讨，并提出了一些切实可行的有效解决方案。

1 如何提高效率

现代技术的发展要求电器设备，既要小巧，又要高效，还要求输入电压具有更广泛的通用性。一个完整的Boost APFC包括全波整流和升压型DC－DC转换［5］，这种配置的APFC具有许多优点：连续输入电流和容易提高功率因数。升压型拓扑结构通过限制输入电压也可以获得很高的效率，但当输入电压范围变宽后，要维持同样的高效率就变得有些困难。

为此在实际的应用产品中，采用电路简单、可靠性较高的3种方法：一是减小半导体二极管的反向恢复损耗；二是用IGBT代替MOSFET，以减小开通损耗；再就是减小交流损耗。

首先，选用一种SiC肖特基二极管［6］，它具有高的温度特性(最高允许工作温度达到300 ℃)，高的反向耐压，低的导通电阻和高的开关频率等。以上特点使得开关器件体积缩小，开关频率的提高也使得Boost APFC的体积进一步减小。同时它还具有正的温度系数，便于在大电流时采用多个二极管并联使用，不会造成二极管之间的电流出现不均衡的现象。再有这种二极管的反向恢复时间及反向电流都非常小，并且有非常好的温度特性，其反向恢复时间不会随着温度升高而变化。用它就会减小开关管导通时的开关损耗，从而提高效率。

其次，用IGBT代替MOSFET，一个主要的原因是：MOSFET 开关在低输入电压时，由于导通器件的漏源极间为导通电阻，使得其导通损耗快速增加，即随着电流的增大而与电流的平方成正比。而IGBT则是集射极间的几乎是相同的电压饱和压降，因此，其导通损耗相对增加较慢，只与输入电流成线性关系。这就减小了在宽范围输入电压下的损耗，提高了系统效率。

最后，减小交流损耗，交流损耗的产生主要由电感的纹波电流造成的。绝大部分的损耗来自于磁心本身，并且严重依赖于磁心材料本身，为此采用非晶铁心材料饶制的电感，因为它具有优良的恒电感特性和抗直流偏磁能力，且损耗小。不过成本较贵，但对提高Boost APFC效率效果明显。

经过调整后带整流桥的Boost APFC的输入功率与效率的关系，如下图1所示。

2 如何提高稳定性

平均电流控制技术是在峰值电流控制技术的基础上发展起来的。在这种控制方式中，乘法器与比较器之间增加了一个电流调节器。该电流调节器控制输入电流的平均值，使其与编程信号波形相同，由于电流环具有较高的增益带宽，跟踪误差小，因此瞬态特性较好。是目前应用最广泛的一种控制技术。

这种技术的电压环带宽控制在20 Hz以下，电流环则要求足够快以满足不失真和低谐波的要求。

事实是，在实际产品的设计过程中，经由理论分析设计的电路在带阻性负载或者交流变频压缩机测试时，工作一切正常。但当带直流变频压缩机这类感性负载工作时，就出现新的不稳定现象见图2，即遇到双周期分叉现象。

由于在整个设计过程中，存在许多理想假设，例如：假设变换器的输出纹波很小；假设当通过较大输出电容时可被忽略，而大电容因其成本高，体积大，在实际中使用中并没有那么大；假设用输入电压有效值代替时变值，忽略其时变的影响等。另外由于PFC的固有属性，PFC动态环路总是用低带宽进行补偿，目的是不对频率2xfL的纹波产生响应，这里fL指交流电源线的频率。因此，当负载突变时，调整电路不能做出快速响应，从而引起输出电压波动过大。而稳定系统自身可以调节扰动，使其重新进入稳定运行状态；不稳定系统无法控制扰动，从而进入不稳定运行状态。结果出现上述的双周期现象。

变换器输出电容上的电压是由输入功率与输出功率的差所形成的，输入功率由乘法器的输出电流控制，而乘法器的输出电流又由前馈电流环及反馈电压环共同决定。电压前馈可用于补偿输入电压引起的增益变化，提高回路的稳定性和对交流电压瞬变的瞬间响应性。同时，应有尽可能高的穿越频率，以实现快速跟踪性能。应有足够的稳定裕量，使系统有强的鲁棒性。

