滤波电路范文
时间：2023-02-24 15:57:36
滤波电路范文第1篇
基金项目：国家自然科学基金项目（51167002）
作者简介：贺少斌(1985―) , 男, 湖南娄底人, 硕士研究生, 研究方向: 复杂系统控制理论及应用。
文章编号：1003-6199(2014)02-0057-07
摘 要：设计一个具有斜8字型伏安特性的忆阻器模拟电路模型，并将此模型应用于构建低通滤波电路。进行Multisim仿真并制作了相应的实物电路，仿真和实验结果表明该电路模型可以正确模拟忆阻器的特性，由其构建的忆阻低通滤波电路具有时变特性。
关键词：忆阻器; 模拟电路模型;低通滤波电路
中图分类号：TM546文献标识码：A
お
Analog Circuit Based Memristor Model and Its Application in Lowpass Filter Circuit
お
HE Shaobink, LU Yimin
(College of Electrical Engineering, Guangxi University, Nanning,Guangxi 530004,China)
Abstract:An analog circuit based memristor model is developed using conventional circuit elements and is applied to a MC lowpass filter. Simulation and experimental results show that the proposed model has a hysteretic voltampere characteristic and the corresponding lowpass filter exhibits timevarying characteristics.
Key words:memristor; analog circuit model; lowpass filter circuit
1 引 言
忆阻器［1-5］是一种具有可变电阻的二端口无源器件。早在1971年蔡少棠就假设存在缺失的第四种无源基本元件――忆阻器，但直到2008年惠普实验室的研究人员才宣布实现了一种固态的忆阻器［2］。当有电压作用于忆阻器两端时，忆阻器的阻值会发生变化。惠普忆阻器有两个重要的电路特性：一是忆阻器具有斜8字型的伏安特性曲线；二是对忆阻器对频率具有敏感性，即偏置电压的频率越高伏安特性曲线越窄，越接近于一个线性的电阻。忆阻器在计算机、神经网络、模拟电路等方面都具有潜在的应用价值［6-8］，它将会同晶体管一样，给电子行业带来巨大的变革。本文研究了基于忆阻原理的滤波电路特性。
2 忆阻器的电路模型
忆阻器的应用潜力是巨大的，但目前市场上还购买不到现成的忆阻器，本文利用现有的有源和无源器件来模拟忆阻器特性。忆阻器的电路模型如┩1。
ネ1 忆阻器的电路模型オ
在图1中，电压V1是忆阻器两端的电压，电流i1即流过忆阻器的电流。运算放大器U1组成的是一个电压跟随器，其作用是为了防止负载效应。运算放大器U2及电阻R1和电容C1组成一个积分器，其输出端电位V4与忆阻器的磁通量φ成正比。AD633JN是一个四象限模拟乘法器，它用来实现忆阻器两端电压V1与V4相乘。通过分析我们可以得到以下的方程组：
V2=V1V4=－1R1C1∫t0V2dtV5=V1•V410(1)
从而得到忆阻器的电流
i1=iR2=V1－V5R2=V1R2(1+110R1C1∫t0V1dt)(2)
将式(2)两边同时对时间t积分，得到
q=φR2(1+120R1C1φ)=αφ+12βφ2 (3)
其中α=1R2，β=110R1R2C1，q为流过忆阻器的电荷量，φ为通过忆阻器的磁通量。
由式(2)两边同时除以V1可得忆导
计算技术与自动化2014年6月
第33卷第2期贺少斌等：忆阻器模拟电路及其低通滤波电路研究
W=1R2+110R1R2C1∫t0V1dt=α+β∫t0V1dt (4)
由式(4)可知，忆导W与通过忆阻器的磁通量φ是线性关系。当V1=Asinωt时，W(t)=α+β∫t0Asin ωtdt=α+βAω(1－cos ωt)。当角频率ω固定时，忆导W是一个以ω为周期变化的值，其最大值为α+2βA/ω，最小值为α。而忆阻值M=1/W，因此忆阻M也是一个以ω为周期变化的值，其最大值为1/α即R2，最小值为1/(α+2βA/ω)。
惠普忆阻器的一个显著特征便是在正弦信号的激励下其伏安特性曲线是一个斜8字型，为了说明本文中的忆阻器具有该特性，我们用Multisim仿真软件对忆阻器的电路模型进行了仿真，仿真电路如图2。仿真参数为：R1=50kΩ，R2=2kΩ，R3=100kΩ，C1=1μF，V1(t)=5sin10πt(V)，得到忆阻器的电压、电流波形及电压-电流的相图如图3所示。图3a中蓝色曲线为电压波形，红色曲线为电流波形，图3b为伏安特性曲线，为一斜8字形曲线。 图4是忆阻器阻值的变化曲线，从图中可看出忆阻是一个周期变化的曲线，有最大值2000Ω和最小值1222Ω。图5给出了忆阻器在不同频率正弦激励下的伏安特性曲线，从图中可以看出频率越高，伏安特性曲线越接近一条直线，当频率为无穷大时，忆阻效应消失，忆阻器就相当于一个普通的┑缱琛＊
ね2 忆阻器Multisim仿真电路
(a) 忆阻器电压及电流波形
(b) 忆阻器伏安特性曲线
图3 忆阻器电压电流波形及伏安特性曲线
图4 忆阻器阻值变化曲线オ
(a) f=5Hz
(b) f=10Hz
(c) f=20Hz お
(d) f=100Hz
图5 不同频率正弦激励下的伏安特性曲线
3 基于忆阻器的低通滤波电路
滤波器是一种对不同频率的信号具有不同抑制特性的电路，RC无源滤波器是最简单的模拟滤波器，它具有成本低、运行稳定、技术相对成熟、选择性高等优势，在模拟电路中有着广泛的应用。基于忆阻器对频率的敏感性，用忆阻器M代替RC无源低通滤波器中的电阻R组成MC低通滤波器［9-10］，通过仿真和实验来分析MC滤波电路。オ
(a)RC低通滤波电路(b) MC低通滤波电路
图6 低通滤波电路
图6a所示的RC低通电路是最简单的低通滤波器，一般称为无源低通滤波器。电压源作为输入端，电容作为低通输出端。电阻的阻抗为R，电容的阻抗为1/jωC，系统的传递函数
H(jω)=VoutVin=1/jωCR+1/jωC=11+jωRC (5)
由上式可知，一阶RC无源低通滤波电路的传递函数与时间无关，是一个时不变系统。不论输入信号如何，系统的传递函数都保持不变，仅与RC电路中电阻和电容的参数有关。
图6b是MC低通滤波器的电路原理图，与RC低通滤波器不同的是用忆阻器替代了电阻，电容两端电压仍然作为低通输出端。由基尔霍夫电路定律可得
Vin=Mi+Vout=1WCdVoutdt+Vout (6)
令Vin=ejωt，Vout=H(jω)Vin,并将式(4)代入上式中得
ejωt=jωCH(jω)ejωtα+β∫t0(ejωt－H(jω)ejωt)dt+H(jω)ejωt(7)
两边同时消去一个ejwt化简得到
H(jω)－1=ω2CH(jω)jωα+β(1－H(jω))(ejωt－1) (8)
由式(8)可知，系统函数包含时间因子，因此由忆阻器和电容组成的滤波电路是一个时变系统，从而无法直接通过系统传递函数来描述MC滤波器。
图7是MC低通滤波器的Multisim仿真电路图，电容C2与忆阻器串联，电容C2两端的电压作为低通滤波器的输出电压，输入电压为V1(t)=8sinωt(V)。图8给出了不同频率下输入电压（蓝色）和输出电压（红色）的波形。从中可以看出，低频时，输出电压幅度比较大，衰减小，而高频时，输出电压幅度比较小，衰减大。因此MC低通滤波电路能保证低频信号顺利通过，高频信号得到抑制。图9给出了MC低通滤波器工作时忆阻器的电压电流波形及伏安特性曲线。
图7 MC低通滤波器Multisim仿真电路图
(a)f=5Hz
(b)f=10Hz
(c)f=20Hz
(d)f=100Hz
图8 MC低通滤波器输入输出电压波形
图9 MC低通滤波器工作时忆阻器的
电压电流波形及伏安特性曲线
4 电路实验与分析
为了观察忆阻器斜8字形的伏安特性曲线，必须将忆阻器的电流信号转化为电压信号才能利用示波器显示出来。注意到图1中忆阻器的电流与电阻R2是成正比的，比例系数等于电阻R2的大小即2000倍，因此只要测出R2两端的电压即可。这就需要用到一个电压减法电路如图11所示，输入信号U1和U2分别通过R1和R2接到运放的反相输入端和同相输入端，输出电压经过R4反馈到反相输入端。在MC低通滤波实验中，为了测量输出电压（电容C2两端的电压）的波形，也需要用到此电压减法电路。
