变频电源范文

变频电源范文第1篇

关键字：；电机试验；变频电源

一、变频电源在电机试验中的应用

交流电机产品试验中，提供符合规定的试验电源和满足试验工艺要求的加载是两个重要方面。对试验电源而言，首先其电源品质必须满足电机产品有关标准规定的指标，包括正弦度与对称度，典型指标包括：THDV不大于2.5%，HVF小于1.5%，负序分量小于正序分量的0.5%，零序分量影响消除（即也小于正序分量的0.5%），频率稳定性及频率偏差满足国家相关试验电源标准中对电源品质的要求；其次，要求试验电源能够在较广的范围内分别对电压和频率进行调节，即能定频调压，又能定压调频；此外，还要求试验电源能够方便的启动试品、对试验拖动电机进行调速运行、对运行试品进行快速制动、具备异步电机叠频试验及调节功率因数功能等等。交流电机试验的直接负载方式，特别对中大型电机，为考虑节约电力和加载调节方便，一般采用成对电机的对轴联接运行实现，被试机做为电动机运行，对轴联接的陪试机做发电机运行，使能量在电源设备处或电网供电处回馈循环，即使被试电机加上负载，此时陪试电机端依靠变频电源提供差频电源或可进行转矩控制而实现陪试电机的发电机方式运行。异步电机的叠频试验要求电源具备两差频电源或调制相应波形电源，并能较好的吸收和馈出拍频能量。大型交流同步电机可以采用零功率因数法进行试验，要求试验电源可与其进行无功吸收而满足试验要求，因此变频试验电源应能超前或滞后运行且具备一定容量。

变频电源在电机试验中担负多重角色，特别对电机产品型式试验而言是不可替代的工艺设备。

二、传统的机组变频电源

传统的变频电源由D-F电机组组成，最初的变频电源一般由直流电机+同步电机组成，借助于直流电机调速而改变机组转速，实现机组同步电机（做发电机）的频率可调，直流电机的供电电源同样需要由D-F直流发电机组提供，同时调节同步发电机励磁，可实现机组电压调节。也就是说传统的变频电源需要两套D-F电机组组合方能提供，即四电机组变频电源。为满足电机对拖负载试验要求，还需提供一路标准试验电源。在四电机组变频电源基础上，将一套机组改为同步+同步+直流电机组，而形成的五电机组，即可提供一路调频调压试验电源，还可提供一路频率固定、电压可调的试验电源，同时也解决了叠频试验电源。

D-F电机组与电力电子调速传动装置组合，派生出另一类机组变频电源。此类电源按转动种类分为直流传动变频电源和交流传动变频电源。直流传动变频电源由一套可控硅直流调速装置、一套直流+同步D-F机组及各电机配套励磁装置组成，调节直流机转速即可调节机组同步发电机输出电源频率，调节同步发电机励磁可调节器输出电源电压；交流传动变频电源则将上述传动装置改为交流变频器，将机组改为交流+同步D-F机组。此类电源可由一套传动装置及两套机组组合使用，亦可由调速装置分别传动两套机组，形成两套变频电源，基本满足50/60Hz等电机的型式试验。

机组变频电源，在多年的电机产品生产中发挥了巨大的做用，目前此类机组在相当多的电机工厂仍在使用，国内使用最大机组变频电源容量达20MW。机组电源具有传统设备的特点，其输出波形质量好，发电机不需过多处理，普遍可以达到标准正弦波输出；D-F机组属机械设备，其过载能力强，十分耐冲击；控制技术成熟，对有制造和维护能力的电机生产企业而言造价低廉；无需变压器直接可做一定电压等级的恒功率转换输出，满足叠频及零功率因数等特殊试验功能。

三、电力电子变频电源

近年来，伴随着电力电子技术的迅速发展，采用电力电子变频器为主件的新型电机试验用变频电源研发成功开始应用。交流电机的新品不断涌现，包括各类变频电机、永磁电机、汽车电机、高速电机、牵引电机等等以及其他特殊电机，传统的机组变频电源已不能满足试验，需寻求新的替代装备，也大大促进了电力电子变频电源的推广与应用。电力电子变频电源主要由变频器（逆变器）经必要滤波电路输出，形成正弦波电源，另配置必要外部设备（如镇定电容器，输出变压器、电抗器等），结合专用算法软件支持，形成无旋转器件的电机试验用变频电源，根据使用要求，有时需定制专用系统装置。

目前，电力电子变频电源按核心变频器划分，主流方案分为以下几种：两电平低压变频器的高-低-高配置方式，主流应用一般单电源不大于6MVA，大功率装置应以更高电压等级的器件为主；三电平中压变频器的高-高或高-低配置方式，目前应用最大单电源达数十兆瓦，电压等级以交流中压为主；单元级连的中高压变频器的高-高或高-低配置方式，目前最大单电源达10MVA左右，电压等级3/6/10kV均可使用。这几类系统各有特点，应根据被试产品需求、场地及环境条件、供电供水设施情况以及投资多少、设备档次等多方面综合考虑。

大量工程实例证明，合理的设置电力电子变频电源各组件参数，并配合强有力软件，其完全可以满足“一”条所述对普通电机试验的需要。与机组型变频电源比较，电力电子变频电源具有其鲜明特点：首先，无旋转设备和器件，运行噪声小、效率高，相对节能，其也不需旋转机组所需的专用基础，故土建公用设施简单，节约投资和使用面积；其次，调节范围宽，产品适用广，特别对运行频率特高或特低以及其他特殊运行频率的电机均能满足试验；再次，变频器具有极其优良的控制性能，包括矢量控制、直接转矩控制等等，矢量控制选用高性能的DSP和高精度的光电编码器，调速范围可以达到1：1000，动态性能也很好。直接转矩控制采用双位砰-砰控制器，可以获得更快的动态转矩响应，按定子磁链控制，避免了转子参数变化的影响 。这些特性使得在电机试验中的传统复杂试验项目变得极其简单易行，如：异步电机M-n曲线自动测试、被试电机稳定加载及细调等；较高的自动化程度，使得操作十分简单，一般试验人员只需简单培训即可操作使用。对异步电机的叠频试验、同步电机的低功率因数法试验等，不需做线路变动或转换，只要在控制计算中机中调入程序、设置必要参数即可进行试验。

四、 结语

传统的机组变频电源和现代电力电子变频电源，各有优缺点，在现实的电机工厂中两种装置也可能还将长期共存，不仅国内是这样，国外也是如此。但电力电子变频电源发展迅速，目前已经在绝大多数国内电机工厂的新建项目中使用，电力电子变频电源将逐步成为电机试验的主流装备。随着科学技术的发展，新型电力电子器件的涌现以及控制方式的更加精细及多样化，通过必要的完善成熟过程，电力电子变频电源终将取代传统的机组变频电源。

参考文献：

[1]吴汉熙，徐静.大功率变频电源在电机试验站系统中的应用[J].电机与控制应用，2012-05-10

[2]盛君，张敏.变频试验电源在电机试验中的应用[J].变流技术与电力牵引，2012-09-20

[3]李哓尚.交流牵引异步电机试验系统研究[D].北京交通大学，2010-06-01

[4]刘江明.变频电源在电力变压器局部放电试验中的应用研究[D].浙江大学，2011-05-01

变频电源范文第2篇

关键词 变频电源；校准；电源负载；便携

中图分类号 V242 文献标识码 A 文章编号 1673-9671-(2012)071-0114-01

变频电源作为常用的试验辅助设备，广泛应用在各个行业中。科研实验室、电子电器产品生产企业的研发和生产都需要优质电源条件。因此近年越来越多用户对变频电源提出校准测试的要求，对于变频电源的校准过程中，如对电流、功率、以及部分新型设备有功率因素示值等参数的校准需要使用到各种阻抗电源负载。本文根据实际工作中经验对变频电源校准用便携式电源负载制作和使用的一些研究。

1 电源负载作用和特点

电源负载主要作用是为了使变频电源带载输出，而变频电源的各个主要计量参数能显示不同的示值与标准表显示的实际值进行校准（图1）。因此一个稳定的电源负载直接影响读数的稳定度，也间接影响校准的不确定度。值得注意的是，电源负载的调节范围也需要根据变频电源的带载能力相适应。而变频电源是可以带各种阻抗特性的负载，如常见的感性负载、阻性负载等。因此校准时，应该对各种负载的情况下进行试验。

图1

2 便携式试验电源负载的设计和分析

根据校准测试变频电源的过程中发现近年使用变频电源的用户从过去的容量500 VA居多发展到现在使用容量（2～10）kVA较多（甚至更大容量）。这样问题就出现了，容量500 VA的变频电源体积相对较小、重量相对较轻，送实验室校准较容易，但容量大的变频电源一般体积重量都比较大，送实验室校准并非易事。考虑到用户现场校准如果使用实验室负载箱或负载柜体积重量同样较大，不便于送实验室校准。也考虑到用户提供电源负载（一般为被测试的产品）也存在一些问题，如示值不稳定、校准难以覆盖全量程、耗时较大等问题。因此设计制作一个功率10 kW左右体积较小、重量较轻的便携式交流阻抗负载使现场校准工作更方便和工作效率更高。

设计过程中试验过各种功率元器件进行试验，发现大功率刹车电阻带载稳定、高功率但体积小、热效应变化小非常适合做纯阻性负载。刹车电阻是采用耐高温材料作为电阻基体，高绝缘不燃性填充料灌封，与基体电阻丝及金属外壳紧密结合，具有较高的稳固性和热传导性，自带散热片的铝体合金外壳，使该电阻的散热性能远远超过传统型的同体积同功率电阻，既明显降低了电阻体的表面温升，又大大提高了耐负荷能力和长期稳定性。用10只1000 W50 Ω大功率刹车电阻并联及开关选择，可以从1 kW -10 kW

（即5 Ω～50 Ω）之间选择合适的纯阻性负载。因为纯阻负载功率因素为：cosφ=1，所以最大额定功率可直接计算得：

而使用多个电感镇流器与大功率刹车电阻串联并加开关选择，就能实现可调带感性负载改变功率因素。例如使用电感量为0.5H的镇流器与50Ω的功率电阻串联时，在频率为50Hz电路中的感抗为：

XL=2πfL=2×3.14×50×0.5=157Ω

根据阻抗串联的模计算求出电路中的总阻抗：

所以感性负载电路中的功率因素为：

只要简单的用开关调整减少电感量或者增加电阻量时，根据上述计算的关系，可以轻易的得到功率因素从cosφ=（0.3～0.8）可调的带感性负载。实现使变频电源感性负载的带载输出。

经试验发现使用有机薄膜型油浸电容非常适合调整容性负载的器件。该电容采用加厚的金属化锌铝膜作为电极和介质，金属化锌铝膜经过卷绕机卷绕后装入铝质外壳中。再在外壳中装入高纯度的蓖麻油使其保持真空状态，并且能够耐高温、使用寿命更长。例如使用50 μF 240 V油浸电容与50 Ω大功率电阻串联，在频率为50 Hz电路中同样的方式计算容抗：