为了解决这个问题，在芯片的设计中采用了增强动态响应功能。使用高纹波、低等效串联电阻(ESR)的电容，重新设计和调整电压环、电流环网络参数，反复试验，最后得出结论。即：仔细调节输出电压误差放大器的输出，使设计的电流环的瞬变跟踪特性变强，变换器在大电流和感性或阻性负载的情况下，皆具有更好的稳定输出电压的能力，消除了双周期现象的发生。功率因数与其他性能指标正常，未有不良结果产生，达到了预期的目的。

3 如何提高电磁兼容性

电磁兼容性是指在同一电磁环境中，设备能够不因为其他设备的影响正常工作，同时也不对其他设备产生影响工作的干扰。正基于此，干扰造成的原因有内外2种，内部干扰主要是主电路开关过程对控制电路及外部电路造成的影响，外部干扰是电网的纹波和周围用电设备对Boost PFC造成的干扰。针对干扰产生的3要素即干扰源、耦合途径和敏感的接收设备，采用了以下措施：

（1） 合理的布局和布线。干扰强度是随着导线和干扰源距离的平方而减小。所以，在电路元件的布局和布线上，尽量使交流输入和直流输出分开并远离。布线要严格分开，简化电流通路的途径，减少相互交叉干扰。

（2） 主电路和控制电路本身抗干扰措施。在主电路方面，单相整流桥输入和输出端都应接高频电容，以阻断电网的高频干扰。控制电路芯片的参考基准电压要稳定，也应接一个高频去耦电容到地。

此外，振荡器定时电容到地的引线要尽可能短。开关管的驱动输入端到控制芯片的输出连线要尽可能短，以减小外界的杂散干扰。尽可能减小IGBT和FRD二极管连线的阻抗，即减小长度，增加宽度。还有，IGBT与平滑电容之间的配线距离尽可能短。整个系统的强电部分要遵循进出有序的原则，不能来回走线。Boost PFC控制器的输出电容也要并联一个小的高压电容，滤除高频杂波。还有要减少芯片供电电源的干扰，例如可在电源输出端接一高频去耦电容到地，这样就可以提高供电电源的品质。降低外界干扰和内部的相互影响，提高系统的电磁兼容性设计水平。

使用L4981B的这种平均电流的升压型模式制作的功率因数校正电路，输入电流连续，并且在Boost PFC开关瞬间输入电流小，这本身就易于电磁干扰滤波［7］。

原则1：减少PFC电路自身产生的干扰 控制开关管的开关速度(dv/dt)；减小高di/dt通路的寄生电感，避免电路中产生不必要的谐振；降低开关频率。

原则2：尽量阻止干扰传递到外界 减少高dv/dt节点(例如：IGBT的集电极)与外界的电容耦合；减小高di/dt通路形成的回路面积，避免天线效应；增加电源输入端的滤波。

散热片的接法：散热片尽量与地断开，APFC的散热片应该和APFC电路的冷点之间有低阻抗的交流通路，该通路可以通过直接连接或者串联一个几nF的Y电容。Y电容的取值应考虑电路中dv/dt器件与散热片之间的寄生电容，如果电Y电容比寄生电容大n倍，通过散热片耦合到外界的共模干扰也将减小n倍。

APFC电感对电磁兼容的影响：在电感与开关管相连一端的导线，应尽量靠近PFC电路的地方，串联1个磁环；尽量使用环形的电感材料以减少漏磁。

控制芯片L4981B所特有的频率抖动的调制方式，使得原本单一的开关信号频率在某个范围抖动，形成连续的频谱，最终降低频谱峰值，减小电磁干扰。

开关频率抖动控制方法通过调整抖动开关频率，把集中在开关频率及其谐波上的能量分散到它们周围的变频带上(见图3)，由此降低各个频点上的电磁干扰幅值［8－10］，以达到低于电磁干扰标准规定的限值。