图10 MC低通滤波电路实物图
图11 电压减法器电路オ
根据电阻分压的关系有
U+=R3R2+R3U2，U－=R4R1+R4U1+R1R1+R4U0(9)
由U+=U－可得
R3R2+R3U2=R4R1+R4U1+R1R1+R4U0(10)
本实验中取R1=R2=R3=R4=100kΩ，即Uo=U2-U1。オ
首先来检验单独忆阻器的伏安特性，取偏置电压为V1(t)=5sin10πt(V)，忆阻器的电压可以直接利用示波器测量，忆阻器电流利用电压减法器可以测量出，得到电压电流的时域波形和相图如图12所示。图12 a中黄色曲线为忆阻器两端的电压即偏置电压信号，绿色曲线为放大2000倍后的电流波形，这与Multisim的仿真结果保持一致。图12 b所示的忆阻器伏安特性曲线是一个斜8字型，验证了理论与仿真的正确性。改变偏置电压的频率可以得到不同形状的伏安特性曲线如图13所示，频率越高，斜8字型曲线越窄，忆阻效应减弱，当频率无穷大时，为一条直线，与普通的电阻伏安特性相同。オ
(a)忆阻器电压和电流波形
(b) 伏安特性曲线
图12 偏置电压为V1(t)=5sin10πt(V)时
忆阻器电压和电流波形及伏安特性曲线オ
接下来测试MC低通滤波器，取偏置电压为V1(t)=8sinωt(V)，输入电压可以直接利用示波器测量，电容两端的输出电压需要用到电压减法器测量，改变输入电压的频率可以得到输入输出的电压波形如图14所示。从图中可以看出随着输入电压频率的增大，输出电压的幅度得到了抑制，从而实现了低通滤波。オ
(a)f=5Hzお
(b)f=10Hz
(c)f=20Hz
(d)f=100Hz
图13 不同频率正弦偏置下的忆阻器伏安特性曲线
(a)f=5Hz
(b)f=10Hz
(c)f=20Hz
(d)f=100Hz
图14 偏置电压改变频率MC
滤波器的输入输出电压波形
5 结 论
本文设计了一个具有斜8字型伏安特性曲线的忆阻器模拟电路，忆阻器的阻值会随着偏置电压的作用而发生改变。忆阻器模拟电路的Multisim仿真和电路实验验证工作表明本忆阻器的模拟电路能够较好地模拟忆阻器的特性，可以将其应用于有关忆阻器的其它电路中，为忆阻器拓展电路的研究打下基础。此外，本文还基于忆阻器模拟电路研究了由其构成的低通滤波电路，仿真结果和实验结果表明该滤波电路是一个时变电路，为进一步利用该电路的时变低通滤波特性奠定了基础。
参考文献
［1］ CHUA L O. Memristor-the missing circuit element ［J］.IEEE Trans Circuit Theory, 1971, 18(5): 507-519.
［2］ STRUKOV D B,SNIDER G S,STEWART D R, et al. The missing memristor found ［J］.Nature, 2008, 453:80- 83.
［3］ WILLIAMS S. How we found the missing memristor ［J］. IEEE Spectrum, 2008, 45(12):24-31.
［4］ CHUA L O, KANG S M. Memristive devices and systems［J］.Proc IEEE, 1976, 64 (2):209-223.
［5］ DI V M,PERSHIN Y V, CHUA L O. Circuit elements with memory: memristors, memcapacitors, and meminductors ［J］.Proc IEEE,2009,97(10):1717-1724.
［6］ RAJA T,MOURAD S. Digtial logic implementation in memristorbased crossbars ［C］ Int Conf Commun, Circ Syst. Santa Clara,CA,USA. 2009: 939-943
［7］ CONG J, XIAO BJ. mrFPGA: a novel FPGA architecture with memristorbased reconfiguration ［C］ IEEE Int Symp Nanoscale Architectures. Los Angeles, CA,USA.2001: 1-8.
［8］ LAIHO M, LEHTONEN E. Cellular nanoscale network cell with memristors for local implication logic and synapses ［C］ IEEE Int Symp Circ Syst. Turku, Finland. 2010: 2051-2054.
［9］ JOGLEKAR Y N,WOLFS J. The elusive memristor: properties of basic electrical circuits ［J］. European Journal of Physics, 2009, 30(4):661-675.
滤波电路范文第2篇
关键词：LCL滤波 光伏发电 电感滤波器
并联型有源电力滤波器按照相数可分为单相和三相两种，而三相有源滤波又分为三相三线和三相四线两种情况。三相四线制主要应用在用户直接供电的低压配电系统中，随着办公自动化和家用电器的全民化普及，供电中民用和商用占据着极大的供电比例，这就使其成为配电网谐波污染的重要来源就是三相四线。因此对在不平衡负载下对三相四线制有源电力滤波器谐波补偿的研究具有重要的用意义。
1、有源电力滤波器在三相四线制中的主要拓扑结构
直流侧输入为电容的三相四线制的主电路拓扑主要有三种，分别为：四桥臂形式、电容中点形式以及三个单相全桥形式。这三种主电路结构不同各有自己的优缺点，其结构分别如图1、图2和图3所示。
其中电容中点式结构所需要的开关器最少，电路比较简单，开关利用率非常之高。由于直流侧电容电压波动较大，同时在三相不平衡负载下，输入侧的电流中含有大量的的低次谐波，造成不稳定输入电压，并且变流器的直流输入侧电容要有零线电流流过。电路的着中国特殊结构限制了它在较大的功率系统中的应用。
图1 电容中点式三相逆变器拓扑结构
相对于电容中点式结构来说而三相四桥臂结构所需要的开关器件要多一对，但是它具备以下优点：
1：控制部分中，其中对直流侧电容电压的控制尤其简单。
2：四桥臂结构在对给定的负载进行补偿时，比电容中点式结构所需的直流侧电压更低。
3：四桥臂结构对零线电流的控制范围更大，滤波效果更好，高频分量在对称或近似对称系统中占主要地位。
图2 三相四桥臂逆变器拓扑结构
所需的开关器件最多的是三个单相全桥电路组成的三相有源电力滤波器。它组合灵
活，可根据运行情况对某一相或几相电网有选择的进行补偿，其控制简单，一般用于小功率场合，但再三相不平衡系统中应用时，直流侧电容电流含有低次谐波，电压波动较大。
图3 单相全桥逆变器拓扑结构
我们利用三个相互独立的单相APF组成的三相有源电力滤波器的系统主要应用于小功率系统，当然也可以直接采用三相APF；因此，一般情况下，三相电力滤波器是在较大的功率场合中会优先考虑的滤波器。在实际中，由于电力滤波器在民用和商业用电中的普及，但由于在实际应用中占据较大分量，这些不平衡组在引起的谐波也是电网污染的主要源头。所以本文研究对象是三相四桥臂结构带有有源电力滤波器的主电路。
2、主电路拓扑结构
我们一般是通过连接电感或变压器把有源电力滤波器接入系统中，但是由于采用变压器时高频部分补偿效果不是很理想，而且成本相当高，由于系统电压不匹配，因此一般情况下利用变压器变压。基于三相四桥臂拓扑结构的并联型有源电力滤波器结构如图4所示。
由公式表示其模型：
3结论
我们在相同的主电路下，对其相同控制方式进行研究，我们发现输出滤波电感的不同选择会影响APF的滤波性能。若选取的电感值过小，则输出补偿电流中的电流纹波将会变大，而且还会给系统注入附加的谐波污染；若选取的电感量过大，使其谐波电流跟踪速度降低同时还会影响APF电流跟随特性，而且产生的冲击电压可能会变的相对较高。当连接一定值的电感时，能有效地降低电流谐波的总畸变率，在很大程度上改善系统的不平衡性和提高了补偿效果。因此本章的重要内容变就是研究APF的滤波电感。
参考文献：
[1]陈仲.并联有源电力滤波器实用关键技术的研究[D]浙江大学，2012.
[2]罗世国，候振程.有源电力滤波器的参数计算及其控制[J].重庆大学学报，2011，17（2）：12-16.
[3]杨玉岗.现代电力电子的磁技术[M].科学出版社，2012.
[4]马宝娟.基于谐波电流快速检测方法的并联型有源电力滤波器设计[D].哈尔滨理工大学，2011.
