振荡电路范文

振荡电路篇1

【关键词】电路振荡；正弦波信号；N通道晶体管

1 概述

随着知识经济的不断发展，电子制造行业在我国得到的长足发展，在国民经济比例中占的比例也越来越高。在电子产品的制造过程中，需要经过常规的电子实验检测才能够到市场中，而正弦波发生器就是其中常用的电子产品检测信号。通过正弦波检测信号，可以对电子产品内的各个元器件的工作参数和特性进行测量，从而实现对电子产品的工作性能、参数进行鉴定和调整。正弦波发生器的实现方法有很多，在此介绍一种以电路自激振荡为基础的单纯电路设计的正弦波发生器的设计。

2 电路振荡与正弦波发生器

电路自激振荡是在没有人为的稳定的输入信号的情况下，通过自然界中的无线频谱的信号来实现电路的振荡，一般来说，产生自激振荡要满足两个条件：

1）幅度条件|AF|大于等于1

2）相位条件ψA+ψF=2kπ

也就是说，电路回路自激振荡的时候，输入与正反馈的信号的幅值要满足AF=1以及相位差要为2π的整数倍。当然，电路回路还要满足自激振荡起振条件，|AF|>1。

正弦波发生器是输出稳定频率和幅度的正弦信号的发生器，常见输出信号有三相正弦波信号，每相信号之间相差120°。如果一个移相器能够将同一个信号进行120°的移相并输出，则可实现三相正弦波信号的输出，在相位条件上能够满足电路振荡的需求。而电路振荡稳定时，其内部的信号幅值也是稳定的，所以也能够满足三相正弦波信号幅值稳定的需求。

3 基于电路振荡的正弦波发生器

为了能满足自激振荡的稳定条件和起振条件，针对放大器，我们可设定一个由输出信号自动控制的元器件，在电路回去自激振荡起振阶段处在放大状态，当输出信号满足要求时，放大器放大比例变为1，这样就能满足自激振荡的稳定条件。

3.1.移相电路

移相电路实际上是放大倍数为1，输入输出相位差为1200的放大器。由移相电路可知，当输入电压Ui时，对于反相输入端，输出Uo=-2R2RUi，对于正相输入端，输出

Uo=（1+2R2R）jωRC1+jωRCUi

，所以输出电压为反相输入端输出与正相输入端输入之和，

Ui=-Ui+2jωRC1+jωRCUi，电压放大倍数

Au=-1-jωRC1+jωRC，写成模和相角的形式：

|Au|=1

φ=π-2arctan（ωRC）

由上式可以看出，该电路对于输入信号幅值放大倍数为1，相位差跟RC的取值有关，根据电路回路自激振荡条件，我们希望每个移相电路移相角度为120°，故令ψ的取值为120°即可，令arctan（ωRC）=60°。其中，ω=2πf，算出RC=13・2π・f。

3.2.放大电路

对于自激振荡电路，只有满足相位条件和AF>1的自激振荡条件，电路回路才会起振，故开始时，N通道晶体管的漏极对地负电压为0V时，AF>1时，才能满足起振条件（相位条件由前面三级相移电路满足），而最终动态平衡的时候，必须满足AF=1。故有放大电路的运放电路必须在起振阶段的放大倍数>1，最终的调节能力必须满足AF=1，才能使得放大电路调节的过程中出现AF=1，从而实现自激振荡的动态平衡。

有图5.可知，此电路是一个标准的正相放大电路输入端为Vin，输出端为Vout。假设晶体管T和R’’并联的电阻值为R0，那么很容易可知运算放大器放大比例为：

Au=1+RfR′+R0

而放大器的输入端为输入电压Vin的R1/（R1+R2），当取R1=R2时，可知运算放大器输入端电压为Vin的二分之一。当振荡电路稳定后，Vout经过三级移相电路后，变成Vin，那么此时，Vout和Vin的电压值是相等的，相位相差360°，由于设定R1=R2，所以此时运算放大器放大倍数为2时才能满足要求；而当振荡电路处在起振阶段时，运算放大器的放大倍应该大于2才能满足起振条件。则有Rf>（R′+R0）。如果设定Rf等于两倍的R′，那么我们要求的结果就是R′与R0在起振阶段R′>R0，在稳定阶段，R′=R0。

由于R0是晶体管T与电阻器R″并联，如果假设晶体管电阻为RT，故而有

R0=RT*R″/（RT+R″）

现在我们对晶体管T进行分析一下，晶体管T是受漏极对地负电压的变化，电阻而发生变化，而漏极的输入电压即为RC外稳副电路输出电压。当电路回路起振时，RC外稳副电路输出电压峰值越来越大，晶体管T漏极对地负电压越来越大，那么随着漏极对地负电压变大的情况下，只有在晶体管T的电阻值也越来越大，才能满足R0越来越大，使得运算放大器的放大倍数越来越小，在电路回路振荡稳定之后，恰好使得运算放大器放大倍数为2，此后整个振荡电路处于稳定振荡状态。

在此，我们采用N通道晶体管2SK30作为晶体管T来对运算放大器的运算放大倍数进行控制。当T的漏极的对地负电压值变化时，他的源极和栅极之间的电阻也会发生变化。当T的漏极对地负电压为0时，源极和栅极之间的电阻为471欧姆，随着晶体管T漏极对地负值变大，源极和栅极之间的电压也会变大。而电解电容的负值电压是由运放输出端控制，当输出电压在震荡回路起振阶段变大时，输出电压就会对电解电容充电，从而改变电解电容的对地负压值，传送给晶体管T的漏极，控制源极和栅极之间的电阻，则运放反相输入端的接地电阻就会变大，电压放大倍数就会变小，实现了电压放大倍数的改变。

4 总结

基于电路自激振荡的正弦波发生器的设计，主要是通过一个放大倍数根据振荡信号幅值可变的放大电路实现幅值稳定，根据三个移相电路实现相位移动，满足振荡电路的相位和幅值平衡条件，并以三个移相电路为输出，从而实现了三相正弦波信号的输出。

参考文献：

[1]何勇，陈磊.一种新型文氏桥正弦波发生器的设计[J].东华大学学报（自然科学版）.2009（02）

[2]夏新凡，陈晓君，伍玉，夏梦.正弦信号发生器的设计[J].电子设计工程.2009（05）

振荡电路篇2

【关键词】锁相调频;压控振荡调制电路;频偏

1.锁相调频电路的基本原理

高质量的调频电路要求输出载波的中心频率固定、频偏恒定、线性度高，如有线电视邻频调制器中的伴音副载波调频器、电视多伴音传输系统的副载波调频器等。

副载波中心频率不稳定，噪声大或者频率漂移，不仅会影响调频信号的质量，也会一定程度上影响视频的质量。频偏不稳定会导致调频线性度差，引起失真。本文针对这两个问题，提出一种高性能的压控振荡调频电路。