这种方法虽然不能使总的干扰能量降低，但它把干扰能量分散到较宽的频带，从而使Boost PFC更容易达到低于电磁干扰标准规定的限值。

从实际意义上讲，干扰能量被分散在一定频带带宽内，与能量集中的点频脉冲干扰相比，电磁干扰对环境的危害有所降低。频率抖动控制在改变频率的同时，不会对占空比产生影响，也就不会影响输出电压。

试验表明，频率抖动控制通过把集中在开关频率及其倍数频率点上的干扰能量分散到其附近的频带上，使得最大干扰幅值及其他谐波点幅值都得到明显降低；同时该控制方法保持输出电压不变，对输出电压的电磁干扰也同样起到了抑制作用。

4 如何实现电路保护

有些保护是芯片本身就带有的，例如：输入欠压保护、输入过流保护、输出过压保护等。这只要按照芯片的功能，对电路进行合理的设计，进行参数配置即可，这里就不再详述。而有些保护是芯片本身没有的，而又是系统所必须的，这样就必须根据具体情况进行具体分析，设计出适合系统所需要的保护电路，即故障保护电路，也即输出电压出现低电压时，确保后面的变频系统能够迅速响应，以免造成不必要的损失。此设计采用的是如图4所示的设计方法。

图4中fault为通过电阻分压后的待测电压。该设计巧妙地利用了低成本可调分流基准源TL431的基准电压特性，和元件组成的具有温度补偿门限的单电源比较器。具体原理为：在参考端加上一个可变电压后，会在阴极与阳极之间输出高+15 V或低+2.5 V电平的电压，再通过发光二极管与二极管的降压作用到光耦等器件上，在FAULT输出高低电平，反馈回主控制器，从而起到故障检测的作用。这种电路的优点在于，电路成本低，且简单可靠。在试验中，性能表现良好。

另外，为防止上电过程中的瞬间大电流损坏PFC中的二极管，必须在电源输入端设有浪涌保护电路，例如，PTC电阻加继电器。这样确保了输入电流的最大瞬时值在可控的范围内，不致对电路造成损害。

5 如何提高性价比、可靠性和电气安规要求

元器件数量的减少，线路设计的简单化，都使得整个系统的性能价格比提高，而且电路中的升压电感L还能阻止快速的电压、电流瞬变，提高了整个电路工作的可靠性。

近年来经济科技的高速发展，使得对各类电器设备功率因数的要求越来越高，提高功率因数校正电路的性能成了一个既有理论价值有又现实意义的课题。提高是无止境的，随着电力电子技术和相关学科的发展，提高APFC性能的方法必将越来越多。

作为I类设备，应满足基本绝缘和接地的要求。这就要求：

首先，接地良好，满足接地点的电位差要求，要用防脱落垫圈，接地线要足够粗，满足接地连续性要求，同时在接地端要有接地符号，在上电的时候，先于电源线L,N接通，在断电的时候，后于电源线L,N断开。

其次，电源初级强电部分与次级弱电部分的电气间隙和爬电距离要满足电源电压或/和变压器等相关初、次级间器件电压的要求，这里面包括：开关电源的变压器内部结构，跨接在电源强电部分与次级弱电部分的光耦的内部和外部的电气间隙和爬电距离符合要求，跨接电容采用Y1电容，工作电压要满足要求，并通过相应的安全认证，还有电源初、次级间还得满足相应高电压的耐压的要求。

再次，装置内部的电源初级强电与次级弱电部分之间的连线的布局要符合安规的要求。做到初、次级间的连接线不能相互接触或交叉，而应当采用各自不同的回路，同时要确保它们之间满足安规中所要求的双重绝缘或加强绝缘等，这样既有利于达到安规的相关要求，对电磁干扰的抑制也有正面的影响，也是有益无害的。