根据阻抗串联的模计算求出电路中的总阻抗：

所以容性负载电路中的功率因素为：

同样只需简单的用开关调整减少电容量或者增加电阻量时，根据上述计算的关系，可以轻易的得到功率因素从cosφ=（0.6～0.8）可调的带容性负载。实现使变频电源容性负载的带载

图2

输出。

综合上述的分析，使用大功率刹车电阻、电感整流器、油浸电容简单的串联和并联的连接，并加入开关选择就能实现便携式的交流阻抗电源负载（图2）。值得注意的是感性和容性负载在不同的测试频率和电压下功率因素会有所变化，但是作为电源负载本来的作用是让变频电源在不同的阻抗特性负载情况下带载输出，标准功率表才是作为校准用的标准器。负载本身不需要做得很精确，只要稳定就已经足够。

3 结论

本文研究的变频电源校准专用便携式电源负载在实际使用过程中发现带载情况下，变频电源输出非常稳定，尤其在阻性负载的情况下，标准表功率示值能保持在0.5 W之间变化，减少了因读数不稳定引起测量误差。有较高的携带性，整体重量约8 KG，体积能很容易地控制在500 MM*500 MM*100 MM之内，就算进行现场校准测试也比较轻便携带。在现场进行校准工作只需要按（图1）跟变频电源和标准功率表进行简单的连接，然后通过开关选择所需要的阻抗，轻易地完成现场校准工作，免去找负载、连接负载等繁琐工作，节省工作时间和提高工作效率。

参考文献

[1]朱健军.校准变频电源的探讨[J].计量与测试技术,2008,35(8).

变频电源范文第3篇

论文关键词：低压；变频电动机；绕组型式；成型绕组

论文摘要：文章根据变频电机电源的特点，分析了散下绕组、成型绕组和半成型绕组耐脉冲电压冲击功能、电气性能、制造难度、生产成本及它们对中型低压变频电动机的实用性和可靠性的影响。

中型（铁芯外径Ф500～Ф1000）、低压（380V～1140V或1650V）一般电动机输出功率都比较大。通常电源由交流电网供给，电压稳定，波形基本为正弦波，谐波很少，除大气过电压或开关操作过电压等事故状态外，电动机正常运转期间很少受电压波动的冲击。其定子绕组型式，以前JBR和一些大电流曾采用成型线圈，早年380V的JS、JS2采用半成型线圈，近年来多采用散下线的迭绕或同心绕组。如380V的Y和Y2315-355、380V～690V的IMJ315-450和ILA8315-450等。而变频电机一般由逆变器供电，电压多含高脉冲高频率谐波，文章将着重讨论中型低压变频电动机的绕组形式。

一、中型低压变频电动机电源的特点

一般变频电动机多采用晶体管逆变器供电，晶体管逆变器采用高频率脉冲，脉冲升降时间很短，从而在电机绕组中产生高电压谐波，电压脉冲峰值比标准额定电压高得多，因而线圈匝间和相间以及同相线圈间的电压应力可能非常高。有文献报导：380V电动机相间脉冲电压达1000V～1100V，相首线圈的脉冲电压达700V～900V，线圈间脉冲电压达650V～900V；500V电压的变频电动机的电压应力，相间脉冲电压达1200V～1400V，相首线圈的脉冲电压达900V～1000V，线圈间脉冲电压达8000V～1000V。电压脉冲峰值与电动机额定电压呈正相关关系，电压脉冲在绕组线圈中传播逐渐衰减。“Δ”接线绕组相首相尾的匝间以及相邻相间的线圈端部，是脉冲高压的最危险受害部位。因此，提高中型低压电动机绕组耐电压脉冲应力的问题不容忽视。

二、中型低压变频电机绕组型式的评价

（一）散下圆铜线绕组

由于圆铜线散下绕组结构简单、下线工艺传统化；散下线绕组端部短、用铜少、电阻和漏抗小；与散下线相配套的半闭口槽槽口相对较小，对降低齿谐波幅值、均衡气隙磁场、改善电机性能、降低温升、提高出力等有利，所以一般中型低压的普通电机经常采用，一些小功率变频电机也采用圆铜线散下绕组。

因电动机功率大、电源电压低、电流很大，线圈导线并绕根数多达70多根，匝数少至2～3匝，匝间工作电压高。如采用2级漆包圆铜线线制作线圈，因漆包线或多或少都存在一些小针孔，加上制造工艺的损伤，匝间工作电压高和散下在槽内的线圈首匝与末匝相碰的机遇较多，匝间进行耐压试验或运行一段时间后发现一些电机发生匝间短路故障。

即使采用3级漆包线（所谓变频电机专用线），绝缘层加大了导线的安全距离，但漆层的小孔仍难以杜绝，加厚的漆层在制造期间易变脆，使用期间出现老化变得越来越脆，容易产生危险的裂纹。当浸渍漆填充不好的气隙、针孔或后发生的裂纹处就很可能在高频脉冲电压下发生放电甚至局部出现电晕，使线圈绝缘加速老化、击穿或烧毁，降低了中型低压变频电动机的可靠性。绕组的过早损坏将缩短中型低压变频电机的寿命，有的运行一、二年，甚至几个月就出现损坏。21写作秘书网

（二）成型绕组

成型绕组一般是用扁线绕绕制，经涨型、整型、压型、包绝缘等工序，一根扁线的截面积比散下绕组一根Φ1.5～Φ1.6圆线的截面积大得多，因而导体的并绕根数也少得多，导线绝缘占槽面积少；扁线的4个圆角所空的面积比并绕多根圆线四角所空的面积少得多，槽的有效填充系数高。成型绕组扁线排列比散下绕组的圆线整齐，杜绝首匝碰末匝或隔匝相邻的现象，匝间绝缘容易保证，相首相尾线圈加强匝间绝缘也容易做到。槽内上下层线圈和绕组端部的线圈之间和相间都有一定的间隙，绝缘容易保证。因此，成型绕组是提高变频电动机耐电压脉冲应力最好的绕组型式之一。但是，成型绕组的端部较长，用铜量多，电阻电抗大，铜耗大。与成型绕组配套的开口槽对气隙磁场的均匀分布影响较大，使齿谐波幅值增大，附加铁耗高，电动机效率较低。开口槽的卡氏系数大，加大了有效气隙长度，导致功率因数不高，铁芯长，用铁量大。总之，电动机性能相对较差，制造成本较高。

（三）半成型绕组配套半开口槽或小半开口槽

半成型绕组是指一个槽内每层一般并排放置两个半线圈，每半个线圈用扁线绕制，经涨型、整形、压型、定型（包扎固定或加包一层绝缘）等工序，主绝缘象散下线一样放置在槽内。扁线并绕的根数也比圆线少得多，槽的有效填充系数也挺高，导线排列也很整齐，也没有首匝末匝相碰或隔匝相邻的现象，匝间绝缘得以保证，相首相末加强匝间绝缘也容易实现，上下层线圈和绕组端部以及相间也有一定间隙，完全可以提高变频电动机耐电压脉冲的能力。

半成型绕组端部较散下绕组长，但比成型绕组短，槽口宽度在壮半闭口与开口槽之间，铁芯长也在两者之间，用铜量、用铁量、铜耗、铁耗、电动机效率、功率因数和电动机制造成本也都在两面三刀者之间。

三、结论

从以上对比分析得知，虽然成型绕组对提高耐电压脉冲应力最好甚至功能过剩，但其铜铁用量大、成本高。而散下绕组虽然制造成本低、电机性能较好，但存在耐电压脉冲功能不足的致命弱点，使电机可靠性差、寿命短。综合电动机性能、温升、生产难易程度、成本、特别是耐电压脉冲的能力和可靠程度等方面，半成型绕组的功能综合对比不失为中型低压变频电动机的最佳选择。

实际生产中，有些电动机生产商在额定电压690V、额定频率50HZ、功率范围为110～1400KW的H355-560变频调速电机中，就采用半成型绕组，生产了许多规格，并取得了良好效果。

参考文献

[1]Y.SHIBUYA，等．冲击电压及反复作用下绕组绝缘的恶化[J]．国外大电机，1995，（2）．

[2]李振宇，等．变频电动机的绝缘结构[J]．防爆电机，2002，（4）．

[3]胡文华．浅变频电机导线变损的原因[J]．防爆电机，2002，（2）．

[4]刘生，等．国外变频调速异步电机基本情况分析与研究，2002，（7）．

变频电源范文第4篇

关键词：不间断电源 变频器 蓄电池

中图分类号：TM61 文献标识码：A 文章编号：1672-3791（2014）05（a）-0007-02随着科学技术的高速发展及人民生活水平的不断提高，人们对电质量的要求及依赖性也越来越高。尤其是对一些不允许间断供电的重要负荷的场合提出了更高的要求，比如：转炉、氧枪提升等转动设备以及电力、冶金、石化等行业的冷却系统中的水泵、油泵等类负载，一旦断电将导致运行中的机组停运，会给企业造成巨大的经济损失。交流变频型不间断电源的出现为这些场合提供了可靠的电源保障。

1 设计思想

电机硬启动对电网造成严重的冲击，而且还会对电网容量要求过高，启动时产生的大电流对设备、管路的使用寿命都不利。而变频器的软启动功能可以使输出电压和频率均从零开始，即限制了启动电流，甚至小于额定电流电机都可以正常启动，这样不但减轻了对电网的冲击和对供电容量的要求，而且还延长了设备的使用寿命。

目前常用的电压型变频器，其中间直流环节的电压约为510～620 V，如果在市电停电后能为变频器的中间环节提供一路这样的直流电压，其逆变器就能不间断地输出三相正弦交流电压，而且其电压及频率均能连续可调。由此只要配套一组蓄电池，就可实现对负载的不间断供电。

2 系统组成和工作原理

由图1可以看出，交流变频型不间断电源主要由矢量变频器、蓄电池组、高频开关充电模块、监控模块和隔离变压器构成。

当交流供电正常时，由三相正弦交流电给变频器负荷提供电源且电池不接入变频器，同时交流电源由隔离变压器经充电模块对电池依电池状态处于浮充或均充工况，使充电安全且满容量充电，确保可靠后备电源；当交流输入电源中断时，电池投入变频器直流电源侧使变频器有可靠后备电源，继续提供三相变频电源输出。

3 实例应用

辽宁凌源钢铁项目现场要求变频器输出功率为15 kW，交流事故停电后由电池继续给变频器供电，保证负载能连续工作，且后备时间为10 min以上。

3.1 矢量变频器

变频器选取西门子6SE70系列，对应额定功率15 kW选取即可。电机制动时（事故刹车），其由惯性产生的能量需要被消耗掉，所以需配备相应的制动单元。制动单元实质上是一个斩波器，它根据直流母线上电压值的大小判断制动的状态从而进行投入和切除。同时它还可以监控制动电阻上流过的电流，使其正常、安全的工作。为了加大制动功率或提高长时间制动功率，可以再外接一个与其匹配的制动电阻。