为了实现高稳定的中心频率，传统的音频调制方式有以下几种：

（1）通过晶体振荡器实现调频，但晶体振荡器的频偏非常小，往往达不到一定的带宽要求。

（2）通过LC振荡实现调频，但其中心频率的稳定性较差，同时由于采用电感，大大增加了成本。

（3）通过锁相调频实现，可以产生高稳定度的中心频率，加上分频器的使用，频偏可以做的较大，克服了调频和稳频之间的矛盾。

传统的锁相调制电路如图1所示，包括：晶体振荡器，用于产生调制电路需要的稳定的频率信号;鉴相器，用于将晶体振荡器输出的稳定的频率信号与分频器输出的分频信号Uin（t）进行相位比较，产生误差电压，并将误差电压Ud（t）发送至环路滤波器;环路滤波器，用于将鉴相器输出的误差电压产生滤波信号VLPF;压控振荡调制电路，用于对输入的音频调制信号Uf（t）与环路滤波器输出的滤波信号VLPF进行调制，并产生振荡信号Vosc，振荡信号Vosc的频偏受音频调制信号Uf（t）控制;分频器，用于将来自压控振荡调制电路的输出信号Vosc进行分频。

图1 传统的锁相调频原理图

图1所示的锁相调制电路中环路滤波器的输出和音频调制信号Uf（t）之间没有关联，中心频率和频偏是分开控制的，导致在不同工艺和工作环境下，相同的中心频率下频偏变化比较大，引起失真。

2.新型压控调频电路的原理

本文提出的新型压控调频线路将图1方框中的调制部分替换成新型的压控振荡调制线路，如图2所示。

图2 新型压控振荡调频电路结构图

该高性能新型压控振荡调频电路包括：电平调节模块，其作用是将电荷泵输出的滤波信号VLPF转化为输出中心频率控制电压Vc，本设计中的中心频率控制电压Vc比所述滤波信号VLPF高，使压控振荡调制电路在滤波信号VLPF较低时能正常工作;自动增益控制模块（VGA），对输入的音频调制信号Uf（t）进行放大，产生频偏控制电压Vm，Vm的幅度受电平调节模块中心频率控制电压Vc控制，频偏控制电压Vm同中心频率控制电压Vc成正比;压控振荡器的输入是中心频率控制电压Vc和频偏控制电压Vm，压控振荡器输出为输出电压Vout1、Vout2，Vout1、Vout2构成差分振荡信号，差分振荡信号的中心频率由中心频率控制电压Vc调节，频偏由控制电压Vm调节;输出模块，为一个双端转单端缓冲器，输出单端满摆幅电压信号Vosc。

3.新型压控调频的具体电路实现

新型压控振荡器的具体电路结构如图3所示，具体包括以下3个部分：

图3 压控振荡器电路图

图4 比较反馈模块具体电路图

（1）频率控制模块：接收比较反馈模块的输出信号Vout1、Vout2，中心频率控制电压Vc调节频率控制模块输出的中心频率，频偏控制电压Vm调节频率控制模块的频偏，频率控制模块输出Q1、Q2一对差分信号。

（2）缓冲模块：缓冲模块将频率控制模块同比较反馈模块隔离缓冲，保证频率控制模块不受比较反馈模块干扰，有较好的噪声性能。

（3）比较反馈模块（图4）：比较反馈模块为正反馈比较器，信号Q1、Q2、C和D输入比较反馈模块，信号Q1同D进行比较，如果Q1的电压高于信号D的电压，比较反馈模块输出的电压Vout1为高电平;当Q1的电压低于信号D的电压，比较反馈模块输出的输出电压Vout1为低电平;信号Q2同信号C进行比较，原理相同。比较反馈模块对第一信号Q1和第二信号Q2之间的压差进行放大，直至反馈环路增益为1，达到稳定状态。

压控振荡器在中心频率控制电压Vc的控制下，当频率控制模块的左边支路导通时，右边关断，左边支路对电容C11的一端充电，右边支路对电容C11的另一端放电，反之，左边支路关断时，右边支路导通，左边支路对电容C11的一端放电，右边支路对电容C11的另一端充电;由于信号Q1和信号Q2之间存在电电流压差，导致开关管M11和开关管M12上的电流有偏差，经过缓冲模块的缓冲和比较反馈模块放大，形成正反馈输入到开关管M13、开关管M14的栅极，导致两个支路的电流差进一步变大，在电容C11上的充放电电流也一直增加。

由于频偏控制电压Vm的变化引起流过电阻R11和电阻R12的电流变化，导致两个支路的电流差的微小变化，电阻R11和电阻R12上流过的电流远小于开关管M11和开关管M12上流过的电流，从而小幅改变振荡频率。

电容C11两端充放电电流的变化引起了振荡频率的变化，直到开关管M11、开关管M12、开关管M13、开关管M14进入深度线性区，整个环路的增益为1，输出稳定的振荡波形。

开关管M11和开关管M12上流过交流电流对电容C11充放电，从而决定了振荡频率的大小，由于流过M11和M12的交流电流大小相等，方向相反，，振荡中心频率为，，（其中是压控振荡调制电路的中心频率，是流过开关管M11的平均电流，是电容C11的容值，是中心频率控制电压），即压控振荡调制电路的中心频率和中心频率控制电压Vc成正比。

图5 自动增益模块电路图

输出电压Vout1和输出电压Vout2的最大频偏和中心频率的比值为：

其中，是振荡器输出信号相对于中心频率的最大频偏，是频偏调制信号Vm的幅度，是输入音频调制信号Uf（t）的幅度，是压控振荡器的音频FM调制系数，是压控振荡器频率增益，自动增益控制模块（图5）的增益受的控制，和成正比关系，，该比值和中心频率控制电压无关。这样可以避免工艺或环境偏差引起的中心频率控制电压变化带来的影响。