最后，在与其他电路的配合上，也要遵循同样的要求。要考虑全局而不是局部的要求，这样才能事半而功倍。

6 结 语

通过对使用L4981B设计的平均电流模式的有源功率因数校正控制器的改进和完善，电路的性能更加稳定，使用范围也得到了进一步的拓展，达到了预期的目标即由研制性样机到实际生产使用样机的转变。实践证明以上方法不仅有效而且切实可行，真正实现了有源功率因数校正电路的总体性能优化。这对于采用其他类似芯片设计的有源功率因数校正电路的性能提高也有一定的参考作用。

参考文献

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作者简介

高低频电路设计与制作篇8

【关键词】多路；循环；监控电路；设计

0.前言

目前大部分广播电视发射台站都是使用电视墙实现多套路电视播出中的监视，但随着广播电视事业的快速发展，很多新型设备和技术也在不断涌现，节目套路也随之增加，如果还采用电视墙型式就需要多个值班员长时间盯着多个屏幕，而且还需要精神高度集中，这样会给值班员的视觉造成一定影响。另外电视伴音都是人为处置在静音状态，这就造成监听没有实际作用，也就成为监控的盲区。因此本文针对上述问题，展开对多路电视循环切换监控电路的设计与探讨。

1.多路电视循环切换监控电路概述

本文设计的多路电视循环切换监控电路可以有效解决前面提到的两个问题。该电路的设计思路为，将多路电视视频在一个监视屏上顺序切换，伴音信号在LED屏上同步显示。这样就通过唯一的监视屏实现了全套节目的循环监控。只需要一个值班员就能完成监控工作，不仅减少值班员的工作量，同时该电路设置的报警功能、故障检索等功能也为监控工作带来便利。这种循环切换监控电路的设计可以摆脱对电视墙的依赖，电路中使用的元件都是常用的，而且原理很简单、电路结构也非常紧凑，符合经济、实用和科学合理的要求。

2.多路电视循环切换监控电路设计

多路电视循环切换监控电路整体设计图，主要包括循环切换电路、伴音检测电路和故障报警电路。循环切换电路是整个循环切换监控电路的关键部分，主要负责产生和输出脉冲串行，然后通过转化单向脉冲提供切换动作信号，将切换动作信号传送给机顶盒或监视器的频道调换电路，最终完成电视频道的更换；伴音检测电路的主要功能是通过LED电平形式将同步切入的伴音信号显示出来，然后根据电平状态和变化情况判断是否有故障发生，如果有故障就会启动故障报警电路；故障报警电路在发生故障时会发出报警信号，为了使画面在发生故障时停留在当前页面上，在报警信号发出前会给循环切换电路发送停滞动作信号，如果在特定时间内没有自行解决故障，电路会发出声光报警以更好的处理故障，或提醒专业技术人员处理故障。

2.1循环切换电路

循环切换电路要对视频信号进行切换，这要求切换开关在0-6MHz范围内对漏信要求有66dB以上抑制，也就是说开关的通断输出至少为60dB，如果使用机械开关，在关断时就会有分布电容，视频高端频率就变成通路，关断的视频信号泄漏到输出端发生重影，因此本电路选择模拟开关电路CD4066作为切换开关，这种开关带宽为40MHz，电压、电流通断比高于65dB，符合视频开关要求。

循环切换电路的构成主要包括U5（NE555）、U3（CD4093）和元器件，单稳态脉冲振荡电路由U5（NE555）、C4、R11和R13组成，单稳态出发电路由U3A、U3B、C6、R14和R15组成。U5-3脚输出串行方波脉冲至U3A-1脚，周期性方波通过单稳电路转换为单方向窄脉冲后再形成切换信号。

