igbt驱动电路范文

igbt驱动电路范文第1篇

关键词：驱动电路；IGBT保护；HCPL-316J

引言

绝缘门极双极型晶体管(Isolated Gate Bi―polar Transistor简称IGBT)是复合了功率场效应管和电力晶体管的优点而产生的一种新型复合器件，具有输入阻抗高、工作速度快、热稳定性好驱动电路简单、通态电压低、耐压高和承受电流大等优点，因此现今应用相当广泛。但是IGBT良好特性的发挥往往因其栅极驱动电路设计上的不合理，制约着IGBT的推广及应用。因此本文分析了IGBT对其栅极驱动电路的要求，设计一种可靠，稳定的IGBT驱动电路。

IGBT驱动电路特性及可靠性分析

门极驱动条件

IGBT的门极驱动条件密切地关系到他的静态和动态特性。门极电路的正偏压uGS、负偏压-uGS。和门极电阻RG的大小，对IGBT的通态电压、开关、开关损耗、承受短路能力及du／dt电流等参数有不同程度的影响。其中门极正电压UGS的变化对IGBT的开通特性，负载短路能力和duddt电流有较大的影响，而门极负偏压对关断特性的影响较大。同时，门极电路设计中也必须注意开通特性，负载短路能力和由duGS/dt电流引起的误触发等问题。

根据上述分析，对IGBT驱动电路提出以下要求和条件：

(1)由于是容性输出输出阻抗；因此IBGT对门极电荷集聚很敏感，驱动电路必须可靠，要保证有一条低阻抗的放电回路。

(2)用低内阻的驱动源对门极电容充放电，以保证门及控制电压uGS有足够陡峭的前、后沿，使IGBT的开关损耗尽量小。另外，IGBT开通后，门极驱动源应提供足够的功率，使IGBT不至退出饱和而损坏。

(3)门极电路中的正偏压应为+12～+15V；负偏压应为－2V～－10V。

(4)IGBT驱动电路中的电阻RG。对工作性能有较大的影响，RG较大，有利于抑制IGBT的电流上升率及电压上升率，但会增加IGBT的开关时间和开关损耗；RG较小，会引起电流上升率增大，使IGBT误导通或损坏。RG的具体数据与驱动电路的结构及IGBT的容量有关，一般在几欧～几十欧，小容量的IGBT其RG值较大。

(5)驱动电路应具有较强的抗干扰能力及对IGBT的自保护功能。IGBT的控制、驱动及保护电路等应与其高速开关特性相匹配，另外，在未采取适当的防静电措施情况下，IGBT的G-E极之间不能为开路。

驱动电路分类

驱动电路分为：分立插脚式元件的驱动电路；光耦驱动电路；厚膜驱动电路；专用集成块驱动电路。本文设计的电路采用的是光耦驱动电路。

IGBT驱动电路分析

随着微处理技术的发展(包括处理器、系统结构和存储器件)，数字信号处理器以其优越的性能在交流调速、运动控制领域得到了广泛的应用。一般数字信号处理器构成的控制系统，IGBT驱动信号由处理器集成的PWM模块产生的。而PWM接口驱动能力及其与IGBT的接口电路的设计直接影响到系统工作的可靠性。因此本文采用Agilent公司的HCPL-316J门极驱动光耦合器结合DSP TMS320F2812设计出了一种可靠的IGBT驱动方案。

HCPL-316J特性

HCPL-316J是由Agilent公司生产的一种IGBT门极驱动光耦合器，其内部集成集电极发射极电压欠饱和检测电路及故障状态反馈电路，为驱动电路的可靠工作提供了保障。其特性为：兼容CMOS／TYL电平；光隔离，故障状态反馈；开关时间最大500ns；“软”IGBT关断；欠饱和检测及欠压锁定保护；过流保护功能；宽工作电压范围(15～30V)；用户可配置自动复位、自动关闭。DSP与该耦合器结合实现IGBT的驱动，使得IGBT％，欠饱和检测结构紧凑，低成本且易于实现，同时满足了宽范围的安全与调节需要。

HCPL-31 6J保护功能的实现

HCPL-316J内置丰富的IGBT检测及保护功能，使驱动电路设计起来更加方便，安全可靠。其中下面详述欠压锁定保护(UVLO)和过流保护两种保护功能的工作原理：

(1)IGBT欠压锁定保护(UVLO)功能

在刚刚上电的过程中，芯片供电电压由0V逐渐上升到最大值。如果此时芯片有输出会造成IGBT门极电压过低，那么它会工作在线性放大区。HCPL316J芯片的欠压锁定保护的功能(uVLO)可以解决此问题。当Vcc，与VE之间的电压值小于12V时，输出低电平，以防止IGBT工作在线性工作区造成发热过多进而烧毁。示意图详见图1中含UVLO部分。

(2)IGBT过流保护功能

HCPL-316J具有对IGBT的过流保护功能，它通过检测IGBT的导通压降来实施保护动作。同样从图上可以看出，在其内部有固定的7V电平，在检测电路工作时，它将检测到的IGBTC-E极两端的压降与内置的7V电平比较，当超过7V时，HCPL-316J芯片输出低电平关断IGBT，同时，一个错误检测信号通过片内光耦反馈给输入侧，以便于采取相应的解决措施。在IGBT关断时，其C-E极两端的电压必定是超过7V的，但此时，过流检测电路失效，HCPL－316J芯片不会报故障信号。实际上，由于二极管的管压降，在IGBT的C-E极间电压不到7V时芯片就采取保护动作。

驱动电路方案设计

驱动电路的主要逻辑部件是芯片HCPL一316J。它控制IGBT管的导通、关断并且保护IGBT。它的输出功能可以简略的用下面的逻辑功能表来描述。(详见表1)

表格中最后一列为输出。当输出为High时IGBT导通，否则IGBT关断。IGBT导通需要同时具备最后一行的五个条件，缺一不可，即同相输入为高；反相输入为低；欠压保护功能无效；未检测到IGBT故障，无故障反馈信号或故障反馈信号已被清除。

根据上述输出控制功能，设计电路如图2。

整个电路板的作用相当于一个光耦隔离放大电路。它的核心部分是芯片HCPL-316J，其中由控制器(DSP-TMS320F2812)产生XPWMl及XCLEAR*信号输出给HCPL一316J，同时HCPL-316J产生的IGBT故障信号FAULT*给控制器。同时在芯片的输出端接了由NPN和PNP组成的推挽式输出电路，目的是为了提高输出电流能力，匹配IGBT驱动要求。

当HCPL-316J输出端VOUT输出为高电平时，推挽电路上管(T1)导通，下管(T2)截止，三端稳压块LM7915输出端加在IGBT门极(VGl)上，IGBTVCE，为15V，IGBT导通。当HCPL-316J输出端VOUT输出为低电平时，上管(T1)截止，下管(T1)导通，VCE为-9V，IGBT关断。以上就是IGBT的开通关断过程。

结语

IGBT对驱动电路有一些特殊要求，驱动电路性能的优劣是其可靠工作、正常运行的关键所在，高性能驱动电路的开发和设计是其应用的难点。本文详细分析了IGBT栅极驱动电路的特性，设计了一个采用HCPL-316J门极驱动光耦合器为核心的IBGT驱动电路。实际中应用于驱动Eupec公司200A／600V的低损耗IGBT模块，取得了很好的效果。

参考文献

1、刘志刚，叶斌，梁晖，电力电子学，北京：清华大学出版社，北京交通大学出版社2004

2、王兆安，黄俊，电力电子技术，北京机械工业出版社2000

3、王建渊，钟彦儒，张晓滨，基于数字信号处理器的IGBT驱动电路可靠性分析与设计，电源技术应用2004

4郭红霞，杨金明，IGBT的发展，电源世界，2006

igbt驱动电路范文第2篇

图2所示为驱动电路设计的方案框图，电路包含光纤发送电路、驱动转接电路、驱动器三部分。实际应用中，IGBT与DSP控制板的安装位置相距较远，为了增强抗干扰能力，实现远距离传输，由DSP控制板发出的PWM波(电信号)经光纤发送电路转换为光信号再经光纤传至驱动转接电路。驱动转接电路将光信号转换为与IGBT驱动器电平匹配的电信号，送给IGBT的驱动器。驱动转接电路要靠近IGBT驱动器安装，两者通过屏蔽排线连接可以增加抗干扰性。驱动器上反馈的IGBT故障信号沿与上述PWM波传输相反的路径送给DSP控制板，DSP对其处理然后发出相应保护指令。驱动器保护电路负责检测和保护功率器件，防止意外产生，可立即关断器件。