4.仿真和测试结果

测试结果表明，本文中的压控振荡调频电路载波相位噪声性能好，频偏恒定，线性度高。本电路已批量用于电视调制器生产。

振荡电路篇3

关键词：石英晶体振荡器 柯尔匹兹振荡电路 场效应管 分频器 温度特性

中图分类号：TN838 文献标识码：A 文章编号：1007-9416（2013）03-0130-03

1 前言

在中短波调幅广播发射机中，音频信号在载波信号上进行调制后，再经过阻抗变换及选频滤波网络输出高频已调波信号，经过馈线送至天线，产生电磁波向外传输出去。中短波调幅广播发射机对载波频率容差要求很严格，这可以保证频谱资源得到充分的利用，不对邻频干扰，因此这样载波频率产生电路非常重要，根据（GY/T 225-2007发射机工作技术等级指标甲级时，中波频率容限为）载波频率稳定度要求高。频率产生电路有很多种，对于美国Harris公司生产的并机DX中波发射机来说，射频源板上的载波频率产生电路采用由石英晶体和场效应管和电容元件组成的柯尔匹兹振荡电路，石英晶体压电效应而形成的电振荡信号，其频率并非绝对标准的，石英晶体振荡器广泛应用于各种仪器仪表中，为系统提供稳定的频率标准。已成为现代电子系统必不可少的元件，并有素称“心脏”的重要地位。

2 石英晶体振荡器工作原理

石英晶体振荡器是一种高精度和高稳定度的振荡器，是利用石英晶体即二氧化硅的结晶体的压电效应制成的一种谐振器件，高频电压频率变电场的频率与石英晶体的固有机械谐振频率相同时，振动便变得很强烈，这就是晶体谐振特性的反应。利用这种特性，就可以用石英谐振器取代LC谐振回路、滤波器等。由于石英谐振器具有体积小、重量轻、可靠性高、频率稳定度高等优点，故主要用在要求频率十分稳定的振荡电路中作谐振元件。与LC振荡器相比，晶体振荡器的标准性较好，谐振回路的Q值较高。所以晶体振荡器的频率稳定度高。所以在需要频率稳定度高的振荡电路时，就选用晶体振荡器。

在晶体的两面制作金属电极，并与底座的插座相连，最后以金属壳封装或玻璃壳封装，成为晶体谐振器。图1所示石英晶体谐振器等效电路，是晶体作为电介质的静电容，即晶体不振动时两极板间的等效电容，其数值一般为几个皮法到几十皮法。、、是对应于机械共振经压电转换而呈现的电参数。等效电感（表示晶振机械振动的惯性），等效电容（表示晶振的弹性）是机械摩擦和空气阻尼引起的损耗。

其图1中的等效阻抗可以表示为：

根据等效阻抗式可得，电抗特性曲线图如图2所示。ωq为晶振的串联谐振点。ωp为晶振的并联谐振点。当ωωo时，晶体谐振器显容性；当ω在ωq和ωp之间，晶体谐振器等效为一电感，而且为一数值巨大的非线性电感。由于很大，即使在ωq处其电抗变化率也很大。实际应用中晶体工作于ωq～ωp之间的频率，因而呈现感性。

晶振在串联时由等效电路中、决定的其谐振频率为：

晶振在并联时由等效电路中、、决定的，其谐振频率为：

因为串联和并联谐振的关系为：

因为很小，之间间隔小，间隔越小晶体振荡器工作越稳定，品质因数越高，为晶体振荡器的工作频率，ωq～ωp之间其串联谐振频率和并联谐振频率相近即：通过微调晶体振荡器外部的负载电容使晶体振荡器工作在标称频率上。

振荡器电路属于一种信号发生器类型，即表现为没有外加信号的情况下能自动生成具有一定频率、一定波形、一定振幅的周期变振荡信号的电子线路。振荡器起振时，是将电路自身噪声或电源跳变中频谱很广的信号进行工作频率范围内的频率放大选频。此时振荡器的输出幅值是不断增长的，随着振幅的增大，满足放大器开环增益远大于1的要求，放大器逐渐由放大区进入饱和区或者截止区，其增益逐渐下降，当放大器增益下降而导致环路增益下降到1时，振幅的增长过程将停止，振荡器达到平衡，进入等幅振荡状态。振荡器进入平衡状态后，直流电源补充的能量刚好抵消整个环路消耗的能量。

3 柯尔匹兹振荡电路的起振条件

Colpitts（柯尔匹兹）振荡电路是电容三点式的一种，主要由一只晶体三极管或场效应管和（石英晶体振荡器）电感和电容元件组成电路图，其中晶体三极管或场效应管作为电路中唯一非线性器件，是电路产生振荡的核心，是一种共漏并联振荡电路，（石英晶体振荡器）电感和电容元件组成并联谐振网络。电路如图3（a）所示。根据以上分析晶振在工作在串联谐振时为晶体振荡器的标称频率，设和分别为晶体振荡器的等效电阻和等效电抗，等效电路图如图3（b）所示。用负阻的观点讨论柯尔匹兹振荡电路的起振条件，当晶体振荡器的、分别和外电路的等效电阻和等效电抗的关系为达到平衡条件，起振条件是为、。为晶振的负载电容。

和并联设为：

、和串联后与并联为：

设场效应管的输入电阻为与并联后为：

根据并联振荡器的复数振荡方程，设为负阻器件的跨导：

将上述式子代入得：

（1）式

化简（1）式因和较大时可以由振幅平衡条件得出与外电路元件参数的近似关系：当外部电路电阻时，振荡器起振，当外电阻和晶振等效电阻大约相等是达到平衡状态。

虚部为0时，由振荡器相位平衡条件可得晶振的，的等效电容为振荡器的负载电容化简后可得：

根据上式在保证起振的条件下，尽可能的选择较大的和有利于阻止负阻器件的杂散电容的不利影响；一般来说越大，振荡器的Q值就越高，对提高振荡器的频率稳定度越好，也不能太大，振荡器的振荡频率就很难校准到标称频率，既要考虑振荡器的Q值，又要考虑振荡器的振荡频率的稳定性一般取为典型值为。

4 柯尔匹兹振荡电路在DX发射机中的应用

在实际应用中不需外加输入信号，能够产生特定频率的交流输出信号，从而将电源的直流电能转换成交流电能输出，这种电路称为自激振荡器。振荡器就是一个没有外加输入信号的正反馈放大器，要维持等幅的自激振荡，放大器的反馈信号必须和原输入信号大小相等，并且放大器的反馈信号必须和原输入信号相位相同。振荡器由放大电路和反馈网络两大部分所组成的闭环系统。为了得到单一频率的振荡频率，整个电路中还应包括有选频网络；为了使振荡器输出稳定，在放大电路中还往往具有稳幅环节。