滤波电路范文第3篇
【关键词】有源电力滤波器；谐波补偿；级联型多电平变流器；电流型有源电力滤波器；拓扑
1 引言
随着电力电子技术的飞速发展，大功率开关器件被大量应用到各种电源装置中，为各种设备提供了一个高速、高效、节能的控制手段。但是，由于利用开关的通断对电能进行变换，必然会产生无功电流和高次谐波，引起波形失真，对电力系统各项设备及其用户和通信线路产生日趋严重的有害影响。传统的无源补偿装置是并联电容器或LC滤波器，其阻抗固定，不能跟踪负荷无功需求的变化，远远不能满足电力系统对无功功率和谐波进行快速动态补偿的要求。有源电力滤波器（简称APF）是一种用于动态抑制谐波和补偿无功的新型电力电子装置，它能对大小和频率都变化的谐波和无功分量进行实时的补偿，又被称为静止无功发生器（SVG）。作为柔流输电系统（FACTS）中的重要部分，APF的研究受到了各国学者的高度重视。
如何实现大功率有源电力滤波器已取得了不少的研究成果。对于大容量的电力电子装置，如果简单地采用普通电路的主电路拓扑，则对所使用的电力电子器件在容量方面有比较高的要求。由于电力电子器件随着容量的增大其所允许的开关频率却越来越低，而较低的开关频率又直接影响有源电力滤波器的补偿效果，所以在将有源电力滤波器用于大容量谐波补偿时就面临着器件开关频率与容量之间的矛盾。为解决这一矛盾，国内外学者提出了各种性能优越的有源滤波器主电路拓扑结构。要实现大容量的谐波补偿或实现有源补偿功能的多样性，需要APF具有较大的装置容量。但由于受目前电力电子器件功率、价格及其串并联技术等的限制，这势必使装置初始投资变大，并且大容量的有源电力补偿还将带来大的损耗、大的电磁干扰以及制约APF的动态补偿特性等问题。因此，各种性能优越的混合型补偿方案的研究应运而生。本文将几种应用比较广泛的拓扑进行归拢比较，指出它们各自的优缺点，并在此基础上提出了基于载波相移技术的电流型APF和级联型APF结构。
2 APF的工作原理及其分类
对APF可以这样来定义：将系统中所含有害电流（高次谐波电流、无功电流及零序负序电流）检出，并产生与其相反的补偿电流，以抵消输电线路中有害电流的半导体变流装置。变流装置在检测系统的控制下将直流电能转化为有害电流所需要的能量，或者说：补偿装置所产生的电流波形正好与有害电流的频率幅值完全相同，而相位正好相差180°，从而达到了补偿有害电流的效果。作为一种用于动态抑制谐波、补偿无功的新型电力电子装置，APF能对大小和频率都变化的谐波以及变化的无功进行实时补偿。它的主电路一般由PWM逆变器构成。根据逆变器直流侧储能元件的不同.可分为电压型APF和电流型APF。。电压型APF在工作时需对直流侧电容电压控制，使直流侧电压维持不变，因而逆变器交流侧输出为PWM电压波。而电流型APF在工作时需对直流侧电感电流进行控制，使直流侧电流维持不变，因而逆变器交流侧输出为PWM电流波。电压型APF的优点是损耗较少，效率高，是目前国内外绝大多数APF采用的主电路结构。虽然电压型APF在降低开关损耗、消除载波谐波方面占有一定优势，但电流型APF能够直接输出谐波电流，不仅可以补偿正常的谐波，而且可以补偿分数次谐波和超高次谐波，并且不会由于主电路开关器件的直通而发生短路故障，因而在可靠性和保护上占有较大的优势。随着超导储能磁体的研究，一旦超导储能磁体实用化，必可取代大电感器，促使电流型APF的应用增多。
2.1 新型电流型APF
在许多文献中，对电压型的有源滤波器讨论较多，主要原因是电压型有源滤波器用电容储存能量，其效率高于电感储存能量。此外，电压型变流器的交流增益较高。但是，电流型有源滤波器也有许多优于电压型有源滤波器的特点：
1）电流型有源滤波器直接控制电流，而电压型有源滤波器通过控制电压间接控制电流，对于并联型有源滤波器场合，电流型有源滤波器有更好的电流控制能力；
2）电流型有源滤波器中，采用L-C滤波器，这种结构能在传输带宽与抑制高次谐波之间做出较好的折中，在同样的开关频率和输出相同的谐波能量时，电流型有源滤波器滤除开关谐波的效率高于电压型有源滤波器；
3）电流型有源滤波器保护更容易，工作稳定性更高。
载波相移SPWM技术的本质是自然采样SPWM技术和多重化技术的有机组合，该技术可以在较低的器件开关频率下取得与较高开关频率等效的结果。不但使SPWM技术应用于特大功率场合成为可能，而且在提高装置容量的同时，有效地减小了输出谐波，提高了整个装置的信号传输带宽。这就解决了大功率装置与器件开关频率较低的矛盾，可使GTO等特大功率器件组成的变流器用于APF装置。我们提出了一种实用于APF的基于载波相移SPWM技术的电流型变流器。与SPWM技术相比，采用这项技术来消除相同的谐波所需的开关频率更低。
2.2 APF基本拓扑结构
根据APF与电力系统的连接方式可将其分为并联型、串联型及串-并联混合型。并联型APF，由于与系统并联，可等效为一个受控电流源。并联型APF可产生与负载谐波或无功电流大小相等、相位相反的补偿电流，从而将电源侧电流补偿为正弦波。并联型APF主要用于感性电流源型负载的谐波补偿，目前技术上已相当成熟，投入运行的APF多为此方案。串联型APF，通过变压器串联在电源与负载间，可等效为一受控电压源，主要用于消除带电容的二极管整流电路等电压型谐波源负载对系统的影响，以及系统侧电压谐波与电压波动对敏感负载的影响。串联型APF中流过的是正常负载电流，损耗较大，而且投切、故障后退出及各种保护也较复杂。串-并联型APF，其兼有串、并联型APF的功能，可解决配电系统发生的绝大多数电能质量问题，具有较高性价比。
2.3 无源与有源混合型APF
大容量的有源滤波器由于造价高、功耗大，在实际应用中受到限制。为了获得较好的滤波特性，又尽可能降低造价，人们开始研究无源与有源混合应用的方法，提出了串联有源滤波器与并联无源滤波器共用的方案；带串联L-C电路的有源滤波器方案；以及两个有源滤波器与一组无源滤波器的电力线调节器方案。
综合电力滤波系统主电路结构对于负载侧的谐波电流源，有源滤波器被控制为一个等效谐波阻抗，它使无源和有源滤波器总的串联谐波阻抗对各次谐波都为零，从而使所有的负载谐波电流全部流入无源滤波器支路，达到提高无源滤波器滤波效果的目的，此时有源滤波器的输出补偿电压为所有负载谐波电流流过无源滤波器时产生的电压。对于电源电压中的畸变电压，有源滤波器被控制产生与其相同的谐波补偿电压，以抑制电源电压畸变产生的谐波电流。由于有源滤波器不是直接对谐波电流进行消除，而是起到提高无源滤波器滤波效果的目的，它所产生的补偿电压中不含有基波电网电压，只含有谐波电压，故其功率容量很小，具有良好的经济性，适于对大容量的谐波负载进行补偿，该混合电力滤波器的特点是：利用无源滤波网络滤去5、7次等低次电流谐波，并进行基波无功功率的补偿，使有源滤波器不直接承受电网电压和负载的基波电流，仅起负载电流和电网电压的高次谐波隔离器的作用，因而有源滤波器的容量可以设计得较小，利用串联的有源滤波器增加高次谐波阻抗而对基波无影响的特性，可以改善无源滤波器的滤波效果，防止与电网之间发生谐振；同时，也避免了并联有源滤波器的谐波电流注入并联的无源滤波器形成谐波短路的现象，提高了有源滤波器的有限容量的利用率。但是，在该种拓扑中，有源滤波器的性能很大程度上决定于电流互感器的特性。
新型混合有源滤波器拓扑，该拓扑具有以下几个优点：
1）采用开关频率较低的IGBT构成的逆变器来进行无功补偿；
2）由开关频率高，耐压较低的MOSFET构成的逆变器进行谐波电流补偿；
3）IGBT和MOSFET逆变器共享直流测电压，简化了控制；
4）IGBT直流侧所需电压可大大降低，因为它的主要作用是维持基波电压。因而与传统的APF相比，该APF系统工作的电压等级更低；
5）高频逆变器的输出侧采用变压器隔离，可消除大部分干扰。
2.4 级联型大功率APF
对于大功率的电力电子装置，在使用有源电力滤波器进行谐波抑制和无功补偿时，相应地要求有源电力滤波器要具有较大的容量。如前所述，当有源电力滤波器用于大容量谐波补偿时将面临着器件开关频率与容量之间的矛盾。目前工业现场中常采用多台小容量有源电力滤波器并联，尤其对一些具有电流源性质的设备。这种方案的补偿控制原理， APF是并联型有源电力滤波器；K是投切开关。每个APF有各自的主电路和控制电路，各APF的控制和补偿由其自身来完成。其优点在于每个有源电力滤波器具有相对的独立性，当其中某一个APF出现问题时，并不影响其它APF的工作。其不足之处主要在于各有源电力滤波器输出的补偿电流之间缺乏协调控制，波形没有进一步改善，且控制电路的数量相对较多。近年来，为抑制大功率电力电子装置谐波源所产生的谐波，已研究出多种多重化的主电路拓扑，比较有代表意义的是级联型多电平变流器。这种变流器相对于二极管钳位型多电平变流器、电容钳位型多电平变流器，有以下优势：
1）开关器件和电容承受的负荷相同，器件开关频率相同；
2）所用器件较少，为了获得同样的电平数在三者中使用的器件数最少；
3）输出谐波低；
4）各模块结构相同，可以实现模块化设计和组装，无须额外设置钳位二极管或平衡电容，易于多重组合、安装、调试；
5）这种结构可以利用软开关技术，能够减小缓冲电路的尺寸甚至可以采用无缓冲电路。
基于这种变流器，我们提出一种由级联型变流器构成的并联型APF。这种有源电力滤波器的特点是：