2驱动电路设计

2．1光纤发送电路由DSP发出的PWM信号先通过RC滤波和施 密特触发器整形后送给后面的光纤发送电路，转换为光信号，如图3所示。RC低通电路的参数如图3所示，截止频率fp=1/2πR1C1=6．8MHz，可滤除PWM波的高频干扰，二极管D1、D2将电平钳位在0V或5V，反相施密特触发器74HC14输出传递延迟为几十ns。二输入与非门SN75452的目的是为增强驱动能力。光纤发送、接受器分别采用AVAGO的HFBR1521和2521，这对组合能实现5MBd的传输速率下最大20m的传输距离。

2．2驱动转接电路驱动转接电路接收光纤传递过来的PWM波信号，将光信号转换为电信号，然后分成两路送给并联的两个IGBT的驱动器。图4为驱动转接电路的部分原理图。为了防止IGBT直通［7］，要求IGBT上、下管驱动信号不能同时为高电平。驱动转接电路将输入的两路信号PWM-A，PWM-B(对应IGBT上、下管驱动信号，低电平有效)其中一路信号做“非”处理然后与另一路信号做“与非”处理，这样，当驱动转接电路输入的两路PWM信号同时为低电平时，驱动转接电路输出PWM信号为低电平(高电平有效)，IG-BT上、下管均关断而不会直通。IGBT发生故障时，如过流、短路和驱动器电源欠压等，驱动器会反馈故障信号给驱动转接电路(图4中的SO1、SO2)。在驱动转接电路中将PWM信号与IGBT故障反馈信号SO(低电平有效)做“与”处理，这样当驱动器检测到IGBT故障时，驱动转接电路会封锁PWM信号输出(输出低电平)，及时关断IGBT。同时故障信号经驱动转接电路、光纤发送电路反馈给DSP，DSP对其处理后发出相应保护指令。

2．3驱动器电路

2．3．1输入信号处理2SP0320T2A0是基于CONCEPT公司的SCALE－2芯片组的驱动器。该驱动器采用脉冲变压器隔离，通过磁隔离把信号传到高压侧。根据脉冲变压器一次侧二次侧，芯片分为原方和副方。原方芯片有两个重要的特点:①芯片带宽很高，可以响应极高频的信号;②芯片的两个脉冲信号INA、INB输入跳变电平比较低，虽具有施密特特性，可是若噪声超过这个数值，驱动器也能响应。在SCALE－2输入芯片中，一般不使用窄脉冲抑制电路。但是若驱动器前端脉冲信号进行长线传输时，鉴于上述噪声干扰，窄脉冲抑制电路非常必要，然后再经施密特触发器CD40106，可将信号跳沿变得陡峭。门电路要就近接入INA、INB脚，如图5所示。为提高抗干扰能力可以在接收端放置一数值较小的下拉电阻，为提高输入信号的信噪比则可在输入侧配置电阻分压网络提高输入侧的跳变门槛，例如本来输入电压门槛分别为2．6V和1．3V经电阻R1=3．3kΩ和R2=1kΩ提高到了11．18V和5．59V。

2．3．2报错信号的处理报错信号SO管脚直接连到ASIC中，其内部为漏极开路电路，对噪声比较敏感，且连线越长，对噪声越敏感。对SO信号的处理有以下的方法:(1)SO信号必须有明确电位，最好就近上拉;(2)SO信号经过长线传输时，可以配合门电路，提高电压信号抗干扰能力，且接收端配合阻抗合适的下拉电阻;(3)SO接10Ω小电阻，再用肖特基二极管做上下箝位保护，控制器端用电阻上拉。如图6所示对应上述的第2种，虚线表长线传输。

2．3．3IGBT短路保护当IGBT发生短路时，短路电流会在短时间内图6报错信号处理达到额定电流的5倍～6倍［8］，此时必须关断IG-BT。否则会造成IGBT不可恢复的损坏，因此为保护功率器件，需要设计保护电路。短路检测一般用电阻或者二极管，检测功率器件C、E的饱和压降，图7则为二极管检测电路，当IGBT发生短路时，集电极电位上升，二极管截止，VISO通过R向C充电至参考电位，相应的比较器输出翻转，从而检测到短路状态。式中:VGLX为驱动器的关断电压，2SP0320T－2A0关断电压为－10V，C的值推荐在100pF～1nF，R的值推荐在24kΩ～62kΩ。驱动器短路保护原理如图8所示(由电阻Rvce检测短路)。其中VISO、VE、COM是由芯片内部将副边输出25V电源处理出来的端口。VISO、VE之间15V，是稳压的，COM、VE之间－10V，是不稳的。当IGBT导通时，B点电位从－10V开始上升(内部mosfet将B点电位箝在－10V)，IGBT集电极电位开始下降至Vcesat(2V左右)，最终B点电位也达到Vcesat;当IGBT短路后，IGBT会退出饱和区，此时A点电位(集电极)会迅速上升到直流母线电压，A点通过电阻向B点充电，由二极管钳位，B点电压在15V左右。经过一段时间后(极短的时间)，B点电位上升到参考电压C点，比较器翻转，IGBT被关断。参考电压通过电阻R2来设置，VREF=150μA•R2。由于密勒电容的存在，当IGBT短路时，门极电位会被抬升，相应短路电流会增大。门极钳位电路可以将门极电位钳住，以确保短路电流不会超过规定的范围，一般有俩种方法:①G和E之间接一个双向的TVS。②门极直接接一个肖特基二极管将门极钳位在15V。IGBT发生短路时，此时关断管子di/dt会很大，电路中的杂散电感会感应出很高的尖峰电压或较大的dv/dt，关断过压值可通过Vtr=Lsdi/dt计算，Ls表杂散电感，这些都可能损坏IGBT。有源钳位电路［9］则可以钳住IGBT的集电极电位，当集电极－发射极电压超过阈值时，部分打开IGBT，从而令集射电压得到抑制。有源钳位电路一般在发生故障时才会动作，正常时不动作，因为在器件正常关断时产生电压尖峰不太高，但过载和发生短路时，此时关断管子会产生非常高的电压尖峰。最基本的有源钳位电路，只需要TVS管和普通快恢复二极管即可构成，但存在TVS管功耗大和钳位效果不好等缺点，基于SCALE－2设计的AdvancedActiveClamping电路改进了这些缺陷，钳位的准度及电路的有效性大大提高，可参考文献［10］。

3实验波形与分析

将设计出IGBT驱动电路应用在前面所述500kW光伏逆变器上。我们用示波器分别测量一路PWM信号光纤发送板的输出波形和光纤转接板的输入波形，如图9(a)所示，测量光纤转接板输出波形和IGBT驱动器输出波形，如图9(b)所示。同一桥臂上下管的驱动信号如图9(c)所示。可以看出，该驱动电路信号传输延迟小，跳沿陡峭，信号无失真，说明其抗干扰能力强。上下管的脉冲之间明显有一死区时间，可防止桥臂直通。采用了该驱动电路的500kW光伏逆变器运行状况良好。我们测量了其约80%负载时并网电流波形，如图9(d)所示，电流波形为光滑正弦波，总谐波畸变率THD＜2%。

4结论

本文设计的一款大功率的IGBT驱动电路，在实际500kW的光伏逆变器中得到验证，驱动稳定可靠，并具有保护作用，对整个光伏并网系统的可靠性起了重要的作用，可应用于类似大功率变流设备中，对其他驱动电路设计也具有很好的借鉴性和指导性。

igbt驱动电路范文第3篇

关键词：IGBT驱动 HCPL-316J 三相逆变电路 分立元器件

Abstract: In order to simplify the driving circuit of the power converter using discrete power devices IGBT and improve the stability and reliability of the IGBT, optical coupler HCPL-316J is employed in the driving circuit of the IGBIT. The structure and principle of the HCPL-316J is analyzed in detail. According to the requirements of the IGBT, an IGBT driving circuit base on optical coupler HCPL-316J for a three phase half bridge topology is designed. This circuit can work well in a wider voltage range with the ability of under voltage protection, over voltage protection, over current protection, etc., which can guarantee the IGBT reliable operation. The experimental results illustrate that this driving circuit has the good ability of driving and protection, and reduce the cost of the power converter.