上述分析了柯尔匹兹振荡电路的起振原理和起振条件，下面就实际应用中的电路做一分析（如图4）。

Colpitts电路是一种共漏并联振荡电路，如图4为载波产生电路。负载电容为可调电容与，容值与负载电容的在这个范围内，用来校准振荡频率。晶振和负载电容与串联成感性支路，再与槽路电容和构成LC并联振荡回路，共漏并联电路场效益管为LC并联振荡回路提供能量，源级S给振荡回路提供正反馈，反馈信号与原输入信号相同，振荡器起振。产生设备所需的载波信号。

5 结语

掌握高频电子电路的基本设计能力及基本调试能力，提高电子电路的理论知识及较强的实践能力，能够正确使用实验仪器进行电路的调试与检测。来选择适合自己最佳起动方式，达到节约维护和运行费用，提高设备运行寿命，希望本文能给同行带来一定的帮助。

参考文献

[1]广播电视设备维护图册（一）.DX系列发射机.国家广播电影电视总局无线电台管理局.

[2]赵声衡.石英晶体振荡器.长沙：湖南大学出版社，1997.

[3]林嘉瑞.高频电路原理.北京：电子工业出版社，2003.1.

[4]高吉祥.高频电子线路.北京：电子工业出版社，2005.7.

[5]刘骋.高频电子技术.北京：人民邮电出版社，2006.5.

振荡电路篇4

1基于长光纤环路的星载光电振荡器方案设计

光电振荡器的基本结构如图1所示，包括一个激光源、电光调制器、长光纤环路、光电探测器、射频放大器、射频耦合器以及窄带滤波器等。从图中可以看出光电振荡器利用这些器件构成一个光电混合结构的正反馈闭环振荡环路，将激光器发出的连续光信号通过反馈链路转化为电信号。其工作过程如下:激光源产生连续的光信号，进入电光调制器，然后通过一段长光纤环路，再进入光电探测器转变成电信号，电信号经过射频放大器进行功率放大，以及窄带滤波器滤波选频，由射频耦合器分出一部分电信号作为电域输出，剩余电信号反馈回到电光调制器调制光信号。谐振腔中的微波功率放大器提供环路增益，微波电信号经过这样的多次反馈循环调制积累之后，系统短时间内就能达到稳定状态，形成稳定振荡，最终输出频率稳定、相位噪声性能优良的微波本振信号。光电振荡器的原理可以从谐振腔的原理来分析。众所周知，最简单的谐振腔即是RC谐振腔，其中电容为主要储能器件，RC参数决定谐振频率。构建一个光电混合谐振腔，闭合腔由光纤和微波器件、电缆组成，选频功能由电滤波器来实现，光纤环路产生时间延迟，以获得产生低噪声高质量的信号所需的品质因素Q，利用电光调制器以及光纤低损耗的特性，将连续光变为稳定的、频谱干净的射频信号输出，且输出的微波本振信号频率由窄带滤波器的通带特性决定。

2星载光电振荡器的振荡频率和幅度特性

光电振荡器在形成振荡的过程中，由于环路中的反馈作用，只有信号幅度和相位满足一定条件的振荡频率才能形成振荡并输出微波本振信号。公式2为非线性调制情况下得到的微波信号电压，经过具有足够窄的通带窗口的滤波器作用后调制过程可被线性化，线性处理后的微波信号输出可表示为。由以上数学分析和图示可以看出光电振荡器要产生自激振荡必须满足两个必要条件［8］:在环路中，信号的链路增益必须大于链路损耗;环路所有起振的模式中，只有与基波信号的相位差为2π的整数倍的模式才能起振。

3星载光电振荡器的相位噪声分析

相位噪声是指在系统内的各种噪声作用下信号所表现出的相位随机起伏，相位的随机起伏必然引起频率随机起伏，这种起伏速度较快，所以又称之为短期频率稳定度。相位噪声定义为:偏离载频1Hz带宽内单边带相位噪声功率Pssb与载频信号功率P0之比，如图4所示。光电探测器中的基本噪声有:热噪声，散弹噪声和激光器的相对强度噪声，为了便于分析，将所有噪声等效为光电探测器产生的噪声。计算光电振荡器的信号谱。令ρN(ω)为ω处的输入噪声的功率密度，可以得到:。振荡器噪声功率谱密度等于单边带相位噪声密度和单边带幅度噪声密度的和，大多数情况下，单边带幅度噪声远远小于单边带相位噪声，因此功率谱密度就等于单边带的相位噪声密度。从光电振荡器相位噪声的理论分析中，可以看出光电振荡器的相位噪声性能具有如下几个特点:(1)光电振荡器的相位噪声与振荡器的振荡频率fosc无关;(2)光电振荡器的相位噪声将随着频偏f＇平方降低;(3)对于固定的频偏f''''，相位噪声将随着环路延迟时间平方降低。

结果表明光电振荡器可以产生高频率、低相位噪声的信号。这相比传统光学倍频法产生高频信号时相位噪声随频率提高迅速恶化有很大优势。图5所示为利用图1所示光电振荡器结构得到的6GHz本振信号单边带相位噪声测试图。可以看出，利用基于长光纤环路的光电振荡器设计方案得到的本振信号在10KHz偏移处，相位噪声为－104．5dBc/Hz，生成的本振信号具有很高的频谱纯净度。由图5还可以看出，在偏离载波100KHz到1MHz范围内，相位噪声性能发生一定的恶化。这主要由光电振荡器中光源线宽和窄带滤波器通带特性决定。光源线宽不可能无限小，在反馈振荡过程中，线宽越大，光载波受到的光纤内非线性效应影响越明显。同样，受限于窄带滤波器的通带特性，在偏离起振频率一定范围后，反馈振荡过程中起伏速率变快，最终造成相位噪声性能的恶化。因此，如果能采用别的光学器件代替光电振荡器中的窄带滤波器，相位噪声性能能够得到进一步提高，这也是目前光电振荡器的一个热点研究方向。目前，光电振荡器已经有部分产品走向商用化，美国OEwave公司已经通过美国宇航局喷气推进实验室(JPL)生产出了3款相位噪声性能极佳的光电振荡器，该公司也是全世界唯一一家可以制作超低相位噪声光电振荡器的公司。其中一款产品在频偏100Hz、1KHz、10KHz、10KHz、1MHz时，10GHz信号的相位噪声为:－115dBc/Hz，－145dBc/Hz，－163dBc/Hz，－165dBc/Hz，－170dBc/Hz，相位噪声性能极其出色。虽然光电振荡器有如此优良的性能，但是仍有一些问题需要解决。光电振荡器本质上是一个产生多模振荡的设备，光电振荡器中光电反馈环路的关键元件就是实现单模振荡的窄带带通滤波器。几GHz甚至更高的振荡频率所要求滤波器的带宽在几十MHz以下，这样的滤波器难以实现，即便能够实现，滤波器的带宽往往又不允许调谐振荡频率。因此，如何在降低滤波器的要求的同时，又能提高边模抑制比，实现单模振荡，并且使得振荡器的相位噪声更低，信号质量更好，将是光电振荡器领域需要继续探索和研究的方向。