3.2 蓄电池组

该设备采用阀控式密封铅酸免维护蓄电池（VRLA）作为后备电源，其具有寿命长、无污染、体积小、放电性能好、维护量小等优点。

3.2.1 电池只数的确定

根据变频器直流额定工作电压范围：510 V（-15%）-650（+10%），计算变频器正常工作电压的上限和下限值，即： V； V。

变频器的直流工作电压取其平均值，即：

由此得，取N=42只。

即： V

此电压值在变频器工作电压范围内，所以电池按42只选取即可。

Un为变频器直流输入电压；Uf为单体蓄电池浮充电电压。

3.2.2 电池终止电压的确定

根据变频器直流额定工作电压范围：510 V（-15%）-650（+10%），即当电压低至 V时，变频器仍然可以正常工作。

根据变频器最低工作电压，由此推算单只电池的放电终止电压为： V。

蓄电池放电电流的计算公式为：。

P为变频器功率，Pt为变频器功率因数，η为变频器效率，U为放电后电池组端电压 A。

对照阳光电池放电表（见表1），得知：终止电压在1.75 V时，放电15 min，大于32.96 A的电流值为46 A，即对应的电池为32 AH。由此可知15 kW的变频器，至少需要配备32 AH的电池。

3.3 充电模块的选择

充电模块采用新型大容量IGBT功率器件及先进的PWM脉宽调制技术，使其具有大功率输出的特点。同时充电模块采用独特结构，对小容量的电池也能做到稳定的恒流充电，不会过充或欠充。因此具有良好的稳压、稳流精度，确保用电安全和延长电池使用寿命。而且该IGBT充电模块带有内部温度检测，当温度高时，自动开启风扇散热。在此基础上采用抗干扰能力极强的计算机、串行A/D、D/A转换器等新型器件，实现模块的智能控制，确保其对电池进行恒压限流充电。通过通信接口还可对模块进行启/停控制、参数设定、运行状态检测等操作。

3.3.1 充电模块电压的确定

即

Ur为充电装置的额定电压；n为蓄电池单体个数；Ucm为充电末期单体蓄电池电压（阀控式铅酸蓄电池为2.4 V）。

根据，得出 V考虑到电网电压的波动及交流变直流时的占空比，为了提高电池和变频器的可靠性，在此基础上还需考虑一个可靠系数，即充电模块需输出的电压为： V，由此可知充电模块的输入电压为500 V，输出电压为605 V。

4.3.2 充电模块电流的确定

充电模块的主要作用就是给电池充电，而铅酸蓄电池充电电流为0.1C10，即为 A由此，充电模块额定电流为10 A，同时为了保证系统的可靠，一般充电模块都为冗余设计，即10 A充电模块2个。

3.4 监控模块

具有人机操作界面的监控模块是整个设备的信息处理中心，它分为监控单元和检测单元两部分。其功能为：通过内部通信总线与检测单元、充电模块等进行信息交换，获得各种运行参数，实施各种控制操作，从而实现电源系统的“四遥”功能，即遥信、遥测、遥控、遥调；根据获得的信息进行处理，并通过无源接点输出报警信息或给充电模块发出相应的控制命令；根据对交流进线电压的监测，控制双路交流输入的切换；按照预设的充电曲线控制充电模块对电池的充电；提供RS-232、RS-422或RS-485接口与后台计算机通信；监测交流输入电压、输出过压、输出电流、电池充电电压、电池充电电流。

3.5 变压器容量的确定

国内的供电电源一般都是380～400 V，而现在充电模块输入需要的交流电压为500 V，所以需要使用隔离变压器将电压由380 V升压到500 V，充电模块是给电池提供直流充电电压和电流的，电池已选定32 AH，那么根据铅酸阀控式电池的充电特性，充电电流按照0.1倍的电池容量，由此得到电池的充电电流为3.2 A。

由此得出变压器容量：

即

UE为整流变压器二次线电压；IE为整流变压器二次线电流；ID为直流侧电流

变压器选用/Y-11型，即变压器为 2.5 kVA，380/500 V/Y-11。

4 结语

此设备在现场运行良好，期间曾多次因为停电为现场提供了稳定可靠的电源，使现场设备能够正常运行，得到用户一致的认可。

参考文献

[1] 电力行业标准.电力工程直流系统设计技术规程[M].北京：中国电力出版社，2006.

[2] 白忠敏.电力工程直流系统设计手册[M].北京：中国电力出版社，2009，9.

变频电源范文第5篇

[关键词]单相数字变频电源；SPWM；电力电子；控制策略

中图分类号：F407.61 文献标识码：A 文章编号：1009-914X（2015）15-0356-01

1 单相数字变频电源的研究背景及意义

变频电源自1969年诞生以来，便以其体积小，重量轻，功耗低的特点，在电子和电气领域得到了极其广泛的应用。变频电源运用先进的功率电子器件和高频逆变技术，使传统的工频整流电源材料减少70%～80%，节能20%～30%，动态反应速度提高2～3个数量级，并不断向高频化、轻量化、模块化、智能化和大容量化的方向发展。

早期的变频电源，只需要输出不断电、电压、频率可调即可，然而，近年来随着各种电子产品的出现，对能源的重视逐渐加强，对电源的要求也越来越高，除了这些基本要求外，还要考虑对电网的污染等要求。当代社会出现的许多高新技术都与市电的电压、电流、频率、相位和波形等基本参数的变换和控制密切相关，变频技术能够实现对这些参数的精确控制和高效率处理，特别是能够实现大功率电能的频率变换，从而为多项高新技术的发展提供有力的支持。

2 单相数字变频电源的国内外研究现状

数字变频电源的主要特点：以数字信息构成智能化变频电源，模拟组件与数字组件优化组合，电源系统集成化，数字电源达到高技术指标。数字变频电源的核心部分包括电力电子器件、微控制器和控制策略，所以，单相数字变频电源的研究现状从以下3个方面进行阐述。

2.1 电力电子器件的研究现状

变频技术作为电力电子的核心技术，随着电力电子器件的不断发展，变频技术也随之发展。电力电子器件以美国1957年美国通用电气公司研制出第一个晶闸管为起始点逐渐发展起来的。在器件的结构上，从分立器件发展到组合功率变换电路，继而将功率变换电路、触发控制电路和检测电路等组合在一起构成复杂模块，目前已经开发出具有智能化功能的功率模块IPM。智能功率集成电路能够提供数字控制逻辑与功率负载之间的接口，最简单的形式可由电平移动和驱动电路组成，把来自微控制器的逻辑信号转换成足以驱动负载的电压和电流，较复杂的智能功率集成电路能实现以下3项任务。

（1）控制功能：自动检测某些外部参量并调整功率器件的运行状态，以补偿外部参量的偏离。

（2）传感与保护功能：当器件出现过载、短路、过电压、欠电压或过热等非正常运行状态时，能测量相关信号并能进行相应保护，使功率器件工作在安全工作区。

（3）提供逻辑输出接口：功率模块的控制由驱动电路来执行，它具有处理高压、大电流或二者兼备的能力。

2.2 微处理器控制技术的研究现状

最初使用的微处理器控制功率器件时，一般应用单片机来控制。单片机拥有丰富的硬件和软件资源，但随着变频系统的数据量、实时性和精度要求不断地增加，单片机的处理能力逐渐达不到系统的要求。

为了提高数据处理能力，近年来数字信号处理DSP发展迅速，TI公司先后推出具有事件管理器模块的TMS320F2407、TMS320F2812，已被广泛应用在高频开关电源的控制，采用DSP作为变频电源的控制核心，可以用最少的软硬件实现灵活准确的在线控制。

2.3 控制策略的研究现状

早期变频器大多采用开环控制，因为控制结果简单，应用方便。但由于其波形质量差、谐波畸变率高，动态响应慢，只能应用在对电压质量要求比较低的场合，对电压质量要求较高的场合，则需要闭环控制，通过合适的闭环控制策略改善波形质量，减小误差，提高动态响应速度。各种闭环控制策略各有优缺点，几种闭环控制策略如下：

（1）PID控制。早期对变频电源的控制通常采用模拟PID控制，单纯采用输出电压瞬时值反馈，利用模拟PID控制器进行调节。随着DSP的出现，瞬时值反馈数字PID逐渐出现，由于变频电源在空载时有很强的震荡性，积分环节又产生新的相位滞后，为保证系统稳定，比例环节的作用不能太强；加上数字控制的采样保持、运算时间引入的相位滞后及量化误差等因素的影响，减小了最大可得到的脉宽，使得变频电源的输出电压波形畸变较高，特别是对非线性干扰抑制较差，通过各种补救措施如采用高速AD和提高开关频率的方法可以一定程度上提高精度，但性价比较差。

（2）双环控制。由于单电压环控制的抗负载扰动性能较差，所以在电压外环的基础上，引入电感电流作为内环，利用电流内环快速的抗干扰性能来改善输出波形，提高动态响应，增加其抗干扰性能。

（3）无差拍控制。无差拍控制是一种基于离散数学模型实现的PWM方案，它根据正弦参考指令和测量的状态反馈变量，由微机来计算下一个开关周期的脉冲宽度，控制功率开关管动作以使下一采样时刻的输出电压准确等于正弦参考指令。

（4）模糊控制。模糊控制的设计中不需要被控对象精确的数学模型，模糊控制有着较强的鲁棒性和自适应性，查找模糊控制表只需要占用处理器少量的时间，因而可以采用较高采样率来补偿模糊规则和实际经验的偏差。模糊控制理论上可以任意精度逼近任何非线性函数，但受到当前技术水平的限制，模糊变量的分档和模糊规则数都受到一定的限制。

2.4 单相数字变频电源的发展方向

目前，单相数字变频电源主要朝着以下几个方向发展：

（1）高频化。理论分析与实践表明，电器产品的变压器、电感和电容的体积重量与供电频率的平方根成反比。当我们把频率从工频50Hz提高到20kHz，用电设备的体积重量大体下降至工频设计的5%～10%，其主要材料可以节约80%甚至更高，同时还能节电20%以上。由于功率电子器件工作频率上限的逐步提高，促使许多原来采用电子管的传统高频设备固态化，原材料消耗显著降低、电源装置进一步小型化、系统的动态反应加快，能够更加深刻的体现其技术含量。

（2）模块化。模块化的含义包括功率器件的模块化以及电源单元的模块化。我们常见的器件模块，含有一单元、两单元、六单元甚至七单元，实质上都属于“标准”功率模块（SPM）。近些年，有些公司把开关器件的驱动保护电路也集成到功率模块中去，构成了“智能化”功率模块（IPM），不仅缩小了整机的体积，还方便了整机的设计。有些制造商开发了“用户专用”功率模块（ASPM），它把一台整机的几乎所有硬件都以芯片的形式安装到一个模块中，把寄生参数降到最小，从而提高了系统的可靠性。