Key words: IGBT driver, HCPL-316J, Three Phase Inverter Circuit, Discrete Power Devices

中图分类号：S611 文献标识码：A 文章编号：

0 引言

随着电力电子技术的发展和应用领域的不断拓展，功率电路与功率器件作为这些应用中的关键因素收到了更广泛的重视。绝缘栅双极性晶体管（IGBT）是一种电压控制型功率器件，其导通压降低，具有较大的安全工作区间和短路承受能等特点使它在中功率以上的逆变器成为主流[1]-[5]。在整个电力电子系统中，IGBT等功率器件成本占总成本的60%以上，如何有效的驱动和保护功率器件，降低驱动器成本是非常必要的。在分析了IGBT驱动的基础上，利用HCPL-316J芯片提供的光耦隔离，过流欠压等保护功能设计了基于分立元器件的三相逆变电路，既降低了逆变器成本又能满足IGBT驱动和保护的要求。

1驱动电路

IGBT的门极驱动条件密切地关系到他的静态和动态特性。门极电路的正偏压uGS、 负偏压-uGS和门极电阻RG的大小，对IGBT的通态电压、开关、开关损耗、承受短路能力及du/dt电流等参数有不同程度的影响。 其中门极正电压uGS的变化对IGBT的开通特性，负载短路能力和duGS/dt电流有较大的影响， 而门极负偏压对关断特性的影响较大。同时， 门极电路设计中也必须注意开通特性，负载短路能力和由duGS/dt电流引起的误触发等问题。

一般来说，IGBT驱动主要有以下几个要求[2]-[9]：

(1) 弱电与强电相互隔离。

(2) 选择合适的RG。RG较大，有利于抑制IGBT 的电流上升率及电压上升率，但会增加IGBT 的开关时间和开关损耗；RG较小， 会引起电流上升率增大，使IGBT 误导通或损坏。RG的具体数据与驱动电路的结构及IGBT 的容量有关，一般在几欧～几十欧， 小容量的IGBT 其RG值较大。

(3) 选择合适的驱动电压。对于正向驱动电压，过大会导致误导通或器件的损坏，过小会使器件因退出饱和区进入线性区而过热损坏。为了防止器件关断时浪涌电流而使IGBT误导通，一般采用－5v的负偏压。

(4) IGBT快速开通和关断有利于提高工作频率，减小开关损耗。但如带大电感负载，开关频率不宜太大，因为高速的开通关断会产生很大的尖峰电压，会对器件造成损坏。

(5) 驱动电路应具有较强的抗干扰能力及对IGBT的保护功能。

(6) 驱动电路应提供足够的功率，使器件开通后，IGBT不至退出饱和而损坏。

图1为 HCPL-316J 内部结构图[10]。光耦管 LED1组成输入控制电路, VIN+和 VIN-分别为正/负逻辑输入端。当输入负逻辑信号时, VIN+置为高电平, VIN-接输入信号; 反之, 当输入正逻辑信号时, 则 VIN-置为低电平, VIN+接输入信号。输入信号门电路由 LED1 传送到内部驱动电路并转换为 IGBT 的门极驱动信号。 光耦管 LED2 等组成故障信号控制电路, 该驱动器 7 引脚悬空, 8 引脚接地, VCC1 和 GND1 为输入侧电源,VCC2 和 VEE 为输出侧电源,

图1 HCPL-316J 内部结构图

VC 为推挽式输出三极管集电极的电源可直接与 VCC2 相接, 或者串联一只电阻 RC 以限制输出导通电流, VOUT 为门极驱动电压输出端。可以在被驱动的功率器件过流或门极驱动电路自身电源发生故障时,对被驱动的 IGBT进行快速有效地保护。该系列驱动器具有高 dv/dt 容量; 保护功能完善; 故障记忆, 通过 FAULT信号告知控制系统; 上下互锁,避免同一桥臂两只 IGBT同时开通; 栅极电阻外部可调, 使用不同功率的 IGBT时都能工作在较高的开关频率下, 并得到高转换效率。

由 LED2 等组成的故障保护电路, DESAT为过流检测输入端, 通过串联电阻和箝位二极管与 IG-BT集电极相连。正常状态下, 不可能检测到过流故障, FAULT 为低电平, RS 触发器输出端 Q 保持低电平, 确保输入信号通过发光二极管 LED1, 且故障信号输出 FAULT为高电平, 复位端 RESET 对输入通道不起作用。若 DESAT 检测到过流信号( DESAT 端电压超过 7 V) , 则 FAULT 为高电平。该信号经内部逻辑一方面闭锁驱动器输出及LED1 的输入信号, 另一方面使 LED2 导通, RS 触发器输出端 Q 为高电平, 故障输出 FAULT 为低电平, 通知外部微机。当 IGBT发生过流, 驱动器输出电平下降, 使 IGBT 软关断, 以避免突然关断时因产生过压而导致 IGBT 损坏。另外, 由于故障输出端 FAULT 为集电极开路, 可实现多个器件的FAULT并联到微机上。

2HCPL316 芯片功能介绍

HCPL-316J是由Agilent公司生产的一种IGBT门极驱动光耦合器， 其内部集成集电极发射极电压欠饱和检测电路及故障状态反馈电路， 为驱动电路的可靠工作提供了保障。 其特性为：兼容CMOS/TYL电平；光隔离，故障状态反馈； 开关时间最大500ns； “软” IGBT关断；欠饱和检测及欠压锁定保护；过流保护功能；宽工作电压范围(15～30V) ； 用户可配置自动复位、 自动关闭[10]。

3驱动电路设计

HCPL-316的输出功能可以简略的用下面的逻辑功能表来描述。 (详见表1).依据芯片的逻辑功能和逆变电路的原理。设计了带卸放斩波管的逆变桥功率电路（如下图所示）的驱动。

图2 逆变桥功率电路

FAULT,RESET信号采用全局设置，即七路驱动的FAULT, RESET并联在一起使用。每一个IGBT的驱动电路如图3所示。

图3基于HCPL-316J 的IGBT驱动电路

电路中的元件参数依据驱动条件和所驱动的管子所决定。本文所用的功率管为FGA25N120ANTD，耐压1200V， 结温25°C时，耐流50A。 高压侧采用1：100的差分探头，低压采用普通探头，测的驱动实验波形如图4所示：

(a) 一路IGBT驱动的光耦两侧的信号

(b) 一相桥臂IGBT的驱动波形

图4 驱动电路实验波形

4结论

在分析了IGBT驱动的基础上，利用HCPL-316J芯片提供的光耦隔离，过流欠压等保护功能设计了基于分立元器件的三相逆变电路。由实验波形可以看出，该驱动电路能够满足IGBT导通和关断的动态要求，为进一步功率电路的应用打下了基础。

参考文献

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[2] 王兆安，黄 俊．电力电子技术[M]，北京：机械工业出版社，2005．

[3] 刘志刚，叶斌，梁晖．电力电子学[M]，北京：清华大学出版社，2004．

[4] 魏培华，唐海燕，李云．IGBT 智能化驱动电路设计[J], 机车车辆工艺，2007年第2期：30-33.