4结语

文章针对未来卫星领域对高频率、低相位噪声微波本振源发展需求，提出一种适应于星载应用的光电振荡器实现方法。首先介绍了光电振荡器应用背景、技术特点及发展现状。之后详细分析了星载光电振荡器的设计方法，给出了光电振荡器的振荡阀值、产生毫米波频率、幅度数学模型等，最后对光电振荡器的相位噪声性能进行详细分析。分析表明，利用光电振荡器能够产生超低相位噪声(－163dBc/Hz@10KHz)的微波本振信号，且光电振荡器的相位噪声和振荡频率无关，星载光电振荡器为未来卫星领域提供一种可行的微波本振信号生成方法，其进一步研究和探索具有重要的意义。

振荡电路篇5

（中国科学院上海微系统与信息技术研究所无线传感网与通信重点实验室，上海200050）

摘要：基于UMC 65 nm CMOS 工艺，设计了一款应用于锁相环频率综合器中的带温度补偿的低功耗CMOS环形压控振荡器。环形压控振荡器采用3级交叉耦合延时单元构成。仿真结果表明，压控振荡器输出频率范围为735~845 MHz；在温度补偿下，温度变化从-60~100 oC时，振荡器输出频率漂移中心频率790 MHz±10 MHz；当振荡频率为790 MHz时，在偏离其中心频率1 MHz处，压控振荡器的相位噪声为-99 dBc/Hz；1.2 V电源供电情况下，压控振荡器的功耗为0.96 mW；版图面积约为0.005 mm2。

关键词 ：低功耗；CMOS环形压控振荡器；温度补偿；系统设计

中图分类号：TN752?34 文献标识码：A 文章编号：1004?373X（2015）18?0098?04

收稿日期：2015?05?03

基金项目：上海市经信委资助项目（13XI?32）；上海市科委资助项目（14521106200）

0 引言

锁相环频率合成器在射频前端电路设计中是一个极为重要的模块，它的性能指标在系统性能指标中起着决定性的作用。压控振荡器作为锁相环中的核心模块，在锁相环电路中提供稳定的本振信号。它的压控增益、相位噪声、频率调节范围直接决定着整个锁相环的性能[1]。从电路结构来划分，压控振荡器主要有环形压控振荡器和电感电容压控振荡器两种典型的电路形式。对于振荡频率为几百MHz 范围的振荡器，电容电感压控振荡器虽然拥有良好的相位噪声特性、受温度和电源电压影响小的特点，但占用芯片面积过大，集成度低；而环形压控振荡器在能够提供相对较高的相位噪声下，同时具有占用芯片面积小和消耗功耗低的特点，被广泛应用于锁相环频率合成器中[2]。

基于UMC 65 nm CMOS 工艺，设计了一款中心频率为790 MHz，同时带温度补偿的低功耗CMOS环形压控振荡器。

1 电路设计

设计的环形压控振荡器的总体结构如图1 所示。环形压控振荡器采用3 级差分结构，其设计包括以下4 个模块，分别是环形压控振荡器延时单元、温度补偿电路、压控端的电压转换钳位电路和后级缓冲整形（Buffer）电路。

1.1 延迟单元设计

环形压控振荡器的延迟单元采用交叉耦合结构，如图2所示，交叉耦合单元左右对称，对称位置的管子尺寸参数完全相同。每个管子的功能如下：MP1和MP6为工艺补偿管，用于补偿由现代CMOS工艺中器件和电路参数随制造工艺偏差所带来的变化；MP2和MP5管用于温度补偿，同时又因为这两个管子是PMOS管，而PMOS管在CMOS工艺中制作在单独的N阱里面，其衬底电位可以独立调节，这里将此管子的衬底端口用于环形振荡器的间接压控端；MP3和MP6管作为交叉耦合管，形成正反馈，加快电平的翻转和管子状态的转换；MN1和MN2管作为信号输入管。

由于N 级环形压控振荡器的频率可以表示为：

式中TD 为单级的延迟时间，为上升延迟时间和下降延迟时间之和。延迟时间TD是由电流对节点电容的充放电决定，因此改变充放电电流就可以改变延迟单元的延迟时间，从而改变环形压控振荡器的振荡频率。环振的延迟单元中，MP1，MP2，MP5，MP6四个管子都为电压转换电流管，将其电压变化转换为电流变化，从而调节环形压控振荡器的输出频率。

1.2 温度补偿电路设计

由于环形压控振荡器输出频率对环境温度变化较为敏感，使得在设计环形压控振荡器时必须对其做温度补偿，图3（a）为温度补偿传感电路。电路中PNP 管集电极和基极相连，发射级注入10 μA 的固定电流，发射极电压经过一个射极追随器降压产生电压VT作为温度反馈电压接入环形压控振荡器的温度补偿端口，即MP2和MP5管的栅极。在此端口处并联一个电容C 来滤除电路在VT端口产生的部分噪声。

1.3 电压转换钳位电路设计

由于温度补偿管MP2和MP5的源极和衬底形成了一个PN 结，假设VPN（on）为PN 结的临界导通电压。由于源极接VDD ，当衬底电压下降到VDD - VPN(on) 以下时，源极和衬底所形成的PN结导通，会有一个大电流流过，这个大电流会导致MOS管发热而烧毁。为避免这种情况的发生，设计了电压转换钳位电路，如图3（b）所示。Vctl定义为环形压控振荡器的压控端口，通过电压转换电路产生Vbias电压，并将其接入MP2和MP4管的衬底端。同时在图3（b）中的连接VDD 的PMOS管的源漏极并接一个二极管，用于钳位。由于这个二极管的存在，Vbias点电压满足：