（3）数字化。在传统电力电子技术中，控制部分是按模拟方式来设计和工作的。而今数字电路技术则越来越重要，信号处理技术日趋完善成熟，显示出越来越多的优点：便于计算机处理控制、避免模拟信号的畸变失真、提高了系统的抗干扰能力、便于软件包调试和遥感遥测遥调、也便于自我诊断，容错等技术的植入，电力电子领域以前难以处理的一些问题将迎刃而解。

（4）绿色化。随着各种政策法规的出台，对无污染的绿色电源的呼声也越来越高。绿色电源的含义有两层：首先是显著节电。这意味着发电容量的节约，因为节电就可以减少对环境的污染；其次这些电源不能对电网产生污染。为了使电源系统绿色化，电源应加装高效滤波器，还应在电网输入端采用功率因数校正技术和软开关技术。

3 小结

变频电源范文第6篇

关键词：逆变器;变频电源;脉宽调制;IM14400;FPGA1引言

1.1选题的提出

由于我国市电频率固定为50Hz,因而对于一些要求频率大于或小于50Hz的应用场合,则必须设计一个能改变频率的变频电源系统。目前最常用的是三相正弦波变频电源。该电源系统主要由整流、逆变、控制回路3部分组成。其中,整流部分用以实现AC/DC的转换;逆变部分用以实现DC/AC的转换;而控制回路用以调节电源系统输出信号的频率和幅值。

1.2变频技术的介绍

变频技术是电力电子技术的主要组成部分，它主要用于需要交流电源的电压、频率可调(或恒压、恒频)的用电设备，如交流电机、中频电源及各种专用电源的中间环节等。这一技术的产生和发展为交流调速开拓了广阔的天地。国外交流调速在电气传动行业已占绝对优势，虽然国内直流调速还在大量使用，但近年来凡新建的电气传动系统均采用交流调速，其发展势头是迅速的。变频技术在供电电源方面的应用主要是:

（1)将过去用发电机、变压器产生交流电的地方用变频电源取代;

（2）将计算机、电焊机、电子装置等用直流电源的地方改为以变频技术为核心的开关电源。在现有的正弦波输出变压变频电源产品中，为了得到SPWM波，一般都采用双极性调制技术。该调制方法的最大缺点是它的4个功率管都工作在较高频率(载波频率)，从而产生了较大的开关损耗，开关频率越高，损耗越大。本文针对正弦波输出变压变频电源SPWM调制方式及数字化控制策略进行了研究，以TMS320F240数字信号处理器为主控芯片，以期得到一种较理想的调制方法，实现逆变电源变压、变频输出。

变频技术在电源中的应用，极大地减小了电源装置的体积，提高了效率，产生了巨大的经济效益，所谓变频就是利用电力电子器件(如功率晶体管GTR、绝缘栅双极型晶体管IGBT)将5OHz的市电变换为用户所要求的交流电或其他电源。它分为直接变频(又称交―交变频)，即把市电直接变成比它频率低的交流电，大量用在大功率的交流调速中;间接变频(又称交—直—交变频)，即先将市电整流成直流，再变换为要求频率的交流。它又分为谐振变频和方波变频。前者主要用于中频加热，方波变频又分为等幅、等宽和SPWM变频。

常用的方法有正弦波(调制波)与三角波(载波)比较的SPWM法、磁场跟踪式SPWM法和等面积SPWM法等。逆变技术，是指整流技术的逆向变换方式。其作用是通过电力电子器件(例如SCR,GTR,IGBT和功率MOSFET模块等)的开通和关断作用，把直流电能变换成交流电能，因此是一种电能变换技术。它的主要用途是用于交流传动，静止变频和UPS电源等设备的研制与应用。逆变器的负载多半是感性负载。为了提高逆变效率，存储在负载电感中的无功能量应当能反馈回电源。逆变器的原理早在1931年就在文献中提到过。1948年，美国西屋(Westinghouse)电气公司采用汞弧整流器制成了3000Hz的感应加热用逆变器。

近年来，随着新型的电力电子元件的不断产生与发展，新的控制技术的出现，逆变技术也得到了飞速发展。1964年，由A.Schonung和H.Stemmler提出的把通信系统调制技术应用到逆变技术中的正弦波脉宽调制技术(Sinusoida-PWM，简称SPWM)，由于当时开关器件的速度慢而未得到推广)。直到1975年才由Bristol大学的S.R.Bowes等把SPWM技术正式应用到逆变技术中，使得逆变器的性能大大提高，并得到广泛的应用和发展，也使正弦波逆变技术达到了一个新高度。此后，各种不同的PWM技木相继出现，在实际应用中，很多部件内部都有自己的积分器，比如电机本身就是非常理想的低通滤波器，PWM信号的一个很重要的用途就是数字电机控制。在电机控制系统中，PWM信号控制功率开关器件的导通和关闭，功率器件为电机的绕组提供期望的电流和能量。相电流的频率和能量可以控制电机的转速和转矩，这样提供给电机的控制电流和电压都是调制信号，而且这个调制信号的频率比PWM载波频率要低。采用PWM控制方式可以为电机绕组提供良好的谐波电压和电流，避免因为环境变化产生的电磁扰动，并且能够显著提高系统的功率因数。未能够给电机提供具有足够驱动能力的正弦波控制信号，可以采用PWM输出信号经过NPN或PNP功率开关管实现。

例如注入三次谐波的PWM,空间向量调制(SVW)、随机PWM、电流滞环PWM等，成为高速器件逆变器的主导控制方式。至此，正弦波逆变技术的发展已经基本完善。常用逆变主电路的基本形式有两种分类方法:按照相数分类，可以分为单相和三相;按照直流侧波形和交流侧波形分类，可以分为电压型逆变器和电流型逆变器，逆变电路的应用非常广泛，其中用途最广的为恒压恒频电源和变压变频电源。

（1）恒压恒频电源

这是一种在负载或交直流电源在一定范围内波动时，能保持输出为恒定电压和恒定频率的交流正弦波的稳压和稳频电源装置，简称CVCF电源。这类电源的典型代表是不间断电源（UPS)。在计算机系统中使用UPS可以避免由于电源电压波动、频率漂移、瞬时干扰和电压突然中断等现象造成的损失。UPS的电压稳定性、频率稳定性、波形失真度和不间断性等都优于公共电网，所以它的应用十分广泛。（CVCF电源还包括航空机载电源和机车辅助电源等）

（2）调压调频电源

这是一种可获得所需要的电压、电流和频率的交流变压变频装置，简称VVVF变频电源。变频电源广泛用于交流电机的调速系统中。交流电机调速系统在许多领域内代替了传统的直流电机调速系统，这是电力电子技术领域的一个重大突破。随着电力电子技术的不断发展和新型电力半导体器件的产生，逆变电路的应用范围日益扩大。在电力拖动系统、电气传动、各种功率的焊机电源以及有源电力滤波器等方面广泛应用。

1.3研究意义

随着工业自动化和电力电子技术的高速发展，传统的体积大、笨重、效率低的变频电源已不能满足需求，现代变频电源以其低损耗、高效率、电路简洁和最佳的性能指标等显著受到青睐，并广泛应用与电气传动、计算机、电子设备、仪器仪表、通信设备和家用电器中。采用三相正弦波变频电源技术将使其损耗低，效率高，电路简洁。

1.4设计的对象

本设计了一个交流—直流—交流变频电源系统。该系统利用集成逆变器件IM14400,并以FPGA为控制核心,采用SPWM变频控制技术,实现了三相正弦波变频输出。其输出线电压有效值为36V,最大输出电流有效值达3A。此外，系统还具有频率测量、电流和电压有效值测量及平均功率测量等功能。

2系统总体设计方案

将市电通过隔离变压器输入到交流变频电源系统,隔离变压器的输出经过整流桥后,产生全波整流信号。全波整流信号滤波生成与输入交流电对应的直流电,从而实现AC/DC转换。该系统全波整流桥采用集成整流桥KBL406,三相逆变器模块IM14400在FPGA产生的三相SPWM脉冲控制下产生三相交流电。逆变器输出的交流电频率等于SPWM脉冲基波频率,通过控制FPGA的DDS模块的正弦波频率来调制正弦波频率。SPWM脉冲基波频率等于调制波频率,系统采用这种方法实现变频。图1-1给出了系统总体框图。

SPWM的概念在进行脉宽调制时，使脉冲系列的占空比按正弦规律来安排。当正弦值为最大值时，脉冲的宽度也最大，而脉冲间的间隔则最小，反之，当正弦值较小时，脉冲的宽度也小，而脉冲间的间隔则较大，这样的电压脉冲系列可以使负载电流中的高次谐波成分大为减小，称为正弦波脉宽调制。SPWM脉冲系列中，各脉冲的宽度以及相互间的间隔宽度是由正弦波(基准波或调制波)和等腰三角波(载波)的交点来决的。

图2.1系统总体框图

3系统主要功能的实现

3.1系统主要功能的实现

为减小系统的体积，提高性能。此模块的电路设计采用芯片IPMIM14400，在相应三相SPWM控制下，输出三相交流信号。Cyntec公司IPM系列芯片为三相电机驱动芯片，芯片内包含三相桥式IGBT功率管及相关控制、驱动电路，控制比较简单，适合用于本系统。电路如图4-3所示。

在芯片的P、N端施加整流输出的支流电压，SPWM控制信号经过光耦隔离、三极管驱动后施加在图4-3的SPWM端，则在UVW端得到满足要求幅度的SPWM信号，该信号经过滤波滤除高频分量，即可得到所要求的正弦波信号。

芯片的+15V工作电源独立供给。独立电源采用DC-DC转换器SR5D15/50实现。转换器的+5V供电从FPGA引脚引出。该转换器的输出是隔离。图3.1三相桥式逆变电路

3.2PWM信号的产生方式

按照SPWM控制基本原理,在三角波和正弦波的自然交点时刻控制功率开关器件的通断。如果采用自然采样法,会增加硬件的复杂度,但因该系统是以FPGA为控制核心,可方便地实现。把正弦波波形表存入存储器中,同时利用加法器和减法器生成三角形载波,再通过数字比较器产生所需要的波形。该方案具有可靠性高,可重复编程,响应快,精度高等特点,其原理如图3.2所示。

图3.2PWM信号的产生原理图

三角波产生电路,如图3.3所示为通用三角波产生电路，该电路中，运算放大器A1，A2是正负峰值检波积分器，C1为保持电容。该电路能适应很宽的测试范围，具有很好的线性和振幅稳定性。振荡频率取决于积分时间常数R3，C2，若VA=8V，这时的振荡频率为1KHZ。电容C1与C2的比值取20：1。。运算放大采用741。