[5] 乔冠梁，丁远翔，丁学文．IGBT模块的一种驱动设计[J]，国外电子元器件,2007 年第 10 期：36-39．

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[9] 唐杰，唐雄明，孟志强．一种专为IGBT和MOSFET 设计的新型集成驱动器[J]，国外电子元器件，2003年第11期：53-55．

[10] HCPL-316J 使用手册，．

作者简介：

igbt驱动电路范文第4篇

关键词：IGBT； VLA517； 驱动电路； 保护电路

中图分类号：TG434.1 文献标识码：A 文章编号：1006-3315（2013）11-179-001

IGBT（绝缘栅双极型晶体管）是一种新型复合型器件。它具有高输入阻抗、低导通压降、热稳定性好、驱动电路简单、耐压高等几个方面的优点。IGBT专用高速驱动器VLA517是常用的集成驱动电路，它是EXB841的改进型。

一、VLA517的工作原理剖析

VLA517是IGBT 驱动专用模块，它由放大电路、过流保护、5V基准电压和输出等部分组成。工作电压为+20V，采用高速光耦实现隔离。其结构和工作原理如下。

（一）导通过程

（二）关断过程

（三）过流保护动作

（一）降低过流保护的阈值

在快速恢复二极管后面串接相同规格的二极管，其个数根据保护阈值而定，或者反相串接一个稳压管[2]，以保证在IGBT轻度过流时，就能发现并有效地关断。连接电路如图2所示，。该电路是在快恢复二极管后串联了一个3V的稳压管IN4727，以降低过流保护的阈值。

（二）VLA517内部1号和9号管脚内的稳压二极管易损问题的解决办法

VLA517的管脚1和9间的稳压二极管VZ2的额定功率为0.5W，易于损坏[3]。VZ2损坏以后，1号管脚将悬空。通过设计外部电路，可以避免VZ2的损坏。具体做法是在VLA517的管脚2和9之间串接一个电阻和一个稳压管，利用IN4733向IGBT的E极提供的5V电位。这样，即使VZ1已损坏，VLA517仍然可以正常使用，只需更换VZ1即可。如图2所示，C2和R3构成吸收回路。

图2 改进后的VLA517的驱动电路图

总之，通过降低过流保护阈值，确保了IGBT的安全性；通过外加电路改造了VLA517，使稳压管损坏后便于更换，因而降低了成本，使用更安全、可靠。改进后的电路已经用于配电网单项接地的故障信号源的发生器中。

参考文献：

[1]陈长江IGBT驱动保护电路EXB841的应用研究[J]武汉船舶职业技术学院学报，2004，（4）：22-23

[2]孙先绪，孙朔冬.GBT驱动模块EXB841使用方法的改进[J]煤矿机电，2006，（1）：75-76

igbt驱动电路范文第5篇

【关键词】M57962L;IGBT;驱动;电路

ABSTRACT：This article describes the IGBT gate drive circuit protection classification，analysis of the trends of the IGBT driver protection circuit，common IGBT drive optocoupler isolated，transformer isolated typical circuit analysis，and common market manufacturers.IGBT drive operating parameters and compares the performance analysis on the MOSFET fault in the engineering practice to discuss the principle of selection of IGBT driver reference.

KEY WORDS：M57962L;IGBT;drive;circuit

引言

IGBT是一种新型功率器件，即绝缘栅极双极集体管（Isolated Gate Bipolar Transistor），是上世纪末出现的一种复合全控型电压驱动式电力电子器件。它将GTR和MOSFET的优点集于一身：输入阻抗高，开关频率高，工作电流大等，在变频器、开关电源、弧焊电源等领域得到广泛地应用[1]。

IGBT具有一个2.5V～5.0V的阀值电压，有一个容性输入阻抗，因此IGBT对栅极电荷集聚很敏感。故驱动电路必须可靠，要保证有一条低阻抗值的放电回路，同时驱动电源的内阻一定要小，即栅极电容充放电速度要快，以保证VGE有较陡的前后沿，使IGBT的开关损耗尽量要小。

在IGBT承受短路电流时，如果能及时关断它，则可以对IGBT进行有效保护。识别IGBT是否过流的方法之一，就是检测其管压降VCE的大小。IGBT在开通时，若VCE过高则发生短路，需立即关断IGBT。在过流关断IGBT时，由于IGBT中电流幅度大，若快速关断时，必将产生过高，在IGBT两端产生很高的尖峰电压，极易损坏IGBT，因此就产生了“软慢关断”方法。M57962L驱动电路就是依照上述理论进行设计的。

1.驱动芯片M57962L简介

M57962L是日本三菱公司生产的专用驱动IGBT模块的驱动器，其内部结构方框图如图1所示。它由光藕合器、接口电路、检测电路、定时复位电路以及门关断电路组成。

图1 驱动芯片M57962L内部结构方框图

M57962L主要有以下特点：（1）具有较高的输人输出隔离度（VISO=2500Vrms）;（2）采用双电源供电方式，以确保IGBT可靠通断;（3）内有短路保护电路;（4）输人端为TTL门电平，适于单片机控制[2]。

1.1 引脚排列及主要性能参数

M57962L驱动器的印刷电路及外壳用环氧树脂封装，公有14根引脚，其中②，③，④，⑦，⑨，⑩为空脚，其外型与引脚排列如图2所示。

M57962L的主要参数列于表1中。

1.2 保护工作原理

M57962L内部具有短路保护功能，其保护电路工作流程图如图3所示。检测电路检测到检测输人端①脚为15V高电平时，判定为电路短路，立即启动门关断电路，将输出端⑤脚置低电平，同时输出误差信号使故障输出端⑧脚为低电平，以驱动外接保护电路工作。经1-2ms延时，如果检测出输人端 脚为高电平，则M57962L复位至初始状态。

图2 驱动芯片M57962L引脚图

表1 M57962L的主要参数

图3 M57962L保护工作原理

2.M57962L应用电路

图4 IGBT驱动电路

电源去耦电容C2～C7采用铝电解电容器，容量为100μF/50V，R1阻值取1kΩ，R2阻值取1.5kΩ，R3取5.1kΩ，电源采用正负15V电源模块分别接到M57962L的4脚与6脚，逻辑控制信号IN经13脚输入驱动器M57962L。双向稳压管Z1选择为9.1V，Z2为18V，Z3为30V，防止IGBT的栅极、发射极击穿而损坏驱动电路，二极管采用快恢复的FR107管。

3.双极性图腾柱驱动器

使用M57962L，必须选择合适的驱动电阻。为了改善栅极控制脉冲的前后沿陡度和防止振荡，减小集电极电流的上升率，需要在栅极回路中串联电阻RG，若栅极电阻过大，则IGBT的开通与关断能耗均增加;若栅极电阻过小则使过大可能引发IGBT的误导通，同时RG上的能耗也有所增加。所以选择驱动电阻阻值时，要综合考虑这两方面的因素，并防止输出电流IOP超过极限值5A，RG的选取可以依据公式[3]：

对大功率的IGBT模块来说，RGMIN数值一般按下式计算：

这是因为对于大功率的IGBT模块，为了平衡模块内部栅极驱动和防止内部的振荡，模块内部的各个开关器件都会包含有栅极电阻器，数值视模块种类不同而不同，一般在0.75～3Ω之间，而f的数值则依靠栅极驱动电路的寄生电感和驱动器的开关速度来决定，所以获得的最佳办法就是在改变 RG时监测IOP，当IOP达到最大值时，RG达到极限值。

但在使用中应注意，RG不能按前面的公式计算，而要略大于。如果 RG过小会造成IGBT栅极注入电流过大，使IGBT饱和，无法关断，即在驱动脉冲过去的一段时间内IGBT仍然导通。本设计中要驱动IGBT为大电流的功率器件，所以在选择RG时综合上述的要求，选取RG为3.5Ω。

4.结论

IGBT具有开关速度快、栅极驱动电流小、驱动功率大等特点得到广泛应用。针对 IGBT 驱动的实际要求，介绍了IGBT工作特性，并利用M57962L设计出一种适用的IGBT驱动电路。

参考文献

[1]蓝宏，等.大电流高频IGBT用M57962L驱动能力解决方案研究[J].研究与应用，2006，30（2）：35-37.