1）各单相全桥模块的器件在基频下开通关断，所以电磁干扰和开关损耗小，效率高，而等效开关频率高且不需要通过变压器级联；
2）解决了大功率装置容量与器件开关频率低的矛盾；
3）为了获得同样的电平数在多电平变流器中使用的器件数最少；
4）由于每个模块采用相同的电路结构，可以实现模块化设计和组装，无须额外设置嵌位二极管或平衡电容，且开关管工作状态和负荷一致；
5）基于低压小容量变换器级联的组成方式，技术成熟，易于模块化，直流侧容易实现电压均衡；
6）可采用软开关技术，以避免笨重、耗能的阻容吸收电路。
因此，由级联型变流器构成的并联型APF比较适合于中、低压电网的无功补偿和谐波抑制。
3 结语
随着我国电能质量治理工作的深入开展，基于瞬时无功功率理论的有源滤波器进行谐波治理将会有巨大的市场潜力。综合动态的谐波治理措施并同时考虑电网的无功功率补偿问题，是电力企业当前面临的一大课题。但是要消除谐波污染，除在电力系统中大力发展高效的滤波措施外，还必须依靠全社会的努力，在设计、制造和使用非线性负载时，采取有力的抑制谐波的措施，减小谐波侵入电网，从而真正减少由于谐波污染带来的巨大经济损失。
滤波电路范文第4篇
关键词：电力线载波通信;电磁兼容;共模干扰;EMI滤波
中图分类号：TN914 文献标识码：A
文章编号：1004-373X(2008)11-170-02
Research on EMI Filter Circuit of Power Line Carrier Communication
ZHAO Zhipeng,LUO Yinghong
(School of Electronic and Information Engineering,Lanzhou Jiaotong University,Lanzhou,730070,China)
Abstract：Power Line Communication(PLC) is a brand-new subject,which develops rapidly in rescent years.However,as the power line transmission without shielding,There are serious EMI and EMC problems.Based on the in-depth analysis of the main reason that the PLC system produces electromagnetic interference,this paper researches the design of the EMI filter circuit,and through experiments show that the filter circuit for inhibiting PLC EMI feasibility.
Keywords：power line carrier communication;electromagnetic compatibility;common-mode interference;EMI filter
基金项目:甘肃省自然科学基金资助项目(3zs062-b25-013)
电力线通信技术目前发展非常迅速，现在已经进入初步应用阶段。PLC系统充分利用电力系统的广泛线路资源，通过OFDM等技术可以在同一电力线不同带宽的信道上传输数据。 但是由于电力线传输的无屏蔽性，电网的稳定性比传统的通信网差得多，使得电力线通信线路的电磁环境极为复杂，这就给电力线通信系统提出了更高的电磁兼容要求，电磁兼容技术也成了实现电力线通信所需的关键技术之一。本文在深入分析了电力线通信系统产生电磁干扰的主要原因的基础上，对EMI滤波电路进行了设计研究，并通过实验验证了该滤波网络对于抑制电力线载波通信EMI的可行性。
1 电力线载波通信电磁兼容问题分析
1.1 电磁兼容分析模型
一个电子系统如果能与其他电子系统相兼容的工作，也就是不产生干扰又能忍受外界的干扰则称为该电子系统与区环境电磁兼容。对于一般的电磁兼容问题的基本分析模型如图1 所示。
对于PLC系统来说，干扰源要整体考虑。不仅包括PLC设备，而且要考虑当信号加到电力线上时，由于电力线是一种非屏蔽的线路，有可能作为发射天线对无线通信和广播产生不利影响。此外还要考虑多种PLC 设备间的相互影响。PLC的耦合途径是非常复杂的，是不同的途径相互作用的结果。总体上分为两种，一种是空间的辐射，对应的扰设备是无线通信和广播信号；另一种是沿电力线的传导骚扰，主要造成对电能质量的影响。因此PLC 系统的电磁兼容问题涉及多个PLC 系统的共存，以及与无线网络的共存等。
图1 电磁兼容基本分析模型
1.2 PLC系统电磁干扰产生机理
由于电力线的特性和结构是按照输送电能的损失最小并保证安全可靠地传输低频(50 Hz)电流来设计的，不具备电信网的对称性、均匀性，因而基本上不具备通信网所必须具备的通信线路电气特性。而PLC系统所产生的电磁干扰问题正是由于电力线的这种对地不对称性产生的[1]。
电力线产生干扰的机理有两种(如图2)，一种是电力线中的信号电流Id(差模电流)回路产生的差模干扰，另一种是电力线上的共模电流IcР生的共模干扰。差模电流大小相等方向相反，因此一般近似认为由其产生的电磁场相互抵消。而共模电流的方向是一致的，其产生的电磁场相互叠加[2]，所以电力线的干扰主要来自共模干扰。
1.3 改善PLC系统电磁兼容性的主要措施
(1) 充分利用或改善PLC系统电力线的对称性
PLC系统的辐射强度取决于PLC网络或其电缆的对称性。高度对称线路的特征是异模电流与共模电流的比值很大，故辐射非常小。可以选择对称性好的导线，例如4芯电缆，但此法不适用于室内网络，而且成本较高。
(2) 减小PLC系统中高频信号的功率谱密度
减小PLC信号的功率谱密度(PSD)能降低辐射电平，但不影响总的发送功率。因此，PLC系统适宜采用宽带调制技术，但其扩频效率受电力线低通特性的限制。
(3) 合理选择调制技术
OFDM是一种高效的调制技术，其基本原理是将发送的数据流分散到许多个子载波上，使各子载波的信号速率大为降低，从而提高抗多径和抗衰落能力[3]。
(4) 合理设计EMI滤波网络
将滤波器安装在紧邻变压器和紧邻家庭用户的连接点上，或者直接在电力线调制解调器内部引入滤波器[4]。这样既可以保持PLC信号的异模传播，又可以阻止PLC信号进入辐射效率高的导线或其他附接设备。本文将主要对EMI滤波网络进行研究设计。
图2 电力线EMI模型
2 滤波电路设计
基于以上对于电力线通信电磁兼容性的分析，可以在电力线通信系统的收端接一个EMI滤波器，用以抑制系统所产生的共模干扰。由于两根电力线不可能完全重合，也就是说差模电流所产生的电磁场不能完全抵消，所以在设计滤波电路时，也应考虑到差模干扰的抑制。
EMI滤波电路基本网络结构如图3所示。
图3 EMI滤波电路基本结构
图3中，差模抑制电容为C1和C2，共模抑制电容为C3和C4，共模电感为L，Р⒔共模电感缠绕在铁氧体磁芯圆环上，构成共模扼流圈。共模扼流圈对于共模信号呈现出大电感具有抑制作用，而对于差模信号呈现出很小的漏电感几乎不起作用[5]。由于干扰信号有差模和共模两种,因此滤波器要对这两种干扰都具有衰减作用。其基本原理为:
(1) 利用电容通高频隔低频的特性，将电源正极，电源负极高频干扰电流导入地线(共模)，或将电源正极高频干扰电流导入电源负极(差模)。
(2) 利用电感线圈的阻抗特性，将高频干扰电流反射回干扰源。
3 实验结果
在图3滤波电路中取差模电容C1,C2为7 000 pF，共模电容C3,C4为0.015 μF，共模扼流圈磁芯采用锰-锌铁氧体，每路绕30匝，电感量为3.7 mH。
3.1 EMI滤波网络滤波性能仿真
图4为干扰噪声随频率关系的模拟仿真，由此可见干扰信号的频率越高，则干扰信号通过该滤波网络后衰减越大。共模干扰的频率一般在2MHz以上，所以说该滤波电路能对共模干扰起到良好的抑制作用。
图4 干扰噪声随频率关系
3.2 EMI滤波网络输出结果分析
当采用输入为24 V，输出为12 V，功率为25 W的开关电源模拟输入信号时，用带宽为20 MHz的示波器测得滤波前后信号纹波分别为50 mV和5 mV。由此可见该滤波网络对干扰信号衰减了20 dB，良好地抑制了电路中所产生的干扰噪声。
4 结 语
电力线通信技术作为一种强有力的手段,有着雄厚的发展基础和广阔的市场,应有其使用和生存的发展环境和空间。但是,低压电力线并不是专门用来传输通信数据的,它的拓扑结构和物理特性都与传统的通信传输介质(如双绞线、同轴电缆、光纤等) 不同。它在传输通信信号时信道特性相当复杂,负载多、噪声干扰强、信道衰减大,通信环境相当恶劣。目前还有很多亟待解决的问题，例如PLC的电磁辐射问题，调制技术和编码技术的改进，通信信号衰减的抑制等。本文研究的EMI滤波电路旨在抑制接收端由于共模电流和差模电流产生的共模和差模干扰，今后还有待于结合电磁原理，在PLC设备和网络的电路及电磁辐射特性等方面做深入研究。
参 考 文 献
［1］张力波，柴守亮.宽带电力线通信对无线通信的影响及其频带的管理［J］.中国无线电,2006:12-15.