图3.3三角波产生电路

3.3SPWM调制方式的选择

载波比恒定的调制方式称为同步调制。同步调制时PWM脉冲在一个周期内的个数是恒定的,脉冲的相位也是固定的,将调制比设定为3的整数倍时,可以使输出波形严格对称,从而有效降低信号的谐波分量。但是,当逆变电路的输出频率比较低时,同步调制载波的频率也很低,过低时不易滤除调制带来的谐波,当逆变电路的输出频率很高时,同步调制载波频率也过高,这将使开关器件的开关损耗增大。载波信号和调制信号频率不保持同步的调制方式称为异步调制。异步调制时保持载波时钟频率不变,当调制正弦波的频率发生变化时,载波比跟随变化,在调制波的一个周期内PWM脉冲的个数不固定,相位也不固定。正负半周期

脉冲不对称,半周期内前后周期的脉冲不对称,造成信号的谐波分量较丰富,给后级滤波电路造成困难。

该系统的逆变器输出频率在20～100Hz,输出信号的频率较低。设计采用IM14400作为逆变电路,IM14400的PWM输入频率范围为5kHz～0.3MHz,可以选择很高的载波比。在异步调制方式下,当载波比很大时,正负半周期脉冲不对称和半周期内前后周期的脉冲不对称造成的谐波分量都很小,PWM脉冲接近正弦波。此设计的调制方式选择异步调制方式,载波频率固定为29.2kHz。

3.4FPGA控制模块

采用FPGA作为系统的总控制模块,其中的波形发生器控制电路通过外来控制信号和高速时钟信号，向波形数据ROM发出地址信号，输出波形的频率由发出的地址信号的速度决定；当以固定频率扫描输出地址时，模拟输出波形是固定频率。同时，还控制数码管动态显示频率和幅度预置值。

4理论分析与参数计算

4.1SPWM逆变电源的谐波分析

在调制度α一定,在三相共用一个载波信号的情况下,对输出线电压进行频谱分析,由此可发现,输出线电压的谐波角频率为:ω=nωc±kωr(1)式中:当n为奇数时,k=3(2m-1)±1,m=1,2……;当n为偶数时,k=6m+16m-1,k=6m+1,m=0,1,2…;k=6m-1,m=1,2…。

由式(1)可知,输出线电压频谱中没有载波频率ωc的整数倍次谐波分量,谐波中幅值较高的谐波分量是ωc±ωr和2ωc±ωr。

从上述分析可知,SPWM波形中所含的谐波主要是角频率为ωc、2ωc及其附近的谐波。由于采用了异步调制方式,故最小载波比k=ωc/ωr=168,所以PWM波形中所含主要谐波分量的频率比基波分量的频率高很多,谐波分量易被滤出。

4.2载波频率的选择

由SPWM逆变电源的谐波分量分析可知,SPWM电压源逆变器输出线电压谐波分量分布在ωc周围,提高SPWM的载波频率fc将使逆变器输出线电压的主要谐波分量分布在较高的频段,从而使逆变器的输出电压失真度很低。但是提高fc,会使逆变器中功率开关管的开关频率提高,这将大大增加逆变器的开关损耗。此外,fc提高还受到硬件的限制。通常情况下IM14400的关断延迟Toff=0.9μs,开启延迟时间Ton=0.73μs,由于其关断延迟大于开启延迟,易造成同一相上下两个桥臂同时导通。实际电路中由于硬件的时延,SPWM采样时刻的误差,以及为了防止同一相上下两个桥臂同时导通而设置了死区。IM14400的最小死区时间tdead设为3μs。SPWM脉冲的每一个开关脉冲之前都要加一个至少3μs的死区时间tdead,当IM14400的开关周期Tg≥3μs,Tg和载波周期Tc相等,所以fc≤0.33MHz。IM14400要求输入的最低PWM脉冲频率5kHz,所以5kHz≤fc≤0.33MHz。死区和开关时延是限制fc提高的最主要因素。fc越大,Tg越短,tdead/Tg就越大,逆变器的输出电压谐波分布也越复杂。

综上因素考虑,系统设计中选定fc=29.2kHz,它在20～100Hz的频率范围内,其载波比292<k<1460。

4.3FPGA内单相平均功率计算算法

平均功率公式[5]为:

将其离散化处理后得:

设计中,一个周期内电压和电流都采样256个点,则

5.应用程序设计部分

5.1VHDL硬件描述语言简介

采用VHDL（VeryHighSpeedIntegratedCircuitHardwareDescriptiponLanguage）超高速集成电路硬件描述语言设计复杂数字电路的方法具有很多优点，VHDL语言的设计技术齐全、方法灵活、支持广泛。

VHDL语言的系统硬件描述能力很强，具有多层次描述系统硬件功能的能力，可以从系统级到门级电路，而且高层次的行为描述可以与低层次的RTL描述混合使用。VHDL在描述数字系统时，可以使用前后一致的语义和语法跨越多层次，并且使用跨越多个级别的混合描述模拟该系统。因此，可以对高层次行为描述的子系统及低层次详细实现子系统所组成的系统进行模拟。

5.2正弦波顶层设计程序

LIBRARYIEEE;--正弦信号发生器源文件

USEIEEE.STD_LOGIC_1164.ALL;

USEIEEE.STD_LOGIC_UNSIGNED.ALL;

ENTITYSINGTIS

PORT(CLK:INSTD_LOGIC;--信号源时钟

DOUT:OUTSTD_LOGIC_VECTOR(7DOWNTO0));--8位波形数据输出

END;

ARCHITECTUREDACCOFSINGTIS

COMPONENTdata_rom--调用波形数据存储器LPM_ROM文件:data_rom.vhd声明

PORT(address:INSTD_LOGIC_VECTOR(5DOWNTO0);--6位地址信号

inclock:INSTD_LOGIC;--地址锁存时钟

q:OUTSTD_LOGIC_VECTOR(7DOWNTO0));

ENDCOMPONENT;

SIGNALQ1:STD_LOGIC_VECTOR(5DOWNTO0);--设定内部节点作为地址计数器

BEGIN

PROCESS(CLK)--LPM_ROM地址发生器进程

BEGIN

IFCLK''''EVENTANDCLK=''''1''''THEN

Q1<=Q1+1;--Q1作为地址发生器计数器

ENDIF;

ENDPROCESS;

u1:data_romPORTMAP(address=>Q1,q=>DOUT,inclock=>CLK);--例化

END;

6结论

6.1取得的成绩

本系统初步达到了基本要求，整个系统运行稳定，甚至能在三相电流都达到3安得情况下长时间工作。各项保护均能够精确动作，测试效果比较理想。系统还扩展了频率步进、手动紧急断电等功能，并将频率分辨度做到了0.01Hz但是测试失真度为4.8﹪—5﹪。

6.2存在的不足和今后的努力方向

输入电压为198—242伏，负载的电流有效值应为0.5—3安，输出电压有效值应保持在36伏，误差绝对值应小于1﹪.然而受隔离变压器提供的最大电压限制，大负载情况下超出了反馈所能调节的最大范围，输出电压出现了跌落，如果时间允许，可以通过采用更适合的滤波电感、电容，并且使用更精细的逐点控制算法，相信能使系统的带负载能力和波形都得到一定程度的改善。

参考文献

[1]杨素行.模拟电子技术基础简明教程[M].高等教育出版社，2005

[2]曾祥富，兰永安.电工基础[M].重庆大学出版社，2001

[3]丁斗章.变频调速技术与系统应用[M].机械工业出版社，2005

[4]薛永毅，王淑英.新型电源电路应用实例[M].电子工业出版社，2003

[5]徐莆荣.高压变频调速技术应用实践[M].中国电力出版社，2007

[6]王伟.电源技术教程[M].电子工业出版社，2004

[7]陈元虎,徐祖建,梅建伟,陈新举.基于凌阳SPMC75F的三相变频电源设计[J].湖北汽车工业学院学报，2008(02)

[8]李明星,韦益春.基于VACON变频器的变频电源在RTG油改电中的应用[J].变频器世界，2008

[9]陆冬良，张代润，李勇，范小波.独立调压调频的数字化单相变频电源的研究[J].电器应用，2006，25卷第五期

[10]孙静.基于AVR单片机的三相正弦波变频电源的设计[J].黎明职业大学学报，2007(1)

[11]周严，邱晓筱，周颖.基于IM14400的三相正选波变频电源设计[J].国外电子元器件，2008（7）

[12]张华林.基于PIC单片机的三相正弦波变频电源的设计[J].电子技术应用，2007（07）

[13]朱朝霞，杨其华，徐德鸿.正弦波输出变压变频电源调制方式的研究[J].电源技术应用，2006(05)

[14]李娜，王京保.基于SPWM控制的三相变频变压电源的研究[J].机床电器，2006(05)

变频电源范文第7篇

【关键词】大功率；变频电源；优化；设计

1引言

随着我国经济的不断发展，进口的大功率用电设备越来越多，工厂生产线所用供电电源功率越来越大，对大功率变频电源需求也越来越大，市场前景十分看好。

目前，市场上的大功率变频电源在使用中不同程度地暴露出一些问题，例如，对电网的污染和整机可靠性问题等，给用户造成很大不便。为满足市场需求，迫切需要研制可靠性高且环保的大功率变频电源。为此我公司集中力量，按照国家军标要求，针对大功率变频电源主电路功率器件电流大和电路的耗散功率大、散热问题严重以及对电网污染大等特点，进行优化设计，研制出了高可靠性的700kVA的"三进三出"大功率变频电源。

2 优化方案

2.1 整流电路的改进

对三相输入的变频电源，一般采用三相桥式不可控整流，直流侧采用电容滤波。这种电路输入电流的基波分量相位与电源电压相位大体相同，因而基波功率因数接近1。但其输入电流的谐波分量却很大，给电网造成严重污染，也使得总的功率因数很低。谐波使公用电网中的元器件产生了附加的谐波损耗，降低了发电、输电及用电设备的效率，大量的谐波电流流过中性线时会使线路过热甚至发生火灾。谐波电流还会对邻近的系统产生干扰，重者会使系统无法正常工作。

2.2 直流母线的设计

随着功率的加大，功率母线就不适合了，会带来一些问题，大功率变频电源的功率器件在开关过程中，由于从直流储能电容至IGBT器件之间的直流母线上的寄生电感和IGBT模块自身电感的影响，会产生很高的尖峰电压，这种尖峰电压会使器件过热，有时甚至使IGBT失控并超过器件的额定安全工作区而损坏。因而，必须将开关过程中产生的尖峰电压限制在允许范围内，降低尖峰电压一般有两种方法：一是通过增加栅极驱动电阻来减小di/dt，但选择合适的栅极驱动电阻很困难，若驱动电阻太大，导致dv/dt减小，开通时间和关断时间延长，增加了开关损耗；二是减小直流回路功率母线的分布电感。