[2]田颖，陈培红，等.交流逆变器中IGBT的驱动与保护[J].电器开关，2007，6（1）：73-75.

igbt驱动电路范文第6篇

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关键词：HCPL-316J；IGBT驱动电路；故障保护

引言

光耦驱动芯片HCPL-316J是Agilent公司[编者注：2014年8月更名为keysight（是德）公司]生产的栅极驱动电路产品之一，可用于驱动150A/1200V的IGBT，开关速度为0.5μs，有过流检测和欠电压封锁输出，当过电流发生时，能输出故障信号（供保护用），并使IGBT软关断。近年来，HCPL-316J的应用研究得到了重视，从目前公开发表的文献来看，研究主要侧重于输出电路部分，重点是过流软关断的原理、工作过程和实用电路设计，对故障信号反馈端和控制信号输入端的应用研究不多。在文献中均提到将故障信号反馈给主控芯片，但没有深入的研究如何充分利用该信号端提高驱动电路的整体性能。

光耦HCPL一316J的过流保护具有自锁功能，并可设定保护盲区，能有效防止IGBT在工作中瞬时过流而使保护误动作。当过流是由故障引起的，驱动电路将故障信号反馈给主控DSP，主控芯片接收到故障信号后，封锁系统中所有驱动芯片的控制信号，实现故障保护。但在实际应用过程中，某些系统的主控程序复杂，运行时间长，造成故障信号发出后，系统不能及时封锁所有IGBT的驱动电路，部分IGBT模块仍然强行工作，引发严重的后果。

本文针对上述问题设计了一种IGBT驱动电路，不仅具备可靠的过流软关断功能，而且故障保护响应及时，不受主控程序运行时间延滞的影响。

1 应用电路设计

1.1设计思路

HCPL-316J有Vin+、Vin-两个控制信号输入端。常见的应用思路是将PWM信号从其中一个输入端引入，另一个输入端的电平始终保持不变，如图1所示。这样，只要主控芯片有PWM信号输出，HCPL-316J就能驱动IGBT工作。这种应用方式实际上是在两个输入端中选择一个使用，另一个端子的功能没有得到充分的利用。

本文设计的IGBT驱动电路，PWM信号从Vin-输入，Vin+输入端与HCPL-316J的故障报警反馈端相连，如图2所示。HCPL-316J的故障报警是低电平有效，正常工作时，故障报警输出端是高电平，Vin+端也是高电平，PWM信号能从Vin-输入到HCPL-316J内音B。当HCPL-316J检测到故障时，故障报警反馈端输出低电平，Vin+端电平被拉抵，PWM信号不能从Vin-输入到HCPL-316J内部。

1.2应用电路实现

图3为IGBT驱动电路原理图，图中两个光耦芯片各自驱动一个IGBT模块，当有更多个光耦芯片时，参照此图进行连接。以其中的HCPL-316J（1）芯片为例，其输出电路主要分为以下三个部分：R3、R4、R5、Ql、Q2组成的栅极推挽驱动电路；R2、D2组成的过流检测电路：D3、C2、C3、C4组成的保护电路。输出电路主要用于实现对IGBT的推挽驱动和过流检测，相关原理和应用在文献中已有详细介绍，这里不再赘述。

原理图中的PWM控制信号由主控芯片DSP生成，从光耦的Vin一端输入，同时，所有光耦使用同一个复位信号RESET。每个光耦的故障信号输出反馈端接一个钳位二极管（如图3中的Dl、D4），钳位二极管阴极接光耦输出端，所有钳位二极管的阳极连接成一点，作为驱动模块总故障信号FAULT。FAULT信号线又连接到所有光耦的Vin+端，同时经限流电路Rl接+5V电源。系统正常工作时，光耦的Vin+端和FAULT信号线均呈现高电平，钳位二极管处于截止状态，PWM控制信号从Vin-端输入到光耦内部，光耦在DSP的控制下驱动IGBT工作。

当某一个光耦芯片检测到故障时，其故障输出反馈端呈现低电平，端子上的钳位二极管导通，总故障信号FAULT变低，向主控芯片发出故障报警信号，同时所有光耦芯片的Vin+端被钳定在低电平，Vin -端子上的PWM信号无法输入到光耦内部，在第一时间封锁所有光耦的输入，IGBT失去驱动信号而停止工作，实现了对IGBT模块的故障快速保护功能。显然，在主控芯片封锁PWM控制信号之前，驱动电路已经阻止PWM信号的输入，这样就解决了主控程序运行时长对故障保护时效性的影响。

2 实验

实验电路中主控DSP选用的是TMS320F2812， IGBT选用FS100R12KT3模块，推挽电路中的NPN管选用MJD44H11G，PNP管选用MJD45H11G.其它元件参数配置如下：R1=R2=R6=lOk Q，R3=R4=R5=R7=R8=R9=10 Q.C1=C5=330pF ，C2=C3=C6=C7=0.1μF，C4=C8=lOOpF。

为验证过流保护的时效应，在HCPL-316J（1）芯片DESAT端突加一个电压信号，模拟系统过流故障状态，在4通道示波器D SOX2004A上观察到的实验波形如图4所示。当VDESAT1>7V时，HCPL-316J（1）芯片进入过流软关断的工作过程，将自身驱动的IGBT（1）软关断，同时发出故障报警信号，VFAULT信号由高变低。一旦VFAULT变为低电平，HCPL-316J（2）芯片的输出VGE2电压信号立即下降为零，第一时间关断IGBT（2），实现故障快速保护，而主控DSP在经过2μs后才封锁控制信号PWM2。

3 结论

本文设计的基于HCPL-316J的IGBT驱动电路重点在于对HCPL-316J的信号输入端Vin+、Vin-和故障信号反馈端FAULT的应用研究，实验结果表明本设计能充分保证故障保护的快速性，尤其适用于控制系统复杂，主控程序运行时间较长的场所。

igbt驱动电路范文第7篇

【关键词】大功率IGBT 串联 并联

近年来，IGBT在电路中的应用越来越广，同时，诸如轨道交通等行业对兆瓦级大功率变流器的需求也增加，也就更需要大功率的IGBT。直接选用大功率等级的IGBT虽然满足要求，但会增加成本和驱动电路的复杂性，因此驱动电路简单而市场货源充足的串联或并联较小功率等级的IGBT的方法就受到了人们的青睐，有关人员对此实行了研究。

1 IGBT简介

传统的高压直流输电是以晶闸管作为换流阀，用相控换流器（PCC）技术为核心。但是，晶闸管具有单向导电性，导致PCC技术只能控制阀的开通，只有通过交流母线电压过零，把阀电流减小到阀的维持电流以下，才能实现阀的自然关断。IGBT就是在这种情况下发展而来的。

IGBT的全称是Insulated Gate Bipolar Transistor，即绝缘栅双极型晶体管。与传统晶闸管器件相比，它的开关损耗和驱动功率都比较小、通态压降也明显降低，但开关速度和输入阻抗则比较高，因此在高压固态开关、柔性直流输电等需要大功率的设备和场合更为适用。但这些大功率的设备同时也需要较高的电压，通常能达到数十甚至数百千伏，然而目前单个IGBT最高只能达到6.5千伏电压，因此急需提升容量的方法。研究人员要兼顾经济性和器件的可靠性，因此就需要对多只IGBT采取串联或并联的措施，以实现大功率的需要。

2 对大功率IGBT串联的研究

2.1 大功率IGBT串联及动态不均压原因的简述

对IGBT器件直接串联是实现大功率IGBT的一种方式，这种串联的电路依据的理论就是在触发IGBT的时间和器件参数相同时，可以根据其耐压值，串联任意数量的器件。它的优点是设计结构简单、易于控制而不必使用太多器件，因此深受欢迎。但是在使用时，这种器件的开关速度快，实际运行时一般仅需数十乃至数纳秒，也就意味着这种串联电路要求极高的单个器件均衡性。