［2］Clayton R Paul.Introduction to Electromagnetic Compatibi-lity［M].John Wiley&Sons,Inc.1992.
［3］张淑娥,孔英会,高强.电力系统通信技术［M］.北京：中国电力出版社,2005.
［4］丁道齐.要正视和研究电力线通信技术发展中的关键问题［J］.电力系统通信,2003,24（4）:1-12.
［5］吕仁清,蒋全兴.电磁兼容性结构设计［M］.南京:东南大学出版社,1990.
滤波电路范文第5篇
关键词：模拟带通滤波；Pspice仿真；电路设计
1 概述
滤波电路的种类很多，根据滤波电路所处理信号的不同，主要分为模拟滤波电路和数字滤波电路两种形式。模拟滤波电路是指它所处理的输入信号、输出信号均为模拟信号；数字滤波电路是具有一定的传输选择特性的数字信号处理装置，其输入和输出均为数字信号。从功能上分类，滤波电路可分为低通、高通、带通和带阻滤波电路。由于模拟滤波电路与数字滤波电路在设计与实现上有很大差异，文章只讨论模拟带通滤波电路。
2 常用模拟带通滤波电路
常用模拟带通滤波电路主要分为无源和有源两大类。图1给出了基本无源带通滤波电路的构成，其中R1和C1组成低通滤波电路，R2和C2组成高通滤波电路，当前者的截止频率大于后者的截止频率时构成带通滤波电路。
无源带通滤波电路组成简单，但过渡带相对较宽，且通带带宽随负载变化而变化，因此主要应用于对滤波性能要求不高的电路中。
有源带通滤波电路常见的有二阶压控电压源带通滤波电路、双T型带通滤波电路等[1]。相比一阶滤波电路，其过渡带相对较窄，且通带带宽不随负载变化而保持不变，更加有利于电路设计。
图2给出了二阶压控电压源带通滤波电路的基本构成。其中，A为运算放大器。在选择运算放大器时，首先要保证响应带宽覆盖信号频率，其次优选噪声低的。
双T型带通滤波电路也是常见的一种带通滤波电路，如图3所示。其主要有R1、R2、R3、C1、C2、C3和运算放大器A构成，因电路形式酷似双“T”，故称为双T型带通滤波电路。
如图4所示，由L、C构成的选频网络和运算放大器A一起构成的一种新型带通滤波电路在某些应用中具有优势[2]。LC选频电路，信号频率较低时，电容的容抗很大，LC选频网络呈感性；在信号频率较高时，电感的感抗很大，LC选频网络呈容性；当f=fo时，网络呈纯阻性，且理想状态下阻抗无穷大。
3 Pspice电路仿真与设计
在试验中需对一混有干扰噪声的模拟信号进行提取。已知该模拟信号中有用信号为单一频率100kHz的正弦波信号，因此采用中心频率为100kHz的带通滤波电路设计。为了选择电路特性更好的滤波电路，对几种常用的带通滤波电路做了电路仿真设计和参数选取，并逐一进行了Pspice频率扫描幅频响应仿真对比。
3.1 无源带通滤波电路
仿真电路图和频率扫描幅频响应仿真图分别如图5和图6所示。
3.2 二阶压控电压源带通滤波电路
仿真电路图和频率扫描幅频响应仿真图分别如图7和图8所示。
3.3 双T型带通滤波电路
仿真电路图和频率扫描幅频响应仿真图分别如图9和图10所示。
3.4 LC选频网络滤波电路
仿真电路图和频率扫描幅频响应仿真图分别如图11和图12所示。
通过对比图6、图8、图10、图12的幅频响应仿真曲线图可以看出：一阶的无源带通滤波电路过渡带最宽；二阶的压控电压源带通滤波电路、双T型带通滤波电路过渡带明显较窄；LC选频网络滤波电路过渡带最窄[3]，更适合单一频点选频滤波。结合设计需求，采用LC选频网络滤波电路进行设计。
4 电路性能测试
对实验电路板性能进行测试。测试时，在带通滤波电路输入端注入频率为f的可调正弦波信号，且信号峰峰值保持不变。测试带通滤波电路输出端信号峰峰值，记录如表1中。
通过对测试数据分析，满足设计要求。
5 结束语
文章借助Pspice完成了模拟带通滤波电路的仿真。依据仿真结果，优选出满足试验需求的设计方案，并实测验证了设计的正确性，为其它相关设计提供了参考。
参考文献
[1]童诗白，华成英.拟电子技术基础[M].北京：高等教育出版社，2001.
[2]Wasim Angaa，傅华明.有源滤波电路设计总结[J].电子技术，2010，6.
滤波电路范文第6篇
关键词:PWM;SA03;低通功率滤波电路;功率设计软件;Multisim
中图分类号:TP274文献标识码:B
文章编号:1004-373X(2009)10-178-04
Optimization Design of Low Pass Power Filter Circuit for PWM Servo Driving System
YAO Peng,ZHANG Shengxiu,WANG Daoping,CAI E
(The Second Artillery Engineering College,Xi′an,710025,China)
Abstract:Servo system is an important part of control systems.PWM power amplifier connects a direct current moment motor with low pass power filter circuit.Accordingly it′s the key point to this circuit′s reliability and performance for overall system.Basing upon the certain PWM servo drive system,analysis and design of Butterworth split inductor low pass power filter circuit is done by power design software compiled by EXCEL macro,and the validity and feasibility of this optimization design are analyzed and proved by circuit simulation of Multisim.