叠层功率母线基于电磁场理论，把连线做成扁平截面，在同样截面下做得越薄越宽，它的寄生电感越小，相邻导线内流过相反的电流，其磁场互相抵消，也可使寄生电感减小。所谓叠层功率母线是以又薄又宽的铜排形式将母线叠放在一起，各层之间用高绝缘强度的材料隔离，整个母线极之间的距离比较一致，可减少互感，各层铜排都在所需要的端子位置处同其他层可靠绝缘地引出，使所具有不同电位的端子表露在同一平面上，以便于把主电路中的所有器件与之相连。使用叠层功率母线将IGBT和整流管等模块、散热器、电容器组合在一起，叠层功率母线与器件之间的连接是用不同的端子和插接件等来完成的，以便相连接时的接触表面与母线之间的接触电阻非常小，也使得寄生电感成数量级地减小，从而使过电压应力降至最低，保证了装置工作在最佳状态。

叠层功率母线共采用四层板，从下到上依次为绝缘板1，铜板负极，绝缘板2，铜板正极。图1是四层板的外形尺寸图，（a）为铜板负极，（b）为铜板正极，（c）为绝缘板1和2。

图1 四层板的外形图

2.3 增加直流偏磁电路

随着变频电源功率的加大，不得不考虑主变压器的偏磁题，偏磁的后果是十分严重的，轻则会使变压器和功率半导体模块的功耗增加，温升加剧，变压器的机械噪声增大，严重时还损坏功率器件，使变频电源不能正常工作。因此，为了提高大率变频电源的可靠性，必须增加抗偏磁电路。

为解决SPWM全桥逆变器中存在的直流偏磁问题，首先选择饱和压降和存储时间特性一致的功率开关管用于SPWM桥逆变器，减小控制电路的脉宽失真和驱动延时，其次，变压铁心加气隙，以增加铁心的磁阻，提高变压器抗直流偏磁的力，最后是采用抗偏磁电路。

由于在输出变压器中，励磁电流一般仅占原边电流的2%。因此原边电流直流分量的检测必须首先滤除励磁电流中的基波及高频成分，然后再将剩下的直流分量放大后用于控制。励磁电流中直流分量的提取可先由霍尔电流传感器检测变压器的原边电流，再经有源滤波，最后送到PID调节器中。

实际上是通过对逆变器的输出电流引人负反馈，限制主电路中的直流分量，以防止变压器产生偏磁。这种抗偏磁电路的调节方法实现了直流偏磁的自动调节，在各个工作点均能很好地防止直流偏磁的产生。

此方案的优点在于与过流保护共用一个检测器件，节省费用。当发生直流偏磁时，变压器励磁电流以指数规律迅速增大，比检测电压纠偏的方法灵敏。

2.4 过流保护的改进

图2为新的IGBT过流保护方法示意图，新方案和以前的IGBT的过流方法相同之处是仍然采用分散过流保护与集中过流保护相结合的方法，不同之处在于：一是新方案采用霍尔传感器，而不是用磁电流互感器；二是用霍尔传感器检测变压器原边电流，而不是输出电流；三是在分散过流检测通道串入快速光电耦合器，利用分散过流保护通道，响应集中过流信号的要求，利用驱动模块内部的过流保护电路对IGBT，实施软关断，而不是硬关断。

图2 新的IGBT过流保护方案

比较器A的第二脚接变压器原边电流转换的电压值，O1为快速光电耦合器HCPL4504，其输出三极管与快恢复二极管相串联，当变压器原边电流没有超过设定的阂值时，无集中过流信号，此时光耦的输人侧二极管处于导通状态，在分散过流检测通道中串人的光耦不会影响分散过流保护功能，当变压器原边电流超过设定的阂值时，产生集中过流信号，此时光耦的输入侧二极管迅速关断，快速光祸的输出侧三极管迅速关断，M57962的1脚将悬空，此时IGBT如果仍处于导通状态，则驱动模块内部的过流保护电路就会动作，对IGBT实施软关断保护。这样，不论分散过流保护，还是集中过流保护，都能对IGBT实施软关断保护，防止过大的关断电压对IGBT造成损坏。

3结语

利用以上改进措施，基本就可以使得大功率变频电源安全稳定运行，使得仪表正常工作，同时也促进了我国变频电源的发展。

参考文献：

[1]黄大华，别利生.12脉波整流变压器结构型式的选择.全国电子元器件应用研讨会论文集，2001，1.

变频电源范文第8篇

关键词：变频器；输出特性；波形分析

引言

众所周知，我们所使用的市电频率是50Hz，但是，在实际生活中，有时需要的电源频率不是50Hz，这就需要变频电源。对一个电源来说，用户期望它在各种性质的负载下，都能输出稳定的电压，变频电源也不例外。因此，有必要研究变频电源在各种性质的负载（纯阻性，感性，容性，非线性）下的输出特性。

1实验方案

本实验的接线框图如图1所示。

50Hz的三相电网电压经变频器整流逆变后，输出频率可变（用户可自行调节输出频率）的正弦波，经LC滤波后，再经过升压变压器（作用是升压和隔离）加到三相负载上。三相负载可以是纯阻性，感性，容性和非线性。

本实验期望得到的结果是，当变频器的输出电压和输出频率设定为固定值时，此变频电源装置能在各种性质的负载下，输出稳定的电压和频率。

2参数选择

2．1变频器

本实验用的变频器是SIEMENS公司的MIDIMASTERVECTOR（MDV），它的输出功率是7.5kW，额定输入电压380V，输出电压可调，输入频率50Hz，输出频率可调。

2．2变压器及滤波参数

由于变频器输入额定电压是380V，输出电压在0～380V范围内可调，本实验设定变频器输出电压最高为300V，因此，就需要一个升压变压器，变比为300/380，使加在负载两端的电压为380V。

由于采用的滤波电路为LC滤波，其滤波电感和电容须满足式（1）

1/2μ（根号LC）≤根号f1fs（1）

式中：fs为变频器的开关频率，fs=4kHz；

f1取为fs。

所以根号f1fs=根号（800×4000）=1789Hz

如果取L=7mH，C=1.5μF，则=1/[2π(根号LC）]

1553Hz满足式（1）。

2．3负载参数

在纯阻性负载实验中，每相均采用5个250Ω，额定功率200W的电阻串联；在感性负载实验中，每相均采用3个250Ω/200W的电阻并联，然后再跟62mH的电感串联组成感性负载；在容性负载实验中，每相用3个10Ω/250W的电阻串联，再跟70μF的电容串联组成容性负载，另外，每相用5个250Ω/200W的电阻并联，再跟70μF的电容并联也组成容性负载；在非线性负载实验中，采用额定电压为800V，额定电流为20A的整流桥作为非线性负载。

3实验过程及分析

按图1接线，其中三相滤波电感L均为7mH，三相滤波电容均为1.5μF，变压器采用/Y接法，变比是300/380，变频器输出频率设定为60Hz，然后接不同性质的负载进行实验。

3．1纯阻性负载实验及分析

三相负载均采用五个250Ω/200W的陶瓷电阻串联，输出电压为300V，当确认一切接线都没有问题时，开始实验，测得波形如图2所示。分析及说明如下：

1）由于变频器输出电压为300V，则变压器输入电压接近300V，而变压器变比是300/380，所以，理论上变压器输出电压为380V，其峰值为537V；

2）实验中，通过观察图2中的波形，得到变压器输出电压峰值的实验值为540V，接近理论值；

3）用频谱分析仪观察谐波分布，看到4kHz的谐波与60Hz基波相差最大，有30dB，即谐波约占基波的3.16％。

3．2感性负载实验及分析

把图1中的负载换成感性，其中每相均用3个250Ω/200W电阻并联，再跟63mH的电感串联，三相负载接成星形，输出电压为300V，当确认一切接线均没有问题后，开始实验，测得波形如图3所示。分析及说明如下：

1）用频谱分析仪观察谐波分布，发现此种情况下300Hz以内谐波及4kHz，8kHz谐波与60Hz的基波相差30dB左右，即谐波成分约占基波的3.16％，其余次数的谐波含量更低，表明滤波效果良好；

2）为了进一步改善波形，尝试把每相滤波电感由7mH换为10mH，再观察谐波分布，发现高次谐波（4kHz，8kHz）与基波相差33.6dB，波形有所改善，如图4所示；

3）由于本次实验所用电感的漆包线比较细，不能承受很大的电流，因此，把变频器输出电压调节为230V，此时理论上变压器输出电压峰值应为412V，观察图3波形,发现实验值为420V，基本接近理论值。

3．3容性负载实验及分析

3．3．1电阻与电容串联

把图1的负载换成三相容性负载,每相均由3个10Ω/250W的电阻串联，再与70μF的电容串联，变频器输出电压为298.4V，测得波形如图5所示。分析与说明如下：

用频谱分析仪观察谐波分布状况，发现最高次谐波为高次谐波（4kHz，8kHz），其倍频与基波相差35dB，即谐波成分占基波的1.8％，滤波效果非常好，有高次谐波，是因为变频器的开关频率为4kHz。

3．3．2电阻与电容并联

再把负载换成每相均由5个250Ω/200W的电阻并联，再与70μF的电容并联，变频器输出电压为303V，测得波形如图6所示。

3．4非线性负载实验及分析

把图1的负载换成额定电压为800V，额定电流为20A的整流桥作为非线性负载，变频器输出电压为300V，检查一切接线均无问题后，开始实验，实验情况如下：

1）整流桥输出电压波形，如图7所示，其理论值为515V，观察波形，实验值为520V，相差不大，实验效果还可以；

2）变压器输出电压波形，如图8所示。用频谱分析仪观察谐波分布，发现谐波比较厉害，其中300Hz的谐波最厉害，与60Hz基波相差20.6dB;120Hz，240Hz，1.2kHz，4kHz，8kHz谐波也较厉害，其中4kHz的谐波与基波相差28.8dB，8kHz的谐波与基波相差34dB；

3）尝试把滤波电容由1．5μF变为3μF，发现高频部分谐波有所减小，波形更接近正弦波；

4）再把滤波电感由7mH变为10mH，发现谐波分布无明显变化。

3．5实验结果总结

在综合分析了上述实验波形及数据后，总结如下：

1）当变频器输出频率设定为60Hz时，变频电源在各种性质的负载下输出频率也为60Hz，波动很小，符合设计要求；

2）在纯阻性负载情况下，变频器输出电压设定为300V，变频电源输出电压峰值为540V，在510V～564V的范围内（理论值的波动在±5％范围内）；

3）在感性负载情况下，由于所用电感的漆包线比较细，承受电流比较小，最多3A，因此，把变频器输出电压调节为230V，此时变频电源输出电压峰值为420V，照此推论，如果变频器输出电压为300V，则变频电源输出电压峰值为549V，也在510V～564V的范围内，满足要求；

4）在容性负载情况下，当电阻与电容串联时，变频器输出电压为298.4V，变频电源输出电压峰值为530V；当电阻与电容并联时，变频器输出电压为303V，变频电源输出电压峰值为540V；