然而，IGBT的个体之间在结构上和触发上都存在一定差异，尽管差异不大，但在整个IGBT组合开关的一瞬间，IGBT本身的反并联二极管被强制关断，由于它们的反向恢复电荷并不相同，导致速度差异，结果就引起动态电压不均衡的问题。

2.2 实行均压的方法

常见的动态均压技术有两种：栅极侧主动均压和负载侧被动均压。前者需要使用阻容二极管有源均压法和脉冲变压器耦合均压法，后者则是利用一个缓冲吸收电路或箝位电路。

为了测试不同方法的效果，需要对两种方式进行仿真试验。电压不均衡是因为延迟时间的差异，而当差异在300ns以下，电压不均的问题就不会很明显。因此，实验设定的延迟时间为500ns。

研究人员先根据不同的方法设计出合适的电路，给出合适的电压值或负载值，然后绘制相应的IGBT开通和关断波形图，比较采取均压措施前后的变化。实验发现，负载侧被动均压结构简单而且能有效减少电压的不平衡，但在IGBT特性区别较大时，电路上的损耗会增加，而且影响IGBT开关的速度，更适合功率相对较小的情况。脉冲变压器耦合法同样效果明显，而且对电路损耗、开关速度的影响都不大，但在变压器参数的设计和选择上要格外注意，否则效果会不理想。阻容二极管有源均压法的优势则是稳定电压的用时短，可以保证系统的工作效率，并能用于多模块IGBT的串联使用。

3 对大功率IGBT电路并联的研究

3.1 常用的并联方式

为了以经济的方式实现IGBT更高等级的功率，对IGBT采取直接并联的技术也是一种方法。常见的并联方式有功率模块级并联、驱动级并联和器件级并联。功率模块级并联是指并联相同功能和功率的模块，优势是开发周期短、容易实现同一变流器不同功率等级的系列化扩展需求、可靠性高；但器件工作时的均流性和同步保护性都较差。驱动级并联中的各IGBT器件都有独立驱动器，可以试验同步运行。由于不存在环流问题，其均流效果较好，但器件的故障保护不同步，且较多的驱动器意味着更高的成本。器件级并联可以实现1个驱动器驱动多个器件，在小功率IGBT中应用普遍，但在大功率的IGBT中，由于共射环流、主电路平衡和器件差别的影响，技术上难度较大；不过，它可以确保驱动信号及故障保护的一致性，有利于减少故障、降低成本。

3.2 并联电路的问题及研究

在IGBT并联电路中，由于器件参数不一致、电路布局不对称和设计不合理等原因，往往会引起通过IGBT器件的电流分配不均匀，而均流状况不佳会造成不理想的输出效果甚至器件和装置的损坏。因此，有关人员进行了仿真试验，以便研究不均流现象。

研究人员采取了电压型全桥逆变电路的主电路设计，4个电臂均由2个并联的三菱CM200DY-12E型号IGBT模块组成。试验发现，饱和导通压降和集电极、发射极引线的等值电阻都会引起静态不均流。第一种情况下，制造IGBT的工艺缺陷导致饱和导通压降不一致，压降较小的器件中，通过的电流更大。第二种情况里，引线长度有偏差时会导致两极的等值电感和电阻的不同。尽管电阻的差异微小，但会对静态电流产生较大影响，进而导致不均流。

当并联的IGBT开通和关闭时间不一致时，就会引起动态不均流。导致这种差异的因素有驱动电路设计、栅极电阻、门槛电压和密勒电容等。例如，电路设计时，进行共用驱动器和独立驱动器的对比，发现前者在延迟上没有差异，更容易实现动态均流。电容值越大，延迟时间就越长，越会影响电路的关断。

此外，设计电路时，要注意合理的布局。首先，尽可能选用参数完全一致/匹配的器件；其次，IGBT会受到温度影响，因此要保证把IGBT安装在同一个散热板上，实现对称散热。

4 结束语

在大功率的IGBT电路使用范围愈发广泛的过程中，不同电路设计各有优势，但缺陷也逐渐暴露。因此，目前重点研究了串、并联中的缺点，以尽可能减小乃至消除它们的影响，促进大功率IGBT驱动电路的普及。

参考文献

[1]辛卫东，汪东军，鞠文杰，孙宏志，邝静.大功率IGBT串联电压失衡机理及均压方法[J].电气应用，2014（19）：68-72.

[2]窦康乐，严仲明，李海涛，程志，吴锐，王豫.大功率IGBT模块串联动态均压的研究[J].电测与仪表，2012（04）：87-91.

[3]马伯乐，杨光，忻力.大功率IGBT直接并联应用技术研究[J].机车电传动，2014（01）：11-15.

[4]祁善军，翁星方，宋文娟，黄南.大功率IGBT模块并联均流特性研究[J].大功率变流技术，2011（06）：10-14.

作者单位

igbt驱动电路范文第8篇

下面以2SD315A为例，对CONCEPT公司驱动器加以说明：

配套能力强，1 700 V，2 500 V，3 300 V三种电压等级；内部双DC／DC变换器，两路驱动电源隔离；单15 V供电，内部+15 V，-15 V由DC／DC变换器得到；用变压器隔离，工作频率100 kHz；-40～+85 ℃工作范围；独立工作方式或半桥工作方式；CMOS／TTL信号输入；隔离电压4 000 Vrms；UCE监控短路过流；死区时间可调；故障记忆锁定输出；欠压(

4.8 EUPEC公司系列驱动器

EUPEC公司驱动器主要有两种：

2ED020I12-F：1 200 V等级，±15 V／+l A／－2 A，无磁心变压器驱动；2ED300C17-S／ST：1 700 V等级，±15 V／30 A，变压器驱动

4.9 光纤隔离驱动

自世界上第一只MOSFET及IGBT问世以来，电压控制型电力电子器件特别是IGBT正经历一个飞速发展的过程。 IGBT单模块器件的电压越做越高，电流越做越大。同时，与之配套的驱动器件也得到了大力发展。随着器件应用领域越来越广，电源设备变换功率越来越大，电磁干扰也相应增大。在这种情况下，提高控制板的抗干扰能力，提高驱动耐压等级己成为一种趋势。光纤的使用也就成为了一种必然。

(1)IGBT驱动隔离的几种方式

不同功率等级的器件，对驱动的要求不尽相同，下表给出了目前常用的几种驱动方式的比较(见表20)。

(2)光纤收发器的种类

目前，大部分光纤收发器均使用Aglient公司的几种产品型号。具体见表21(表中数据均为0～70℃使用条件，特殊标注除外)。

一般情况下，HFBR-1522，HFBR-2522使用较多，在大功率电力转换设备中，控制板与大功率模块驱动板之间1MBd的信号传输率已满足要求，而且45m的距离也已足够使用，在实际使用中，光纤的长度可依要求选择(见图35、图36及图37)。

(3)光纤传输在驱动电路中的具体应用

在这里，以CONCEPT公司的专用高压IGBT驱动板(HVl)：1SD418F2-FZ2400R17KF6为例描述其具体应用。驱动板的驱动对象是2400A/1700A IGBT，这种组合具有所有IPM的功能，具体电路框图如图38所示。

igbt驱动电路范文第9篇

6 IGBT的保护与集成驱动电路

6.1 常用的IGBT分立驱动电路

这里介绍几种常见的由分立元器件构成的IGBT驱动电路。

(1)采用双电源供电的IGBT驱动电路

图30所示为采用双电源供电的IGBT驱动电路，根据IGBT栅极驱动要求分别采用正、负偏置电压供电。输入驱动信号经过整形电路整形以后进入功率放大级。当驱动信号为高电平时，经过整形电路以后输出低电平，晶体管VT1截止，晶体管VT2正向偏置导通，将正偏置电压通过驱动电阻RG加到IGBT上驱动栅极，使得IGBT导通。当驱动信号为低电平时，A点为高电平，晶体管VT1正向偏置导通，晶体管VT2截止，负偏置电压通过晶体管VT1和驱动电阻RG加到IGBT上驱动栅极，使IGBT关断。同时，为了消除可能出现的栅极电压的振荡现象，在IGBT的栅极和发射极之间并联了一个RC阻尼电路。