循环切换电路的基本原理：静态时，U3A-1-2脚、输出端U3A-3脚和U3B-4脚分别为高电平、低电平和高电平；动态时，U3A-1脚输入低电平，U3A-3脚输出高电平。电容C6正端电压需要从0上升到VCC，但是电容两端电压无法实现突跳，所以需要给U3B脚的输入端施加正电压，这样U3B脚的输出端就由原来的高电平变成低电平，电容C6的充电过程为VCC―R14―C6―R15，U3B脚的输入端电压会逐渐下降到门限电平，此时输出端就变成高电压，负向脉冲也就形成了。调整R15电阻值可以通过改变脉宽来切换信号作用的时间。U3B-5与U3C-10相连构成单稳电路禁止端接口电路，U3C在输出低电平时，单稳电路停止工作。S1-2是电路工作状态的选择开关，S2是切换信号倒向输出开关。

2.2伴音检测电路

U1是LED发光管驱动集成电路，主要包括基准电压电路、放大器和电平比较器，主要功能是交直流放大和检波，是音频电平拾取电路的组成部分。伴音检测电路的主要作用是对输入伴音信号幅度高低的检测，判断是否存在故障，并根据输出电压变化来判断控制电路工作情况，其中U4和U2A是输出电路。

2.3报警电路

报警电路中的延时电路的作用是，为判断是否发生故障留出时间，如果信号正常则伴音信号经U1放大检波生成与原来音频信号大小成正比的直流电压，U2A输出高电平，U2B和U2C输出地点批评，如果U2B与U2C为低电平且有音频信号输入，则输出端保持低电压，避免节目停顿，如果电路没有输出控制信号，则表示信号正常。

如果电路信号不正常，U1内部直流电压会减小或者是零，比较器呈现高电位并顺序关闭，U2A输出会突跳为低电平，由于存在C2和C3，所以U2B和U2C输入端电压不会立刻降低，两个电容利用电阻对地进行放电，当U2B-5-6和U2C-9的电压下降到2/3VCC时，U2B、U2C电路翻转并输出高电平，此时延时完成。因为R3和R4取值不同，因此完成延时会有时差存在，第一个延时是为了停滞切换电路动作，第二个是为了完成报警。

3.多路电视循环切换监控电路的调整与安装

3.1多路电视循环切换监控电路的调整

切换电路的调整：通过改变电阻R13来控制U5的输出频率在1-20Hz范围内变化，从而对切换时间间隔进行控制。时间周期的计算公式为t=2.3RC，通常约为20s。单稳触发脉冲电路中决定脉冲宽度的是C6和R15，根据上面的公式可以计算其值，通常选定电容值后，通过改变电阻值来调整脉冲宽度，但要注意脉冲宽度不要太大，否则可能会出现跳台现象。

音频检测电路的调整：使用LM3915可以使调整更加便捷，音频信号通过R4接入5，调整机顶盒音量键和R4并观察LED发光管点亮情况，当第七个发光管点亮时说明输入了合适的伴音电平幅度。

延时电路的调整：延时电路主要由R6、C2和R9、C3构成，使用t =2.3RC计算时间，调整方法为关闭音量，设置两个电阻值，然后检测U2B和U2C输出端电位值，低电位表示处于延时时段，高电位表示延时完成。

3.2多路电视循环切换监控电路的安装

电路中电阻都采用1/8W，其他元件可使用其他型号替代，安装中只要焊接不出现错误，再经过细微的调整就可以正常使用。电路可以安装在机顶盒内或者受控监视器内，供电电源可直接使用机内电源，值为+12V。机顶盒或受控监视器的音频输出接入电路的A-IN口，机顶盒或受控监视器的频道上下调节键电路分别于S2的CH+和CH-连接。

4.结束语

综上所述，多路电视循环切换监控电路可以有效解决电视墙的一系列弊端，而且电路设计比较简单，电路中均使用普通元器件，实现了多路电视视频的循环往复的切换，降低了值班员的工作强度，同时设计了伴音监控电路和报警电路，使监控电路更加完善。 [科]

【参考文献】

[1]许建伟，徐永革，范玉文.多路电视循环切换监控电路设计，电子制作，2014，（01）.

[2]王涛，张东升.数字电视多频率射频信号源系统监控电路设计，广播电视信息，2014，（04）.