使得当压控端口电压Vctl从0变化到VDD 时，环形振荡器单元中的MP2和MP5管的源极和衬底形成的PN结将不会导通。

1.4 缓冲整形电路设计

缓冲整形（Buffer）电路由反相器构成，用于对输出波形进行整形。在环形振荡器的延迟单元中，MP3和MP4管作为交叉耦合管，加速了管子的状态转换，同时也导致了压控振荡器的输出波形并非是一个理想的方波。加入Buffer 电路后，可以调整振荡电路的输出波形。同时Buffer电路的另一个作用是用于驱动负载做实验测试。

图1 中，环形压控振荡器为差分输出，为了保证两条差分支路在测试引出端的负载相同，在每一条支路上的引出端都加入一个相同的反相器，如图1 中的BF1。由于实际芯片测试时，主要测试的是振荡频率和相位噪声参数，则选择测试差分支路中的一条支路即可。又由于VCO 后面的一级反向器的驱动能力不够，需要在测试支路上的BF1后再加入一级或更多级驱动能力更强的反相器。设计中只多加了两级级反相器驱动，如图1中的BF2，其中BF2包含两级反相器驱动。

2 仿真结果与性能分析与比较

运用Cadence软件Virtuoso SpectreRF做了版图设计和电路后仿真。图4为所设计的环形压控振荡器版图，总面积约为0.005 mm2。环形压控振荡器主要模块包括3个环形振荡器单元、温度补偿传感电路、电压转换钳位电路和缓冲整形电路中的BF1共消耗0.96 mW。

图5 是经过缓冲整形电路前后的瞬态波形图。VCO_out 所对应的是BF1 的输入信号，为整形前的波形，buffer_out是BF2的输出信号，为整形后的波形。可以看出缓冲整形电路成功的将环形振荡器输出的尖角波整形为占空比约为50%的方波。

图6 是加入温度补偿电路前后的输出频率在温度上的变化对比图。可以看出，当温度从-60°变化到100°的过程中，补偿（Compensated）后的电路输出频率大约有20 MHz 的频率漂移，而未补偿（Uncompensated）电路的输出频率从740 MHz 变化到890 MHz，产生了150 MHz的频率变化。补偿前后差距较大，加入补偿电路后显著降低了输出频率对温度的敏感度。

图7表示压控振荡器的输出频率与控制电压Vctl的关系，输出频率的变化范围为735~845 MHz，从图中可以看出有效的压控电压Vctl为0.1~0.8 V，压控振荡器的在Vctl=0.45 V时的压控增益大约为200 MHz/V。

图8 给出了环形压控振荡器在振荡频率为790 MHz 时的半边带相位噪声曲线，在频率偏移为100 kHz时，相位噪声为-71 dBc/Hz，在偏移1 MHz时，相位噪声为-99 dBc/Hz。

本文同时在功耗、版图面积、温度补偿和相位噪声等方面与其他环形压控振荡器设计做了比较，比较结果如表1所示。从表1中各个文献的结果可以看出，本文设计的环形振荡器频率调节范围较小，相位噪声参数处于中等水平，但是消耗功率最低，仅为0.96 mW，占用版图面积小，同时对输出频率在温度上做了补偿。

3 结语

设计的带温度补偿的低功耗CMOS环形压控振荡器采用UMC 65 nm CMOS工艺，在1.2 V供电下消耗功耗仅为0.96 mW，经过温度补偿后，温度变化从-60~100 oC时，振荡器输出频率偏移中心频率790 MHz±10 MHz，在790 MHz 的振荡频率下，相位噪声为-99 dBc/Hz@1 MHz，压控电压Vctl 为0.45 V 时，环形振荡器增益为200 MHz/V，压控振荡器输出频率范围为735~845 MHz。本文所设计环形压控振荡器具有功耗低，面积小和温度稳定度高的优点，可应用于锁相环频率合成器中。

参考文献

[1] 池保勇，余志平，石秉学.CMOS射频集成电路分析与设计[M].北京：清华大学出版社，2006.

[2] FLOYD M Gardner.锁相环技术[M].3版.姚剑清，译.北京：人民邮电出版社，2007.

[3] PANIGRAHI J K，ACHARYA D P. Performance analysis and design of wideband CMOS voltage controlled ring oscilla?tor [C]// Proceedings of 2010 the 5th International Conference on Industrial and Information Systems. Mangalore： IEEE，2010：234?238.

[4] 谢连波，桑红石，方海涛.低功耗CMOS差分环形压控振荡器设计[J].微电子学与计算机，2013（5）：104?107.

[5] LEE C E，KONG B S. A low?noise and low?power voltage?con?trolled oscillator [C]// Proceedings of 2014 the 57th Interna?tional Midwest Symposium on Circuits and Systems. Texas：IEEE，2014：374?377.

[6] 李鹏亮，马伟.Ka波段单片压控振荡器的设计[J].现代电子技术，2014，37（13）：77?80.

作者简介：李小飞（1988—），男，硕士研究生。研究方向为模拟/射频集成电路及系统设计。

刘宏（1987—），男，博士研究生。研究方向为模拟/射频集成电路及系统设计。

袁圣越（1986—），男，助理研究员。研究方向为模拟/射频集成电路及系统设计。

汪明亮（1967—），男，工程师。研究方向为模拟/射频集成电路及系统设计。

振荡电路篇6

关键词：频率调制；压控振荡器；Multisim3.0；两点调制

中图分类号：TJ768.4 文献标志码：A 文章编号：1674-9324（2017）16-0083-02

一、引言

在通信技术日益发展的今天，调频广播这一大众传媒正经历着来自电视及互联网等诸多领域的冲击，但在一些移动工具（例如汽车内）及开阔环境，调频广播仍具有不可替代的地位。其中，频率调制技术是一种适用于远距离话音信号传播的调制方式，其在军事通讯方面至关重要。在生活中，频率调制技术的应用也使我们的生活更加方便、有趣，比如家庭电台、婴儿监护器等。利用压控振荡器设计调频信号发生器的方法多种多样[1]，最常见的方法是直接将集成压控振荡器当作一个调频信号发生器，这属于传统的施密特触发器型集成压控振荡电路[2]。由于正反馈的滞后现象，施密特触发器能有效的滤除一部分噪声，是一种低频宽带通用压控振荡器。除此以外，还有电容交叉充电型和定时器型的集成压控振荡器[3]。交叉充电式压控振荡器由于其自身电路特性而不可避免具有延时缺点，另外，它对部分器件的要求过高。而定时器型压控振荡器所用模块过多，使整体功耗增加。本文利用Multisim仿真平台设计基于压控振荡器的调频电路[4]，采用的压控振荡器是普通的正弦波型。利用压控振荡器针对高频信号的独特优势，直接产生频率调制信号，调频信号的频率跟随输入信号的变化而产生变化，从而获得较宽的调频带宽和较好的特性。