Keywords:PWM;SA03;low pass power filter;power design software;Multisim
某伺服系统根据其应用需求,采用SA03作为功率放大器。要求其在0~10 V的控制信号作用下,能够驱动25 V,20 A的直流电动机负载。因此滤波电路的稳定与效率对伺服系统的性能有着直接影响。SA03是高度集成的PWM功率放大器件,若作为PWM驱动系统必须设计相应的滤波电路。滤波电路的优化设计要充分考虑到SA03的技术特点和该伺服系统的应用环境。
1 PWM系统的拓扑结构
如图1所示,PWM(脉冲宽度调制)放大器是一个复杂的系统,系统的核心是高度非线性调制和解调,它包含了极点和零点以及高次谐波和次谐波选择的问题。低通功率滤波电路在系统中主要起两个作用。
(1) 对PWM输出信号进行调制,首先PWM 模块将输入信号转换成对时间进行调制而幅度等于电源电压的脉冲信号,PWM模块内的全桥放大器一般都利用反相锁存调制,当一个输出为高,另一个输出总是低。假如50%占空比,则意味着开关频率的每个周期内高和低的时间相等,脉冲信号必须通过低通功率滤波电路解调后,才能到达负载端其信号值为零。
(2) 低通功率滤波电路抑制通过时间调制的方波载波信号,在滤波电路的输出端上可以得到远低于PWM开关频率的负载载波信号,事实上占空比不断变化的PWM信号参杂了很多高频毛刺成分,会严重干扰反馈电路的参数,同时过高的载波频率可能会损坏负载本身。
2 PWM低通功率滤波电路的拓扑结构
2.1 低通功率滤波电路的结构选择
PWM 滤波电路通常是一个低通滤波器。不同类型的低通滤波器都有各自的优缺点,因此一般采用折衷的原则设计最佳的滤波器。主要特点是:通频带的平坦度、衰减率,相对于频率的相位移,常见的有巴特沃斯、切比雪夫及贝塞耳滤波器。相比之下,巴特沃斯滤波器在通频带上有一个很好的平滑的响应曲线,而且在截止频率以外有很好的衰减率,元件的变化对性能没有很大的影响,因此它是一个性能比较好而且常用的滤波器,所以在设计中采用巴特沃斯滤波器。
以往关于滤波电路的设计,由于计算量大,过程复杂,往往既繁琐又费时,还很可能得到一些不常见、不容易得到的器件结果。由于该系统采用的SA03作为脉冲宽度调制放大器,因此在设计中采用功率设计软件以减少工作量,提高效率。Power Design是一个基于Microsoft Office Excel电子表格软件,该软件被广泛应用到此设计中。
2.2 低通功率滤波电路的参数设定
如图2所示,该PWM(SA03)驱动的负载为一个电动机,根据应用要求在功率设计软件中,输入相应的数据,该电动机电枢可等效为电阻(Rload)7 Ω和电感(Lload)100 μH相串联的负载网络;驱动负载信号最大电压为25 Vpk;SA03电源电压(Vs)可通过软件中的PWM Power表格分析设置合适的值,为28.5 V;由于SA03开关频率Fsw为22.5 kHz,根据采样定理,开关频率与截止频率保持10分频,而信号频率和截止频率保持2分频;DC的频率一般可以认为是10 Hz,所以最小信号频率Fmin设置为0.01 kHz,最大信号频率Fmax设置为1 kHz,这两个信号频率的设定同时也决定着随后频率扫描的范围值,截止频率Fcutoff设置为2 kHz;在开关频率上的纹波峰值电压Vripple为0.05 V。
如图3所示,功率设计软件自动计算在开关频率下最大纹波和电源电压比值,并转换成dB衰减比,然后根据开关频率和截止频率的数值,计算出滤波电路级数的推荐值,并采取四舍五入的方法求整N(recommended)。紧接着计算匹配网络(Matching Network)的相关数值,目的是使滤波电路输出端原来的电抗性负载现转换为阻性负载。图3提供了3种滤波电路拓扑结构的参数值,分别是双电容滤波电路拓扑结构、单端接地滤波电路拓扑结构和分割电感滤波电路拓扑结构。如图4所示,该设计采用的是分割电感滤波电路拓扑结构。
如图5所示,由于实际所使用的电容类型不同可以导致寄生参数有所不同,可能会影响到滤波电路的输出响应,所以必须根据实际使用的电容类型,设置相应精确的寄生参数值,图5中寄生参数值采用的是默认塑料电容参考值。
3 PWM功率滤波电路性能分析
当所有PWM功率滤波电路参数设置合理后,软件根据先前所设置的信号频率范围进行频率扫描,其结果可提供进一步的性能分析。
滤波电路范文第7篇
在电路中电容C容抗值Zc=1/2πfC，且容抗随着频率f的增大而减小。因此滤波器电路中一个恰当的接地电容C，可使交流信号中的高频成分通过电容落地，而低频成分可以几乎无损失通过，故将小电容接地等同于设计一阶低通滤波器。在滤波器电路中，多处电容接地设计等同于多个低通滤波器与原电路组成低通滤波器网络，在提高截止频率附近幅频特性的同时会较好抑制高频干扰，因而接地优化在理论上是可行的。
2滤波器设计仿真
根据实践需要，设计满足上级输出电路阻抗为100Ω、下级输入电路阻抗为50Ω、截止频率为5MHz的5阶巴特沃斯低通滤波器。普通差分滤波器由于其极点与单端滤波器极点相同，故具有相同的传递函数，因而依据单端滤波器配置的差分结构滤波器能够满足指标要求。在差分结构形式上进行接地优化后，由于接地电容具有低通滤波功能，不同电容值C会导致不同频段幅频响应迅速衰减。图2～图5分别为普通差分滤波器与多处接地差分滤波器的配置电路与幅频特性曲线。由仿真结果可得，截止频率为5MHz的多处接地差分滤波器幅频响应在9MHz内迅速衰减至-50dB，而后在10MHz处上升为-30dB；而普通滤波器幅频特性在9MHz处为-20dB，在10MHz处为-22dB。因此，接地优化滤波器幅频特性曲线总于普通差分滤波器幅频特性曲线形成的包络内，故多处接地达到了过渡带变窄与抑制高频的效果，因而接地优化电路设计通过仿真是可行的。
3实物验证与分析
由于实际电路与理想条件有一定差异，可能导致实际效果与仿真结果不符，为验证接地优化差分滤波器，在实际电路中能够提高截止频率附近幅频特性与抑制高频干扰的能力，将上一节仿真通过的普通差分滤波器与接地差分滤波器制作成PCB电路，通过矢量网络分析仪测试其频率特性，结果如图6～图9所示。由图可得，多处接地差分滤波器电路中，由于接地电容相当于一阶低通滤波器，所以由接地电容与普通差分滤波器组成低通滤波网络能够大幅提高滤波器截止频率附近幅频特性。同时，由于容抗Zc=1/2πfC随f增大而减小，在高频时几乎为零，高频信号可以通过电容落地，故其在高频抑制能力上大大优于普通滤波器。因而接地优化在实际电路应用中是真实有效的，可以应用于抑制高频信号的低通滤波器中。
4结论
多处接地差分形式滤波器，由于其接地电容相当于低通滤波器，故只要其容抗值Zc=1/2πfC能够小于等于电容单独作为一阶低通滤波器时截止频率要求的容抗值，就可以大大提高滤波器截止频率附近幅频特性与抗高频干扰的性能,这为具有差分结构的DAC成型滤波器的设计提供理论指导作用。
滤波电路范文第8篇
关键词：滤波器，有源电力滤波（APF），谐波污染
1.1 传统滤波器的简介
传统滤波器电路结构主要有三种[2]，分别为：四桥臂形式、电容中点形式以及三个单相全桥形式。其中电容中点式结构的电路是很简单的，由于采用的开关个数比较少，相对来说利用率就比较高，但是电路的特殊结构限制了它在较大的功率系统中的应用。
相对来说，三相有源滤波需要的开关最多，电路可以根据实际的需要进行有效的组合，但在实际应用的时候，输入直流端侧就会产生大量谐波，电压波动较大。三个相互独立的单相APF组成的三相有源电力滤波器的系统主要应用于小功率系统。
1.2 有源电力滤波电路结构
为了尽量克服传统滤波器的缺点，降低电流的谐波，我们设计电路的时候在逆变器的交流侧接入LCL滤波器，它跟独立的电感滤波相比，在抑制谐波的时候不需要太高的电感值，同时在开关频率很高的场合抑制谐波的性能也会变得更强，LCL滤波器无论是在经济上还是性能上都比电感滤波器强。在频率不高的光伏发电系统中，有着更多的优点。
1.2.1 LCL滤波电路结构
我们设计的电感电容电感型滤波器，它的主电路结构如图1所示，在星型连接的电容之间是两个不同的电感L和L1。逆变器是由全控器件组成的三相桥式逆变结构，L1起着能量传递和滤波的作用，电感L和电容Cf仅仅起着滤波的作用。
为了方便研究，我们选取三相电路中的一相进行分析，
由基尔霍夫定律可以得出下列方程：
（l）
1.2.2 数学模型
R与R1为电路中的等效的电阻抗。建立单相数学模型如图2所示：
R与R1代表电感的等效电阻，在计算的时候其阻值一般不在我们考虑的范围内，由此可以得出输入输出的函数关系式： （2）
如果是纯电感滤波器函数表达式为：
（3）
我们对比两式可以看出，在两种滤波器下，如果频率ω0取值比较小的时候，G1（s）、G2（s）的值是基本无差别的。但是随着ω0取值增大，G2（s）比G1（s）对谐波的抑制要差很多，由此可以看出在相同的负载下，频率较大的时候，电感电容电感的滤波效果比纯电感的好。
1.3 有源电力滤波器参数的设置
在设计滤波器的时候，满足抑制谐波的同时还要以提高功率因数和控制输出电路为最终目的，还要防止电路产生不必要的谐振。我们以三相对称的一相为研究目标建立等效电路结构。我们在研究分析的时候通常是把电网的电压等效为理想的，那么其中就只有基波分量，高次的谐波不存在，这样就等价为电网电压短路了，电路结构如图3所示。
图3 电路短路等效电路
1.3.1 电容的参数设置
我们知道功率因数为：
（4）
有式子（5）可知，电容无功功率为QCF1，而系统的输出额定功率是Poe在计算数值的时候我们会假定一个cosφ值，我们取值为cosφ=0.995，我们就由频率计算出电容的参数值：