5）在非线性负载情况下，变频器输出电压仍然设定为300V，此时变频电源输出电压峰值为530V，也在510V～564V的范围内，同样满足要求。

4结语

变频电源范文第9篇

关键词：　变频电源；FPGA；逆变；SPWM

1　绪论

现代人们的生活和发展离不开电能，但是受历史、经济等各方面的原因的影响，世界各国的电网指标还没有统一的标准，例如我国内地工频电压一般采用的是220V/50Hz交流电，而台湾、美国、日本等地区使用的工频电压一样为110V/60Hz，英国的工频电压为240V/50Hz等，这样就给许多进出口的家用电器、医疗仪器及工业设备的直接使用带来很多麻烦。而且由于发电厂的发电功率有限，在用电高峰期和电低峰期整个电网工作在欠压或过压状态，还有工频电压抗干扰性很差很容易受到外界高频设备、雷电的影响，造成整个电源不能正常使用，那么设计一种能产出纯净的、稳定的、在一定范围内电压频率和幅值可调节的电源尤为重要，变频电源（交流电力频率转换器）就能满足我们的要求。

变频电源是通过综合应用MOS管和IGBT等半导体技术、电磁技术、数模电子技术、PWM技术、以及各种控制技术，将工频电经过整流滤波、逆变最终输出频率电压可调的纯净的交流电。广泛应用在家电制造业、实验室、研发单位、其它产品的质量检测等。

2　系统设计的基本方案

变频电源的输入端直接采用工频交流电供电，220V/50HZ

的交流电经过一个全桥整流和电容滤波电路后，得到一个310V左右的直流电压。310V的直流电经过一个单端反激式的开关电源电路，输出额定功率为70W，电压值为40V的直流电压，这个直流电压就是给变频电源提供逆变的直流电源。从高频变压器另一个次级绕组输出的直流电压15V的作用主要有三个：1）为开关电源中的稳压电路的提供反馈电压；2）作为变频电源中所有MOS管的驱动电源；3）为数字控制芯片FPGA的正常工作提供各种直流电源。40V的母线电压经过母线调压电路后，可以通过改变DCPWM的占空比输出一个0～40V的可调母线电压。该母线电压经过三个半桥逆变电路和三个相同参数的LC滤波电路后输出U、V、W三路相位相差120°的正弦交流电压信号，见图1。

3　硬件的设计

3.1　直流母线电压源的设计

单端反激式变换器是指，当数字控制器的PWM调制信号控制MOS管驱动电路导通时，次级侧的整流二极管处于截止状态，能量以磁能的形式存储在变压器的初级侧的电感线圈中；当PWM调制信号控制MOS管截止时，次级侧的整流二极管处于导通状态，储存在初级侧线圈的能量通过互感效应传递到次级侧，经过低压整流滤波电路输出相应的DC电压，完成DC-DC降压变换。

3.2　直流母线调压电路的设计

调节电压幅值可以有两种方法：1）在要求输出高电压、低精度、快速响应的情况下保持母线电压不变调节调制度；2）在要求输出低电压、高精度、对实时性要求不高的场合下保持调制度M不变调节母线电压。直流母线调压电路采用MAX627为MOS管驱动芯片，DC/PWMA为FPGA输出的占空比在20%到80%可调的PWM波，由于FPGA输出的电压幅值为3.3V不能直接驱动MOS管，经过MAX627后输出电压幅值可达15V。DCPWMB经过电容滤除信号中的直流成分后，将PWM通过脉冲变压器传到MOS管的栅极，用于控制其导通与截止。当场效应管导通时源极输出电压为40V，当场效应管截止时源极输出电压为0V。通过调节DCPWM的占空比可有效调节参考地的电压。而设计中用于逆变的母线电压为参考地和40V绕组之间的电压差，能有效调节参考地的电压就可以达到调节母线电压的大小。

3.3　逆变主电路的设计

MOS管驱动电路选用IR公司的半桥MOS管驱动芯片IR2101。IR2101是专门为驱动半桥逆变器中同臂的两个MOS管而设计的双通道、栅极驱动、高压高速功率驱动芯片。该器件具有独立的高端和低端输入，输入电压兼容COMS和LSTTL电平。输出具有较大的电流缓冲，能够最大程度减少直通的可能性，而且能支持的母线电压可达600V以上。根据IR2101提供的芯片资料，得到如下典型电路如图2。

逆变电路就是将直流母线电压源提供的一定大小的直流电转换为交流输出，主要包括MOS管驱动电路、半桥逆变电路、LC滤波电路等，由三个半桥MOS管驱动芯片IR2101组成，分别受U、V、W三相SPWM信号控制。DH_U、DL_U、DH_V、DL_V、DH_W、DL_W是由FPGA输出的六路SPWM波形。其中DH_U和DL_U，DH_V和DL_V，DH_W和DL_W每一对两路SPWM波反相且严格控制它们的死区时间为200ns，并且这三对SPWM波彼此之间的相位相差为120°。这六路SPWM波经过MOS管驱动电路后控制三路半桥中的六个MOS管的断开与闭合，在半桥的中点交替输出母线电压和参考地的电压。这个电压经过LC低通滤波就可以得到所需的交流电。

4　变频电源数字控制器的设计

4.1　变频电源数字控制器的总体设计

变频电源的数字控制器实现的主要功能是：1）产生三路相位相差120°的SPWM波形，控制模拟板生成幅值、频率可调的电压；2）产生一个占空比可以通过数字板上的按键调节的PWM波形，用于调节母线电压；3）计算并控制LCD的显示，将要输出电压的幅度和频率通过LCD，实时的显示出来。变频电源数字控制部分的结构框图如图3所示：

用户通过控制板上的频率的档位调节开关和微调按钮，调节频率控制字的大小，改变标准正弦信号发生器输出正弦波信号的频率，从而改变输出电压的频率值。通过时钟管理模块输出的时钟信号，生成频率和幅值一定的三角波信号。然后，将三角波信号的输出和标准正弦波信号发生器的输出，送入M控制器；最后，将M控制器输出指送入带有死区控制的比较器，比较后即可得到SPWM波形。将三路相位相差120°的正弦信号数值，进行量化处理后存入ROM中，就可以同时输出三路相位相差120°的SPWM波形。将三角波计数器输出的数值和脉宽计数器输出的数字信号进行比较，就可以得到占空比可以人为调节的PWM波形。

4.2　基于FPGA变频电源的优势

变频电源的功率控制器件始终工作在开关状态，特别适合于用逻辑电平控制，因此常常采用数字芯片来控制变频电源中的功率器件。目前主流的数字控制芯片有ARM、DSP、FPGA等，但是变频电源中采用FPGA作为控制芯片比其他两种芯片更有优势，主要体现在控制精确和实时响应速度高；易修改、可现场编程，可以大大减少了研发人员的工作量，缩短了研发的周期；集成度高，大大地减小了变频电源的体积和质量等。

4.3　基于DDS算法的标准正弦信号产生模块

DDS的工作原理是先将一个完整周期的正弦波等间距的取2N个点，并将这2N个点的幅值经过量化后存储到波形存储器ROM表中。然后，在每一个系统时钟的边沿触发下，N位相位累加器对频率控制字fcw进行一次累加，将累加的结果作为波形存储器中的地址（正弦波的相位信息），ROM表中输出的结果就是量化后的正弦波的采样点幅值。经过T秒后，波形存储器ROM的循环一次，就输出了一个完整的正弦波幅值信息。这些量化了的幅值经过D/A转化和低通滤波器就能得到一个完整的正弦波，该正弦波的周期为T。其特点是：①　在系统时钟频率和相位累加字的长度不变的情况下，输出波形的频率与频率控制字成正比。②　输出波形频率的分辨率为fclk/2N，因此，可以通过减小系统时钟频率或增大相位累加字的长度来增大输出波形的分辨率。

4.4　三角载波模块

基于FPGA实现三角载波的方法常有：1）调用Xilinx现有的IP核，即已经编写好的计数模块来实现。2）直接用Verilog　HDL或VHDL语言编程实现。3）采用DDS技术来实现。

5　结语

本设计是基于FPGA的数控变频电源设计，运用了Quartus、Matlab、AltiumDesigner等EDA工具，完成了系统硬件平台的搭建，软件代码的编写，以及最终软硬件的联合调试。测试的结果证明了，整个系统设计思路的可行性，以及理论的可行性，具有较高的参考价值。

参考文献：

[1]黄智伟，全国大学生电子设计竞赛训练教程[M].北京：电子工业出版社，2005.

[2]赵亮、侯国锐，单片机C语言编程与实例[M].北京：人民邮电出版社，2004.

[3]胡崇岳，现代交流调速技术[M].北京：机械工业出版社，2001.8.

变频电源范文第10篇

关键词：变频器 多功能电源开关设计

中图分类号：S611文献标识码： A

前言：作为变频器的多功能电源开关，必须具有多路稳定的直流电压输出，以确保电源开关供电安全，UC3842作为变频器用多功能电源开关中应用最为广泛的芯片，其作用非常巨大，通过精确且科学的运算方法以及设计原理，使电源开关能够同时提供给主控系统、驱动系统以及通信系统多路稳定隔离直流电源，从而确保开关正常工作。

一、设计要求

多功能开关电源要求为变频器逆变器 3 个上桥臂的 IGBT 提供驱动电压, 并为其他部分提供电源,具体指标如下:输入 直流 250 V±40 %, 即 150～350 V;输出 3 路 24 V、2 A独立输出, 2 路 ±15 V、0.2 A共地输出; 1 路 5 V、1 A 输出。由于逆变器 3 个上桥臂每一时刻最多有 2 个同时导通, 所以输出总功率为 110 W。

二、芯片选择

多功能开关电源选用一种开关电源设计专用芯片 UC3842, 该芯片是美国Unitorde 公司生产的一种高性能单端输出式电流控制型脉宽调制器片,UC3842 可专门用于控制占空比适应负载变化造成的输出电压变化, 负载调整率好, 较适合该电源的应用场合。电路中开关管选择 N 沟道场效应管 K1358, 其额定参数为 900 V /9 A, 有充分的裕量保证系统的安全运行。

1、UC3842 内部结构和引脚功能

双列直插式封装, 其内部结构见图 1。

2、 UC3842 管脚功能

1 脚(COMP): 误差放大器的输出端。

2 脚(VFB): 误差放大器的反相输入端

3 脚(ISEN) : 电流检测端。流过开关管的电流被检测电阻转换为电压信号并被送

入此脚, 用来控制PWM锁存器, 调整输出电压大小。并且当该脚电

压超过 1 V 时, UC3842 即关闭输出脉冲, 从而保护开关管不致因

过流而损坏。

4 脚(RT / CT): 内接振荡电路, 外接 RC 定时元件, 定时电阻 R 接在 4 脚和

8 脚之间, 定时电容 C接在 4 脚到地, 振荡频率为 f=1.72 /

(RC) 。其振荡频率最高可达 500 kHz。

5 脚(GND): 电源电路与控制电路的接地端。

6 脚(OUT): 推挽输出放大器的输出端。为推拉式输出, 可直接驱动场效应管,

驱动电流的平均值可达 200 mA, 最大可达 1 A 峰值电流, 输出的

低电平为 1.5 V, 输出的高电平为 13.5 V。

7 脚 (Vcc): 电源输入端。外接电源电压 Vcc,UC3842 的开启电压为 16 V, 关

断电压为 10 V, 其内部有一个 34 V 的稳压管, 可以保证内部电

路工作在34 V 以下。该电源电压经内部基准电压电路的作用产生

5V 基准电压, 作为 UC3842 的内部电源使用, 并经衰减得到2.5

V 电压作为内部比较器的基准电压。

8 脚(VREF): 参考电压(+5 V) 输出端。可提供参考电压。

三、硬件电路设计

1、工作原理

根据芯片功能的介绍, 所设计的电路图如图 2 所示。当电源通电时, 输入电压通过电阻 R3对电容C4充电, 当 UC3842 的 7 脚(Vcc 端) 达到导通门槛电压(16 V) 后, UC3842 开始工作, 此后芯片由反馈线圈供电, 电压维持在 13 V 左右。