二、设计原理及仿真分析

频率调制技术（FM―Frequency Modulation）是一种模拟信号调制技术，其特点是频率随调制信号的频率而变化，本质上是一种角度调制，在频域对应频谱的非线性变换。本文通过锁相环路构成一种两点调制的宽带FM调制器。两点调制技术是一路音频去调变容二极管，另一路音频去调参考晶振的调制技术，然后运用锁相环调制器从而可以获得质量较高的FM信号。用这种方式获取FM信号时，需要相位比较器、环路滤波器和压控振荡器。相位比较器的功能是计算两个输入信号的相位差，这个功能利用模拟乘法器来实现。环路滤波器实际上是一个低通滤波器，通常由电阻、电容或电感等组成，有时也包含运算放大器。本文利用电阻R和电容C实现环路滤波的功能。压控振荡器的振荡频率受输入信号控制，输入与输出之间呈线性关系。为了满足锁相环路的要求，其自由振荡频率应设定在最终锁定频率附近。结合本研究中的载波振荡频率为30KHz，因此设定自由振荡频率为30KHz。本文设计的压控振荡器包括LC振荡电路、基本放大电路、锁相环路[5]、高频功放电路各个模块的设计。其中，基本放大电路采用A类信号放大器在幅度上放大输入信号，而保持频率、形状等其他信号特性不变。本设计利用三极管实现该单元功能，通过设计三极管的偏置电压来使三极管工作在放大状态。载波产生电路的目的是产生一个高频正弦信号，采用LC振荡电路利用电感和电容的谐振特性，将直流信号变为有一定幅度、一定频率的交流信号。调频波产生电路是整个电路的核心，本文通过构建锁相环路构成两点调制的宽带FM调制器从而获得质量更高的FM信号。倍频放大电路的作用是整倍数放大信号的频率，设计信号频率使之工作在需要的频段上。本文利用模拟乘法器实现倍频器的作用，即保持信号形状不变的情况下整倍数的放大频率，提高其抗干扰能力，同时使其能够满足更远距离的传输。本文用到的是硬件电路仿真平台Multisim3.0。该仿真平台可以通过元器件库挑选所需要用到的元件，放置在上图所示的工作区域，并通过连接各元件的接口绘制电路图。操作简单便捷，且仿真功能强大。同时该平台配备有各种测量仪器，方便电路设计过程中各点数据的测量，使仿真过程更加简易，操作性更强。

图1是基于压控振荡器的调频信号发生器整体Multisim仿真电路图。基本放大电路中的Q1（三极管）是型号为2SC1815的PNP管。通过示波器的波形可以观察到在放大的信号中有直流分量，所以在整体电路设计中，在此单元的输出端添加滤波电路。载波产生电路中设定频率为5MHz，调节L1的参数，可在小范围内调节振荡频率。调整R1、R2、R3、R4的数值，使三极管Q1工作在放大状态，适当增大基极和射极间的极间电压，使其接近三极管Q1的偏置电压可以使其工作特性相对稳定，减少波峰和波谷处的失真，使振荡电路产生的波形更接近正弦形，但相应的放大倍数会减小。压控振荡器的振荡频率受输入信号控制，输入与输出之间呈线性关系。为了满足锁相环路的要求，其自由振荡频率应设定在最终锁定频率30KHz。

三、结论

频率调制（Frequency Modulation）技术是一种使信号更便于远距离传播的技术，其特点是在调制过程中，已调信号的频率随调制信号变换。本文以调频技术的原理和应用为切入点，利用硬件电路仿真平台Multisim 3.0对基于压控振荡器的调频信号发生器进行了仿真分析。整个信号发生器由LC振荡电路、基本放大电路、锁相环路、高频功放电路等模块组成。为了得到好的调制效果，利用锁相环路构成一种两点调制的宽带FM调制器，从而获得质量较高的FM信号。本文的研究工作对于实现高稳定性和宽谱调频信号发生器具有重要的现实指导意义。

参考文献：

[1]孙德田，何泉，崔嵬，韩月秋.多功能调频信号发生器的研制[J].现代电子技术，2002，（2）：48-51.

[2]穆辛，周新田，张慧慧，金锐，刘钺杨，吴郁.一种施密特触发器型压控振荡器的设计与仿真[J].电子科技，2014，（4）：58-63.

[3]唐长文.电容电感压控振荡器[D].复旦大学，2004.

[4]黄智伟.基于NI Multism的电子电路计算机仿真设计与分析[M].北京：电子工业出版社，2009.

振荡电路篇7

【关键词】电网；低频振荡；扰动源；定位方法

中国土地面积大，人口众多，所以国家的电网规模是也非常庞大，所以出现低频振荡的现象是不可避免的。但是，怎样才可以在段时间内精确的找到低频振荡的扰动源，并且可以及时的进行清除，这对保障电网可以安全稳定的运行具有重要的意义。在电网出现低频振荡的情况时，可以根据传播到电网中不同位置不同电波的特性和形状，来确定发生低频振荡的扰动源的大概位置，然后根据希尔波特变换方法，以及时间差和电波抵达的先后顺序，利用各个采样点已经计算出来的线路长度，来确定波速，从而可以确切的判断发生低频振荡扰动源的位置。如果在电网中出现短路故障，或者是低频振荡等情况扰动了电网的正常运行时，在发生故障扰动的地点，就会使电压、电流波形出现不同形式的畸形变化，发生了变化的电压和电流波就会沿着电网，向四周迅速的传播。大规模的电网中，会在不同地点进行侧脸溶洞行波，并且它们之间具有相似性，同时借助GPS系统提供同步时钟的参照时标。

1 利用希尔波特变化方法提取低频振荡扰动变量

在中国的电网中，额定频率为50Hz，发生低频振荡的频率是在0.1Hz到3Hz之间，为了能够提取发生低频振荡的扰动变量，首先要求出余弦信号，求余弦信号的公式为U（t）=a（t）cos（wt+ ）。