（5）
1.3.2 电感L2的参数设置
在我们建立的数学模型中流过两个电感的不同电流的比值，我们得出电流表达式：
I11（h）=I21（h）+jωhCF1UC1（h） （6）
在上式中，ωh=ωb*h。 为了降低抑制谐波造成电网的污染，3≤|■|，由此可以得出式（6）成立的条件：
（7）
对于并网的有效值电压考虑电压裕量我们取1.1，由于输出的功率是一样的，由P=UI知道电压与电流成反比，在这种情况下，电感的值是最小的。
1.3.3 电感L1的参数设置
按照谐波标准规定[4]：
谐波的次数一般在23到35之间，此时电流为：I21（h）=0.006Iea；于是h>35的时候，电网的输入电流 I21（h）=0.003Iea。对于逆变器的电流频率跟开关器件的选择及其本身的特性有关，我们在设计电感的时候，主要针对h>35的谐波，在确定了电感各输出端的电感后，我们就参考电感的最大值即： 此时：
（8）
输入电压的频率在开关频率的一半以下，为了防止电路发生谐振，我们就应该使频率的值定在：
（9）
得出每个值的参数后，由（9）为基准，我们验证电路中的阻抗谐振点低于开关频率的一半。我们取基波频率为工频，得出L1=400uH，L2=250uH，电容为10uF。
小结：我们对传统滤波器和有源电力滤波器做了分析对比，提出了一种新的有源电力滤波方式LCL滤波，同时对电路中的电感电容的参数进行了设置。得出了电路的等效结构和输入输出的函数关系式，在对电感电容的值进行设置的时候，主要以并网发电的需求为目标进行考虑的，最后的参数值还考虑了谐振。
参考文献：
[1] 王兆安，杨君，刘进军等.谐波抑制和无功功率补偿[M].机械工业出版社，
2006.78-90
[2] 姜齐荣，赵东元，陈建业.有源电力滤波器[M].科学出版社，2005.90-95
[3] 沈辉，曾祖勤.太阳能光伏发电技术[M].化学工业出版社，2005.35-40
滤波电路范文第9篇
【关键词】整流 稳压 滤波
1 常规的整流滤波电路
整流滤波电路，对于单相电路而言，一般是先经过1个全桥整流，成为单相直流纹波电压，而后依靠电容来滤波得到直流平波电压。
这种常规整流滤波电路，在后级加负载后的情况下，整流电路上表现为接近交流电压波形的峰值附近有非常集中的高密度高能量电流通过，后级的全时区电流都在该短时间内得到补充。换句话说，后级的全时区电流被挤在该短时间内全额补充，后级电容只起到蓄能放电平滑的作用（不能提供有功电流），表现为电流幅值的挤高和负载电流波形的频率的挤高。
另外，在该短时电流区外，电源只能依靠电容的储能提供，表现为电压的下降。这一部分时间的电源的特性呈现为电容型特性，尤其是瞬时大电流脉冲特性非常差。
空载时普通整流滤波直流电压为45.6V，滤波电容正负各1000μF， 在负载1kHz正弦波峰值2A的情况下，测得的纹波电压Vpp=400mV。
同时变压器输出电压从原先的空载峰-峰值44V×2下跌为38.6V×2。
在音响电源中，不管其后续电路采用了何种降压稳压措施，从电流的通路角度讲，整个电路的特性都将受到该整流滤波电路特性的瓶颈限制。
2 一种新的整流滤波电路
为克服常规的整流滤波电路的缺陷，现提出一种变形的整流稳压滤波电路，如图1所示。
这里用LM317及其器件作为稳压电路部分（也可用其他稳压电路代替），负电源可以用LM337及其相应器件组成。 48V交流电在上端为正时，正电压经过D1、D3、R1、QW1以及负载R7回到地端形成1个回路，输出端得到稳定的直流正电压：
Vout=Vref*（1+（R6+RW1）/R5）+ Iadj*（R6+RW1）
其中：
Vout为输出电压；
Vref是LM317的固有参数，表示OUT引脚相对于ADJ引脚的恒定电压差，典型值为1.25V；
Iadj是非常小的电流值，通常小于100uA，可以忽略不计；
适当调整RW1，使得输出电压稳定在45.6V左右；LM317通常只能允许稳压1.2V-37V，但是LM317允许输入与输出压差在40V内，所以这里也能正常使用；电路中R5、R6、RW1、C1、C2、D4为LM317的器件，实现LM317的降压稳压作用；
R1、R2、R3、R4、Q1、Q2实现LM317的扩流作用，C3起降压稳压后的滤波作用；
D3在输入电压小于降压稳压值时起截止作用，防止反电压作用在LM317上，对LM317起保护作用；R7作为假负载，稳定无负载时的工作状态。
采用该整流稳压滤波电路，整流之后的波形不经滤波电容的峰值保持，而直接进入降压稳压环节，拓宽变压器的输出时长，从而可克服上述提到的普通整流滤波电路的缺陷。
以图1中上半部分正电源为说明对象，刚开始上电时，电容上都没有电，在变压器输出为上正下负的情况下，变压器输出电压从0V逐步增大，直到降压稳压值45.6V之前，输出电压跟随者输入电压逐步上升，电容被同步充电；
当变压器输出电压从45.6V再逐步增大后，降压稳压环节起作用，输出被稳定在45.6V，此时的负载电流主要从变压器流过，降压稳压环节承担压差部分的功耗；
当变压器输出电压从45.6V再逐步减小后，降压稳压环节无压差，输出被电容稳定在45.6V，此时的负载电流主要从电容器C3流过，输出电压随着电容放电而逐步降低；
此后变压器反向输出，经过二极管D2输入正电源，也即被二极管D2整流成正电源；
当变压器输出电压从从0V逐步增大，直到降压稳压值45.6V之前，输出电压随着电容放电而继续逐步降低；
当变压器输出电压从45.6V再逐步增大后，降压稳压环节起作用，输出被稳定在45.6V，此时的负载电流主要从变压器流过，降压稳压环节承担压差部分的功耗；此后开始周期循环变化。
变压器最大工作时长由稳压值与变压器输出正弦波的2个交点的时间差决定，也即与稳压值有直接关系，稳压值越低，变压器最大工作时长越长；
但是稳压值越低，降压稳压环节的效率越低，稳压值需要综合考虑，一般的，选为低于并接近于正弦波有效值为宜。
3 实验结果数据的对比分析
常规整流滤波电路和新整流稳压滤波电路的实验结果数据对比分析如下：
3.1 纹波
常规整流电路Vpp=400mV；新整流电路Vpp=100mV，仅为常规电路的25%。
3.2 变压器输出时长占空比
常规整流电路，时间约为4.8mS，占空比为4.8/10=48%；新整流电路，时间约为5.6mS，占空比为5.6/10=56%，为常规电路的117%。
3.3 变压器输出电压下跌幅度
常规整流电路，约为45.6-38.6=7V，；新整流电路，约为0V，非常优秀；反映了新整流电源的输出内阻极小。
4 结论
作者结合降压稳压和滤波电路，提出的新的整流稳压滤波电路，与常规整流滤波电路相比，能够显著提升纹波特性，加长变压器的输出时长，改善电源的输出特性。
参考文献
[1]王兆安，黄俊.电力电子技术（4版）[M].北京：机械工业出版社，2000：62-64.
作者简介
励小峰（1977-），男，现为天安电气集团浙江电气有限公司工程师，主要从事电力电子产品研究设计工作。
作者单位
滤波电路范文第10篇
关键词：Multisim；二阶低通滤波器电路；电子电路仿真分析；虚拟示波器；交流分析；参数扫描分析
中图分类号：TM13 文献标识码：B 文章编号：1004373X(2008)1715603
Analysis of Second Order Low-pass Filter Circuit Using Multisim
PENG Yanfeng1,LIU Xichun1,PENG Zhihua2
(1.College of Physics and Information Science,Hunan Normal University,Changsha,410081,China;
2.School of Mathematics and Physics,University of South China,Hengyang,421001,China)
Abstract：In this paper,second order low-pass filter circuit is analyzed based on Multisim.With virtual instruments including a virtual oscilloscope,the working characteristics of second order low-pass filter circuit and the influences of all instruments on the result of output using AC analysis and parameter scanning analysis are described.Further,the virtual instruments and analysis methods in Multisim are demonstrated.Using simulation analysis,passband voltage magnification of the second order low-pass filter circuit in low frequency range AUP=2,the cutoff frequency of the circuit fP=148.495 2 Hz.The simulation results are in reasonable agreement with theoretical values.