(2)变压器隔离驱动电路

在某些应用场合，需要控制电路和主电路之间实现电隔离。图31所示为一个具有电隔离功能的驱动电路，这里采用脉冲变压器实现电隔离。驱动信号通过一个脉冲变压器隔离传送到二次侧，然后通过由两个二极管组成的整形电路，最后通过一个驱动电阻接到IGBT的栅极。为了防止振荡，在IGBT的栅极和发射极之间并联了一个电阻。

(3)光耦隔离驱动电路

在IGBT驱动电路中，最常用光隔离方法是采用快速的光耦合器VLC隔离方法，如图32所示。当驱动信号作用时，发光二极管导通，光耦合器二次侧晶体管VT1导通，R1上有电流流过，场效应晶体管VF关断，在正电源的作用下，经过电阻R2，晶体管VT2的基极-发射极有了偏置电流，VT2迅速导通，经过栅极驱动电阻RG，IGBT得到正偏置电压而导通。当UG为低电平时，发光二极管上没有电流流过，作用过程相反，VT1导通使得VT3导通，－5V的电源通过栅极驱动电阻RG加在IGBT的栅极和发射极之间，使得IGBT迅速关断。

6.2 IGBT的保护电路和缓冲电路

电力电子电路工作时，由于外部原因或操作失误等原因，为了保证用电设备和用户的安全，同时将由于非正常运行造成的损失降到最小，需要在电力电子电路中设计保护电路。

IGBT常用的保护电路有两种：过电流保护和过电压保护。

(1)过电流保护

IGBT的过电流往往是由于电路中的短路引起的。当电路中发生短路时，IGBT集电极电流将急剧增加并超过额定值，集电极电流增加也引起IGBT集电极-发射极电压UCE的上升，于是IGBT功率损耗增加。长时间运行于这种状态，将使IGBT的结温超过允许值而烧毁。

发生短路的原因可能有很多种，下面以一个三相逆变电路为例，介绍常见的短路状态：

①支路短路 由于电路中IGBT或是其反并二极管损坏造成短路，如图33(a)所示。

②桥路直通短路 由于控制电路或驱动电路故障或干扰引起的开关误动作造成同一桥臂上下两个IGBT同时导通，如图33(b)所示。

③输出短路 由于装配失误或负载绝缘损坏造成短路，如图33(c)所示。

④接地短路 由于配线等人为失误造成接地短路，如图33(d)所示。

(2)过电流保护方法

为了实现过电流保护，需要进行过电流状态检测。对IGBT而言，常用的过电流检测方法有两种：电流传感器检测法与IGBT的饱和压降检测法。

①电流传感器检测法 通过在电路中加入电流传感器，通过检测电路中的电流，判断IGBT是否过电流。通过此方法可以对电路的各种短路状态进行检测和区分，从而根据不同的短路状态采取不同的保护策略，减小由于电路异常所造成的损失。

另外，如果过快地关断IGBT中的过电流，将引起集电极与发射极之间发生过电压，造成IGBT损坏。因此，在检测出过电流以后，必须采取一定的策略关断IGBT，使关断过程落在反向偏置安全工作区(RBSOA)内，即采取所谓柔性关断。

②IGBT的饱和压降检测法 IGBT过电流时的饱和压降UCE(sat)，比正常工作时要高。

图34是采用间接电压法的过流保护电路，它是应用IGBT过流时UCE值增大的原理来检测IGBT的过流现象。M57959AL驱动器内部电路能很好地完成软关断功能。电路中含有过电流信息的UCE经快速恢复二极VD2检测，直接送至M57959AL的集电极电压监测端子1，8脚输出；通过U2光电耦合器，送比较器U1A正相端与反相端的基准电压比较后输出，关断驱动信号。如果发生过流现象，驱动器M57959AL的低速切断电路慢速关断IGBT，以避免集电极因过大的di/dt形成的过电压尖峰脉冲损坏IGBT的可能性，同时也降低了干扰噪声电平。

目前，大多数IGBT的专用驱动芯片内置了类似的保护电路。

(3)过电压保护

这里所要讲述的过电压保护特指IGBT关断时的浪涌电压抑制，不涉及具体电路中由于输入、输出或操作失误等引起的过电压而需要设计的保护电路。

因为IGBT的关断速度很快，IGBT关断或其反并联二极管反向恢复时会产生很高的di/dt，由于IGBT内部引线或外部导线的寄生电感的存在，引起很高的Ldi/dt电压，即关断浪涌电压。当这个电压超过IGBT的正向耐压值时，将造成IGBT过电压击穿而损坏。

常用的抑制IGBT关断浪涌电压的方法有以下几种：

①在IGBT上安装缓冲电路，在缓冲电路中使用可以吸收高频浪涌电压的薄膜电容器；

②调整IGBT驱动电路中的关断偏置电压－UGE，和驱动栅极电阻RG，减小关断时的di/dt；

③降低主电路和缓冲电路中的引线电感，尽量使用更粗、更短的导线；另外，使用平板配线(分层配线)方式也可以有效地降低引线电感。

对IGBT缓冲电路有两种配置方法：一种是为每个IGBT单独配置的缓冲电路；另一种是为多个IGBT安装一个集中式缓冲电路。

常用的单独配置的缓冲电路有RC缓冲电路、充放电型RC-VD缓冲电路和放电阻止型RC-VD缓冲电路。

RC缓冲电路如图35所示。在IGBT的集电极和发射极之间并连一个RC串联支路，适用于斩波电路中。但是RC串联支路在IGBT开通时将通过IGBT进行放电，使得IGBT开通时电流增加，额外增加了IGBT负载；另外，RC缓冲电路中，每次关断以后存储在电容上的电能都将以热的形式消耗掉，它的损耗较大，不适合高频应用。RC缓冲电路的损耗为

式中，Csunber为缓冲电路电容；Ud为IGBT截止时所承受的正向压降；fs为开关频率。

充放电型RC-VD缓冲电路与RC缓冲电路比较，增加了一个与电阻并联的二极管，如图36所示。通过二极管、电容支路提高了缓冲电路关断时浪涌电压抑制能力。加入二极管后，增加缓冲电阻值，减轻在开通时对IGBT的承载的电流。但是相比放电阻止型RC-VD缓冲电路，它的损耗还是很大。充放电型RC-VD缓冲电路的损耗为

式中，L为主电路寄生电感；LC为IGBT关断时的集电极电流；Cs为缓冲电容电容值；Ud为直流电压；fs为开关频率。

放电阻止型R-C-VD缓冲电路结构如图37所示，适合于对同一个桥臂两个IGBT的浪涌电压的吸收。它能有效地消除IGBT关断时的浪涌电压，且缓冲电路的损耗相对前面两种缓冲电路均要小，也适合于高频应用场合。它的损耗可以由下面的式子计算得到

式中，L为主电路寄生电感；IC为IGBT关断时集电极电流；fs为开关频率。

集中式缓冲电路适合于多个IGBT同时使用的场合，如图38所示。在该图中，通过在一个全桥逆变器的两个输出端子上并联一个RC电路，可以对四个IGBT关断时的电压进行吸收。

6.3 IGBT的集成驱动电路

有些公司开发出针对IGBT的集成驱动芯片，这类集成驱动芯片往往在提供驱动电流放大能力同时，还具有使控制电路和IGBT所在的主电路之间实现电隔离的功能。相比于由分立元器件构成的驱动电路，集成芯片具有体积小、可靠性、使用方便等优点。

IGBT的特性随门极驱动条件的变化而变化，就像双极型晶体管的开关特性和安全工作区随基极驱动而变化一样。

由于IGBT的栅-源间、栅-射间有数千皮法的电容，为快速建立驱动电压，要求驱动电路输出电阻小，使IGBT开通的驱动电压一般为15～20V，关断时施加一定幅值的负驱动电压(一般取-5～-15V)有利于减小关断时间和关断损耗，另外在栅极串入一只低值电阻(数十欧左右)可以减小寄生振荡。该电阻阻值应随被驱动器件电流额定值的增大而减小。因此，为了使IGBT工作在最佳状态，通常采用专用的驱动集成电路。