最后根据公式a（t）=︱z（t）︱= 来计算出扰动变量。

2 如何计算扰动行波传播延时时间

当在电网当中发生低频振荡的扰动现象时，发生低频振动扰动的点上的电压就会发生畸变，已经发生畸变的电压行波具有特殊的形状，并且会沿着电线向四周扩散，因为中国的电网规模非常大，所以输电线路的距离非常的长，这种具有特殊形状的扰动电波在传播的过程当中，就有需要一定的时间，再加上，在电网中有很多不同的的测量点，这些扰动电波具有相似性。这样就可以从两个不同的测量点，根据电压波形的相似度，来计算扰动行波在这两个测量点之间传播用了多长时间，再根据两测量点之间的距离，就可以确定发生低频振荡扰动源的大概位置。

3 如何确定低频振荡扰动源的位置

如果要确定在电网中发生低频振荡的扰动源的具置，还需要在电网中，安装一定数量，进行测量电压行波的单元，安装这些测量单元，并不是数量越多越好，主要是要根据电网的局部结构特征，来确定适当的数量，进行安装测量单元。对于如何来安装最少的测量单元的方式是：如果是一个放射型的无环路的线路时，只要在线路的开始和末尾各安装一个测量单元就可以；如果是一个环形结构的线路时，就要选择三个不同的节点，来安装测量单元。如果两个相邻的测量点之间的时差和线路长度的比值发生了变化，就可以确定发生低频振荡的扰动源就这两个相邻的测量单元之间。如果发生低频振荡的扰动源，恰好在安装了测量单元的节点上，同时各检测点之间的时差与线路长度之间的比值都基本一致，不存在波速突变的情况，那么就说明，发生低频振荡的扰动变量首先到达了这个测量单元，这个测量单元就是发生低频振荡的扰动源。

4 对发生低频振荡的扰动源进行定位的建立仿真模型的分析

利用7机无穷大的系统，建立相应的一个仿真模型，同时各个点之间的线路，利用分布参数来建立模型。对其中的C1点进行电压包络变量进行处理，同时对其他的C2、C3、C4三个点的电压进行HT变换，从而得出三个点电压与时间之间的关系函数，即各测量点的电压包络变量，这个变量就可以准确的反应出，电网当中是否出现了低频振荡的现象，因为有这个特性，所以也将各个观测点的电压包络变量称为对特殊故障类型可以准确反应的扰动变量。得出了各个检测点的电压扰动变量之后，就可以利用 和 这两个函数，来分别计算出电压扰动变量可以扰动源到监测点的时间的先后顺序，以及它们之间的时间差。经过测量就可以测出C2点是电压扰动先抵达检测点，那没就可以判断出这个发生低频振荡的扰动源就在所在的线路段内。最后再通过，在C2与其他相邻的点C1、C3、C4之间的扰动变量函数进行计算，可以算出，低频振荡的电波在C2与其他相邻点C1、C3、C4之间的电路段的传播速度，通过得出的速度比较，可以看出，有一个波速C3远远大于其他的几个波速，那么就可以说明发生低频振荡的扰动源，就在C2和C3之间了。这个时候，如果将C2与其他一个相邻点C1之间的扰动波速c1作为，最后确定的亮点之间的扰动波速c，因为C2和C3之间的距离是确定的，那么就可以通过C3与c之间的差额，来计算出距离差，从而可以确定出，发生低频振荡的扰动源距离C2点的精确位置。从计算当中可以看出，如果以扰动源的电波第一次达到检测点相邻线路上的波速，作为扰动源电波在两点之间电波传播的速度时，误差是最小的，而且是计算是比较方便的，通过这种在多个检测点提取扰动源到达的先后顺序和时间差的方法，就可以比较准确的确定出发生低频振荡扰动源的具置，从而迅速解决各中系统问题。

5 结论

本文介绍了一种通过在多个扰动源采取数据的波形，具有相似度的程度，来计算在大规模的电网中扰动行波在输电线路上传播延时时间的方法，从而可以计算出发生低频振荡扰动源在电网中的确切位置。 无论是理论分析还是仿真模拟验证，都证明了这种在多个检测点提取扰动源到达的先后顺序和时间差的方法，再结合电网的部分结构的同时，不仅可以使安装的测量单元的数量减少，而且还可以将每个测量单元的作用发挥到最大，节省了大量的时间和财力。同时，这种方法是针对出现扰动的特殊形状的变量，进行存储和分析，可以有效提高数据的利用价值，提高数据分析的准确性，同时这些数据还可以为以后的维修管理提供科学的依据，该种方法在实际应用中的效果还是比较明显的。最后，通过七机无穷大的系统模型，进行仿真分析，来验证这种发放确定的扰动源位置的正确和准确与否。利用该种方法可以在短时间内，来确定电网当中发生低频振荡的扰动源的位置，并且在测定过程当中，需要的数据少，可以节省大量的时间和金钱。

参考文献：

[1]董清，梁晶，颜湘武等.大规模电网中低频振荡扰动源的定位发放[J].中国电机工程学报，2012（01）.

[2]董清，张玲，颜湘武.低频振荡扰动源机组的自动定位方法[J].电网技术，2012（10）.

[3]高鹏，高飞，尤明等.电力系统低频振荡检测软件的研究和设计[J].电子世界，2013，02.

[4]徐衍会，贺仁奎，韩志勇.店里系统共振机理低频振荡扰动源分析[J].中国电机工程学报，2007（06）.

振荡电路篇8

关键词：仿真，多谐振荡器，Protel99

 

0.引言

自激多谐振荡器接通电源后,不需要外加触发脉冲,就能自动振荡,输出一定频率的矩形脉冲。因为矩形波中含有非常丰富的谐波成分,故称之为多谐振荡器,由于其没有稳定状态,故又称为无稳态多谐振荡器。多谐振荡器在数字电路中常常作为脉冲信号源, 触发器和时序电路中的时钟脉冲一般是由多谐振荡器产生的[1]。故多谐振荡器在实际生产生活中应用非常广泛，如汽车的转弯灯等，故对该电路的研究工作具有很大的实用价值。。

电路仿真软件可以对所设计的电路的性能进行预计、判断和校验[2]。使电路设计人员在设计阶段直观地、快捷地检验电路参数设置的合理性，以免造成时间和物质上的极大浪费，是电路设计人员提高工作效率、减小工作强度的有效手段。。本文对所设计的三极管无稳态多谐振荡器电路进行了理论计算，然后利用Protel 99 SE软件模拟仿真了该电路的工作过程，输出了各测试点的电压波形，直观地验证了理论分析的结果，并得到相关结论。。

1.理论计算

三极管无稳态多谐振荡器电路图如图1所示，其中三极管的电流放大倍数为215，其它电路参数如图1所示。该电路理论计算如下：