Keywords：Multisim;second order low-pass filter circuit;electronic circuit simulation analysis；virtual oscilloscope;AC analysis;parameter sweep
1 引 言
Multisim是加拿大Interactive Image Technologies公司近年推出的电子线路仿真软件EWB(Electronics Workbench,虚拟电子工作平台)的升级版［1］。Multisim为用户提供了一个集成一体化的设计实验环境。利用Multisim，建立电路、仿真分析和结果输出在一个集成菜单中可以全部完成。其仿真手段切合实际，元器件和仪器与实际情况非常接近。Multisim 元件库中不仅有数千种电路元器件可供选用，而且与目前较常用的电路分析软件 PSpice提供的元器件完全兼容［2］。Multisim提供了丰富的分析功能，其中包括电路的瞬态分析、稳态分析、时域分析、频域分析、噪声分析、失真分析和离散傅里叶分析等多种工具。本文以Multisim 为工作平台，深入分析了二阶低通滤波器电路。利用 Multisim可以实现从原理图到PCB布线工具包 (如 Electronics Workbench的 Ultiboard)的无缝隙数据传输，且界面直观，操作方便［3］。
2 电路设计
由于一阶低通滤波器的幅频特性下降速率只有-20 dB/10 f，与理想情况相差太大，其滤波效果不佳［3］。为了加快下降速率，使其更接近理想状态，提高滤波效果，我们经常使用二阶RC有源滤波器。采取的改进措施是在一阶的基础上再增加一节RC网络。
电路结构如图1所示， 此电路上半部分是一个同相比例放大电路，由两个电阻R1,Rf和一个理想运算放大器构成。R1与Rf均为16 kΩ。下半部分是一个二阶RC滤波电路，由两个电阻R2,R3及两个电容C1,C2构成。其中R2,R3均为4 kΩ，C1,C2均为0.1 μF。电路由一个幅度为1 mV，频率可调的交流电压源提供输入信号，用一个阻值为1 kΩ的电阻作为负载。
3 理论分析
3.1 频率特性
二阶低通滤波器电路的频率特性为［4］:ИAU(jω)=Uo(jω)Ui(jω)=AUP1+j3ωω0+jωω02ИЪ:ИAU(jω)=AUP1+j3ff0+jff02(1)И其中 Е鬲0=2πf0=1RC=2 500 r/s。
图1 二阶低通滤波器电路3.2 通带电压放大倍数AUP
低频下，两个电容相当于开路，此电路为同相比例器［5］。ИAUP=1+RF/R1=2И3.3 特征频率f0与通频带截止频率fP
二阶低通滤波器电路的特征频率为［5］:Иf0=12πRC398.1 Hz
根据fP的定义，当f=fP时，应有:ИИ1－(fPf0)2+j3fPf0=2(2) ИЪ:fP0.37f0147.3 Hz
4 Multisim分析
4.1 虚拟示波器分析
在Multisim软件的虚拟仪器栏中选择虚拟双踪示波器，将示波器的A、B端分别连接到电路的输入端与输出端(即图1中的1、3节点)，再点击仿真按钮进行仿真，得到如下波形。
图2为输入信号频率为1 kHz，幅度为1 mV时二阶低通滤波器电路的输入输出情况。图中横坐标为时间，纵坐标为电压幅度。我们选择示波器扫描频率为1 ms/div。纵轴每格均代表1 mV，输出方式为Y/T方式。幅度大的为输入信号，幅度小的为输出信号。
图2 应用虚拟示波器得到的二阶低通滤波器
电路的输入输出波形很显然，输出信号的频率与输入信号一致，说明二阶低通滤波器电路不会改变信号频率。从图2还可以看出，在输入信号频率较大(如1 kHz)时输出信号的幅度明显小于输入信号的幅度。而低频情况下的理论计算结果AUP=2；Ъ丛诘推登榭鱿率涑鲂藕诺姆度应为输入信号的两倍。很显然，输入信号频率较大时电路的放大作用已经不理想。
调节输入频率，使之分别为800 Hz,600 Hz,400 Hz,300 Hz,200 Hz,150 Hz,1 Hz。由虚拟示波器得到输入频率为1 Hz时的输出电压Uo1=2 mV，即AUP=2，与理论计算值相吻合。而输入频率为150 Hz时Uo2=1.5 mV。此时Uo2最接近截止时的输出电压UP=0.707Uo1=1.414 mV。这说明截止频率fPЫ咏150 Hz。
我们发现，仅通过虚拟示波器分析，既很难得出fPУ淖既分担也不能直观看出输入信号的频率对电路放大性能的影响，于是用Multisim中的交流分析来精确观察电路的输入输出特性。
4.2 交流分析(AC Analysis)
停止Multisim仿真分析(Multisim仿真分析与交流分析不能同时进行)，在主菜单栏中simulate项中选择Analysis中的AC Analysis。参数设置如下：起始频率为1 Hz，终止频率为10 MHz，扫描方式使用十进制，纵坐标以dB为刻度，在Output variables中选择输出节点(即图1中节点3)，然后点击simulate进行仿真分析，得到电路的幅频特性曲线如图3所示。
图3 二阶低通滤波器电路的幅频特性曲线
(输入信号频率为1 kHz，幅度为1 mV)4.2.1 通带电压放大倍数AUP的测量
从特性曲线可以看出，在低频状态下频率变化对AUP的影响不大,频率较大时AUP随频率增加而急剧减小。高频状态下输出电压则接近于0。从对话框中可知纵坐标最大值为6.020 4 dB,即AUP=2，в肜砺奂扑阒迪喾。
4.2.2 通频带截止频率fP的测量
fP为纵坐标从最大值(6.020 4 dB)下降3 dB时所对应的频率，即纵坐标为3.020 4 dB所对应的频率。将图3中右侧标尺移至3.020 4 dB附近，选其局部进行放大；再将该标尺精确移至纵坐标为3.020 4 dB处，得到的横坐标为148.495 2 Hz,即fP=148.495 2 Hz。这与理论计算得到的fP147.3 Hz基本一致。
4.3 参数扫描分析(parameter sweep)
当某元件的参数变化时，利用 Multisim 中的参数扫描分析功能可以得到电路输入输出特性的变化情况。
在主菜单栏中simulate项中选择Analysis中的parameter sweep。参数设置如下(以分析C1为例)：设备项中选择电容设备，元件名选择C1В参数选择电容量，电容量使用1e-006F,1e-007F,1e-008F三个值。点击more选项，选择AC Analysis(交流分析)，再选择节点3作为输出节点。点击simulate进行仿真，得到C1取上述三个不同值时电路的幅频特性曲线(如图4所示)。
图4 C1取不同值时二阶低通滤波器
电路的幅频特性曲线图4中，三条曲线由下至上对应的电容分别为1e-006F、1e-007F、 1e-008F,对应的截止频率分别为35.550 Hz,148.493 7 Hz,193.375 6 Hz。很显然，C1Ъ跣∫起电路的截止频率增大，通频带变宽。而C1У谋浠对电压增益基本无影响。
采用类似方法，我们得到C2,R1,R2,R3和Rf对电路性能的影响如下：C2,R2和R3的变小均会引起电路的截止频率增大和通频带变宽。而C2,R2和R3的变化对电压增益的影响不大。R1与输出电压幅度成反比，Rf与输出电压幅度成正比，但R1和RfУ谋浠不影响电路的频率特性。
5 结 语
由以上分析可知，Multisim 中的仿真分析结果与理论计算结果十分接近。Multisim既是一个专门用于电子电路设计与仿真的软件，又是一个非常优秀的电子技术教学工具。Multisim应用于课堂教学，丰富了电子技术多媒体辅助教学的内容，是教育技术发展的一个飞跃。Multisim以其具有的开发性、灵活性、丰富性、生动性、实时交互性和高效性等功能特征，极大地丰富了电子电路的教学方法，拓展了教学内容的广度和深度，为提高电子技术教学质量提供了又一个有效手段。
参 考 文 献
［1］黄智伟，李传琦，邹其洪.基于Multisim的电子电路计算机仿真设计与分析［M］.北京：电子工业出版社，2005.
［2］熊伟，侯传教，梁青,等.Multislm 7电路设计及仿真应用［M］.北京：清华大学出版社，2005.
［3］黄萍，李秀琴，孙继萍.RC有源滤波器电路的计算机辅助分析［J］.实验技术与管理,2005,22(12):39-41.
［4］孙筠.Multisim应用于电子技术实验教学的研究［J］.科技信息,2007,27:201-202.
［5］康华光，陈大钦.电子技术基础模拟部分［M］.北京：高等教育出版社，1999.