驱动集成电路内部具有饱和检测和保护电路，当发生过电流时能快速响应，但仍实现慢速关断IGBT，并向外部电路给出故障信号。

igbt驱动电路范文第10篇

【关键词】晶体管 数学模型

如今科技水平进展迅速，越来越多的电子产品和装置受到人们关注。而一些电力半导体器件和电力电子装置的发展更是受到了专业人士的喜爱，人们也对器件和装置的要求越来越高。其中，最受人们关注乃是IGBT器件，其具有开关性能好、驱动简单等优势。目前，有一些系列的集成驱动器对IGBT器件的开关采取多种保护措施。然而还有别的因素也会影响IGBT器件过程，如驱动电源性能。驱动电源若功率过大，则会使门极电流过高，而若驱动电源容量不足，则会引起IGBT器件开关新能出现问题。本文建立了相应的驱动等效电路，推导了相应的表达式，为驱动电源设计提供了依据。

1 IGBT门极控制机理

如图1所示，其为比较常见的IGBT器件驱动电路结构。IGBT器件驱动电路是指控制部分与装置主回路的衔接地方，而驱动电路为了使IGBT器件开通或关断，需要将控制输出信号的电平转变为相应的驱动功率。通过图1认识相关的驱动电路器件，如Q代表IGBT器件，Ug+代表驱动电源开通，Ug-代表驱动电源关断，V1，V2代表电平转变功率作用的电路，CGE代表门极结电容，CGC代表米勒电容，Ron和Roff均代表门极驱动电阻，R1代表门极保护电阻，Z代表双向稳压管，R1、Z和C1能对IGBT门极起到动静态过电压保护的作用。

1.1 IGBT器件开通时驱动工作过程

IGBT器件开通与关断主要是驱动电路对门极输入电容Gies进行充放电。门极输入电容Cies等效为CGE和CGC并联，如果IGBT器件最初为阻断，那么器件门极承受反压Ug-。

（1）

根据方程式（1），即门极电压电流方程式可以看出门极输入电容Cies随着IGBT器件的运行状态而产生变化。

IGBT器件开通时，驱动电路对门极结电容CGE进行充电，此时CGC约等于0，IGBT器件的门极电压逐步提高，t1时刻门极电压提高到相应程度时，IGBT器件打开，器件运行至放大区。

t2时刻，uG继续升高，直至到Um，此时IGBT器件集电极电流处在饱和状态。从另外一个角度来看，如器件内部物理结构，发射极注入载流子到漂移区从而达到动态平衡，而一些作用使相应的空间电荷区变窄或消失。IGBT器件集射极承受电压下降，而相关的米勒电容CGC逐渐增大，门极输入电容Cies也相应增大，t2时刻，IGBT器件门极出现了恒压和恒流的特征。

随后，米勒电容CGC恒定，器件稳定运行于饱和区。

1.2 IGBT器件关断时驱动工作过程

IGBT器件关断驱动工作过程与开通时驱动工作过程不同，关断时IGBT器件退出饱和区，米勒电容CGC逐渐减小至零，随后IGBT器件电流逐渐下降，最终截止。

2 IGBT器件驱动数学模型

2.1 IGBT器件开通时门极电路方程

其波形显示在0到t2时间段内，门极输入电容Cies与米勒电容CGC相等，而且在0到t1时间段内，驱动电路只对器件门极进行了放电，此时器件还未开通，t1时刻电压大约为Uth。到了t1到t2时间段，IGBT器件电流上升，直到饱和，其中tr为电流上升的时间。根据方程式（1），可以知道t1到t2时间段的电路方程式为方程式（2）。

（2）

在t2到t3的时间段内，门极输入电容Cies等于门极结电容CGE与相应时间段米勒电容CGC（t）之和，此时IGBT器件保持在米勒效应区。t2到t3的时间段内CGC逐渐增大，IGBT器件门极出现恒压恒流特征，其电路方程为方程式（3）。

（3）

此外，还可以根据在门极输入电容Gies在相应期间米勒效应区存在的电荷量ΔQ，可以得出ΔQ的部分电荷量存储在CGC上，根据这些条件，可以知道米勒效应区持续时间计算方式为方程式（4）。

（4）

在t3到t4的时间段内，门极输入电容Gies处在恒定状态，门极输入电容Cies等于门极结电容CGE与米勒电容CGC之和。此时，IGBT器件门极充电至稳态，器件也完全开启，相应的电路方程为方程式（5）。

（5）

虽然IGBT器件关断驱动工作过程与开通时驱动工作过程不同，但关断时的门极方程仍然可以按照IGBT器件开通时的等效过程进行列写，即不同时间阶段电路方程式描写。

2.2 电容CGC及电压Um

IGBT器件开通时，在米勒效应区内米勒电容CGC随着器件集射极承受电压下降而逐渐增大。

ΔQ和uG在不同集射极电压下IGBT器件开通时的相关曲线如图2所示。根据图2的曲线可知，该曲线是从ΔQ与uG关系角度进行，描述了IGBT器件开关瞬间的三个等效过程。根据图2的曲线图可以推测出Cgc=ΔQ/Um。

3 IGBT驱动电路损耗

在IGBT器件开关过程中，门极驱动电阻均会对门极电容上的电荷量进行消耗，而在IGBT器件开通的瞬间，门极驱动电阻Ron所消耗的能量计算方式为方程式（6）。

（6）

如果IGBT器件关断时，门极驱动电阻Roff所消耗的能量与IGBT器件开通时门极驱动电阻Ron消耗的能量相等，而且IGBT器件的开关频率为f，那么计算IGBT在开挂瞬间，驱动电路所消耗的平均功率的方式为方程式（7）。

（7）

根据对IGBT器件的驱动电源的要求，驱动电源输出的平均功率要大于或等于PW。根据方程式（2）的要求，IGBT器件开关瞬间，其驱动电源输出的最大正负峰值电流要大于Im+，Im-，关于Im+和Im-的计算方式为方程式（8）。

（8）

4 实验结果

本文对其中IGBT器件MG75J2YS45进行了测试，实验中IGBT器件驱动电路如图1所示，其中门极驱动电压Ug+为15伏，Ug-为-9伏，门极驱动电阻Ron与Roff相等，均为15欧，门极结电容CGE为8.5纳法，PWM频率f为2kHz。根据图2的曲线可以知道器件Uth约为4.5伏，而在实验中，根据器件集电极电流的情况，选择Uth约为5伏。根据集电极电压200伏的条件，器件米勒电压约为6.5伏，而门极充电电荷量ΔQ约为220纳库，并推算出CGC约为.2纳法。

仿真波形与驱动波形虽然具有一定的相似程度，但还存在一定的差异。驱动模型基本上能够反映IGBT在开通和关断瞬间驱动器的工作过程，但由于驱动电源的输出电压上升时间问题，以及寄生电感阻碍门极电流问题，导致出现了差异。为了减少寄生电感的影响，应采用直接安装于器件端子侧的结构。

根据方程式（7）和方程式（8）的要求，IGBT器件开通和关断时，驱动电源的平均功率要大于22.5毫瓦，其中驱动电源输出的瞬态峰值电流Im+要大于+1.6安，Im-要大于-1.6安。

5 结束语

综上所述，随着科技水平进展迅速，电子产品和电子装置的运用越来越广，其中IGBT器件以其优良的性能和优势受到了人们的普遍关注和应用。为了保证IGBT器件能够安全工作，本文通过建立驱动电路模型对IGBT器件驱动电路的安全性进行了检测。通过上述分析可知，通过建立驱动电路模型，能够有效反应IGBT的开关过程，而相关的计算结果，则可作为选择或设计驱动电源的依据。

参考文献

[1]宁大龙，同向前，胡勋.IGBT器件的门极驱动模型及应用[J].电力电子技术，2012，12：106-108.