开关变压器的反馈绕组 Ns 两端电压经 VD2、R2、C3、VD3、C4整流滤波后再经过 R9、R10分压后, 从 2 脚送入 UC3842 的误差放大器反相输入端, 反馈电压与基准电压(2.5 V）经误差放大器比较放大后, 调整 PWM输出脉冲的宽度, 从而稳定输出电压。主回路电流由电阻 R5进行取样, 取样电压经 3 脚加到 UC3842 内的电流比较器的一个输入端, 与误差电压放大器的输出进行比较, 当该取样电压等于误差电压( 最大值为 1 V)时, UC3842 的输出脉冲被中断, 从而实现限流保护。

该电源用UC3842 的 PWM输出直接驱动开关管, R7的作用是限制峰值驱动电流。当直流输入电压变化时, 以变大为例, 此时反馈电压也会相应变大, 也就使得 UC3842 电压误差放大器的输出变小, 也就使得 PWM输出脉冲的占空比减小, 从而使输出电压保持稳定。

2、电路功能模块设计

a.输入滤波电容 C1: 可以滤除输入电压中的高频干扰, 得到较为稳定的输入

电压。

b. 启动电路设计: 启动电路由限流电阻 R3和电容 C4组成。在 UC3842 启

动正常工作之前, 启动电流在 1mA以内,7 端(Vcc)电压升至 16V时, 芯片

开始工作, 此时消耗电流为15 mA。所以 R3>16 V÷1 mA=16kΩ, 功率最好

在 1-2W。C4储存的能量要能满足电源开始正常工作的需要, 最好在 100 μ

F 以上。

c. 缓冲吸收电路设计: 开关管在关断的瞬间会产生很高的电压尖峰脉冲, 这不

仅很容易使开关管由于电压急剧升高而损坏, 而且使电流采样和输出电压的

波形出现很尖的脉冲, 影响系统的稳定工作。为此, VD4、R4、C5组成 RCD 缓

冲吸收电路, 同时对于反激变压器, R1、VD1、C2组成的缓冲电路, 也具有

同样的作用, 形成双重保护。

d. 反馈电路设计: 由于该电源的输出为多路, 不适合仅仅对某一路进行反馈调

节, 故采用反馈线圈Ns 来输出一个反馈电压, 对多路输出同时进行控制。

VD2、R2、C3、VD3、C4为整流滤波电路, 得到一个稳定的反馈电压, 该电压同时

也作为 UC3842 正常工作时的供电电压。

e. 电流取样和过流保护: 电流的取样由取样电阻 R5完成, 其峰值电流由误差

放大器控制, 为 Is=(Ue- 1.4) / (3Rs)( 其中 Is为主电路峰值电流, Ue

为UC3842 内部电压误差放大器输出电压, Rs为采样电阻) 。由于电流测定

比较器的反向输入端钳位电压为 1 V, 故最大电流限制在 Is=1V /Rs, 当电

流超过这个值时, UC3842 自动闭锁输出, 以保护电路。R6、C6为滤波电路,

用以滤除开关管开通电流尖峰, 防止误触发, RC 滤波器的时间常数应接近

于电流尖峰的持续时间, 通常为几百纳秒。取 R6=1 kΩ, C6=470 pF,则时间

常数τ=RC=470 (ns)。

f. 误差放大器的补偿电路: R11和 C7, 改善误差放大器闭环增益和频率特性。

g. 振荡电路: 由 R12、C9设定振荡频率, 取 R12=13 kΩ, C9=3.3 nF, 则振荡

频率为f=1.72×103/ (13×3.3) =40 (kHz)

h. 旁路瓷介电容: C8、C10, 用以滤除高频叠加信号。

i. 变压器设计: 变压器有多种工作方式, 在此采用单端反激工作方式。其基本

工作原理是当开关管受控导通时, 高频变压器将电能变为磁能储存起来;而

在开关管受控截止时, 变压器就将原先储存的磁能变为电能, 通过二极管向

输出电容充电, 再由电容向负载供电。若PWM 工作的占空比为D, n 为原副

边匝数比, 则输出电压 Uo=DUi/ [ n( 1 - D) ] 。关于变压器的设计在后面

再详细说明。

j. 输出滤波电路: 每一路电压输出都有整流二极管和电容组成的滤波电路,

如 VD5、C11组成 +5 V输出的整流滤波电路, 然后通过三端稳压器 LM7805

来滤除纹波, 得到一个较为稳定的电压, 也可以起到消除纹波的作用, 见图

2, 其他几路输出也是如此。

四、变频器开关电源的变压器设计

针对于变频器开关电源的变压器设计，要依照一定的步骤进行：

1、设计参数工作频率 fs=40 kHz, 工作周期 Ts=25 μs; 效率η=0.85; 输入直流电压 250 V±40 %, 即 150～350 V;输出功率 110 W。

2、 设计步骤

步骤 1 选择磁芯

考虑到变压器损耗和整流管损耗, 输入功率 PM=Po/ η=110 / 0.85=130(W) (Po为输出功率), 再由经验公式, 磁芯截面积为 SJ=0.15 PM=1.71 (cm2)。查表后可选择磁芯 EE42 /21 /15, 外形结构如图 3所示。

其磁芯截面积为SJ=173 mm2, a=42 mm,b =21 mm, c=15 mm, d、e、f 可查表得到。磁芯材料选择PC40 铁氧体磁芯, 其优点是电阻率高、交流涡流损耗小、价格低。

步骤 2 计算 ton和最低输入直流电压 Us,min

由于 UC3842 属于峰值电流控制芯片, 在没有斜坡补偿的情况下, 其稳定工作的占空比范围是 D

步骤 3 选择工作时的磁通密度

对于 PC40 材料的磁芯, 其 100 ℃ 时的最大磁感应强度 Bmax= 390 mT, 振幅取其一半, 交变磁通密度 ΔBac=0.5 Bmax=195 mT=0.195 T。

步骤 4 计算原边线圈匝数

步骤 5 对于+5V，匝数计算

对于+5V, 考虑到整流管压降,U2=5+0.6=5.6(V),而原边绕组每匝伏数 =Us,min/N1=150 /50=3 (V/匝),故而可算得 N2=5.6 /3≈1.867, 取 N2=2 匝。则新的每匝反激电压=5.6 /2=2.8 (V /匝), 原边匝数 N1=150 /2.8≈53.57, 取 N1=54 匝。

对±12 V 的直流输出电压 U3=12+1=13(V), N3=13 /2.8=4.64, 取 N3=5 匝。对+24 V 的直流输出电压 U4=24+1=25(V), N4=25 /2.8=8.93, 取 N4=9 匝。

由于电源输出接负载时会发生一定的电压跌落,所以在变压器设计时每一路输出多设计一匝, 得到一个稍高的输出电压, 然后通过三端稳压器 LM7805,LM7812, LM7824 分别得到+5 V+12 V、+24 V 电压, - 12 V 由 LM7912 得到, 如图 3 所示。所以在此对+5 V 取 3 匝, ±12 V 取 6 匝, +24 V 取 10 匝。对于反馈线圈, U=13+0.6×2=14.2 V, Ns=14.2÷2.8=5.07, 取 Ns=5 匝。

步骤 6 确定气隙的大小

设变压器工作在电流连续工作方式, 原边线圈电流 Ip如图 4 所示。原边电感 Lp=UsΔt /Δi, Ip2=3 Ip1,则 ton时间内流过电流的平均值 Iav=Ip2- Ip1=2 Ip1。在周期 Ts内的平均输入电流 Is=P /Us,min=1对±12 V 的直流输出电压 U3=12+1=13(V), N3=13 /2.8=4.64, 取 N3=5 匝。对+24 V 的直流输出电压 U4=24+1=25(V), N4=25 /2.8=8.93, 取 N4=9 匝。

由于电源输出接负载时会发生一定的电压跌落,所以在变压器设计时每一路输出多设计一匝, 得到一个稍高的输出电压, 然后通过三端稳压器 LM7805,LM7812, LM7824 分别得到+5 V、+12 V、+24 V 电压, - 12 V 由 LM7912 得到, 如图 3 所示。所以在此对+5 V 取 3 匝, ±12 V 取 6 匝, +24 V 取 10 匝。对于反馈线圈, U=13+0.6×2=14.2 V, Ns=14.2÷2.8=5.07, 取 Ns=5 匝。

步骤 7 校验

0N1Ip1/g=4π×10- 7×54×1.745 /(0.72×10- 3) =903×10- 4(T) =90.3 (mT) (Bdc为直流作用的磁感应强度) ; Bmax=0.5 ΔBac+Bdc=190.3 (mT)

五、计算结果分析

根据精确地运算制作出实物，需进行相应调试，并测算结构。图 5 是 UC3842 自身振荡器的波形, 图 6 是 PWM驱动输出的波形, 图 7 是电流取样电阻上的波形, 也就是 UC3842 的 3 脚的波形, 从波形上看, 虽然采取了滤波电路,仍然存在着尖峰脉冲, 这说明缓冲电路还有改进的空间。

结语：综上所述，基于对变频器用多功能开关电源的设计原理、计算方法以及设计步骤等的详细阐述，精确的计算以及科学的设计方法能够从根本上保障变频器多功能开关电源的正常稳定工作，为人们的生产生活提供安全的供电保障，并且随着我国电力事业的不断发展，对于变频器多功能开关电源的研发还将越来越科学，越来越先进。

参考文献:

[1] 王水平, 史俊杰, 田庆安. 开关稳压电源―――原理、设计与实用电路[M].

西安: 西安电子科技大学出版社, 2005.

[2] 李定宣. 开关稳定电源的设计与应用[M]. 北京: 中国电力出版社, 2006.

[3] 张占松, 蔡宣三. 开关电源的原理与设计[M]. 北京: 电子工业出版社,

2005.

[4] 曲学基, 王增福, 曲敬铠. 新编高频开关稳定电源[M]. 北京: 电子工业出

版社, 2005.

[5] 周志敏, 周纪海, 纪爱华. 开关电源实用电路[M]. 北京: 中国电力出版社,