调制解调器卫星通信论文

一、帧结构与传统方法

在实际系统中，不作此限制。可以看到，发端仅定义了缓存提速前和物理成帧后的数据流必须使用信息速率和信道速率外，并没有定义其它模块的接口速率。从实现角度来说，最简单的方式是从信息速率提速至高速时钟，利用高速时钟完成信息成帧和编码，待物理成帧输出时再降速至信道速率，但此时的延时最大可接近帧长。若收端也采用该时钟方式，整个调制解调延时将至两倍帧长。为减少时延，传统方法在实现该帧结构时，信息速率为3kbps的连续数据流经缓存后，被提速至信道速率，后续模块的输入输出时钟均使用信道速率。若忽略各模块内部的处理时延，仅考虑各模块间的相对时延，传统方法实现该帧结构的时序可以用图2表示。图2中的带圈标号与图1中的标号一致，分别表示①缓存提速、②信息成帧、③分组编码和④物理成帧，且时序图中连接相邻模块的单箭头表示两端的时刻点相同(下同)。简单计算可知，按照传统方法成帧后，帧尾时刻与对应的信息数据流分块的间隔时刻相比，时间差Dt为16比特(信道速率)。收端在解调时，假定不存在频偏和定时误差。传统方法在搜索到独特码之后，缓存降速至信息速率之前，各模块的输入输出时钟均使用信道速率。传统方法的解帧时序可以用图3表示。图3中的带圈标号分别表示图2中对应标号的逆过程，即①缓存降速、②信息解帧、③分组解码和④物理解帧。由于分组解码模块需要每个码组全部输入后再进行解码，所以最后1个码组的解码结果，最早可以在全部码组输入解码模块后开始输出。而其它码组的结果必须缓存后延迟输出，以便和最后码组的输出连接，形成数据块后进入信息解帧模块。简单计算可知，按照传统方法解帧后，帧头时刻与对应的信息数据流分块的间隔时刻相比，时间差Dr为120比特(信道速率)。

二、二次变速方法

由于忽略了各模块内部的处理时延，上节描述的传统方法的时延，在一次变速的限制下已减至最小。观察图2发现，Dt的长度正好是分组编码附加的全部监督码元的长度。也就是说，除了首个码组的信息码元是无延时地输出外，其它码组的信息码元都是被延时后再输出的。随着分组编码不断在码组后插入监督码元，越靠后的码组的延时就越大。要想减少该延时，就必须把首个码组进入编码模块的时刻尽量提前。观察图3同样发现，虽然最后1个码组的解码结果的最早输出时刻是固定的，但其它码组的结果若能尽早输出，就可以减小时间差Dr的长度。当然全部码组的输出仍然要互相连接不能分离，供信息解帧模块使用。为此本文提出一种二次变速的方法，在信息速率和信道速率之间增加中间速率，用于成解帧和编解码的部分处理。通过将码组尽早输入或输出分组编解码模块，进一步减小调制解调时延，新方法的成解帧时序分别如图4和图5所示。图4中，信息速率为3kbps的连续数据流经缓存后，被提速至中间速率3.625kbps进行信息成帧，并送入分组编码模块。同样不考虑编码延迟，即监督码元可在高速时钟下得到。当分组编码模块使用信道速率输出时，Dt的长度正好是最后1个码组的监督码元的长度。其它码组在中间速率的作用下，与传统方法相比，因为提前进入了编码模块，已经被提前输出了。在每帧包含多个码组的情况下，新方法在发端减少时延的效果将更加明显。图5中，通过在分组解码模块的输出端使用中间速率，与传统方法比较，虽然最后1个码组的开始输出时刻不变，但其它码组的开始输出时刻被提前。继续使用该中间速率进行信息解帧后，缓存降速至信息速率的开始输出时刻也就被提前了。简单计算可知，此时的Dr约为104.8比特(信道速率)。显然，中间速率越小，Dr的值将越小。若码组的信息码元数不变，每帧包含的码组越多，Dr的值也将越小。

三、结论

在需要进行分组编解码的卫星话音业务中，一次变速的传统方法没能提供最小的调制解调器时延。本文提出了一种二次变速的方法，在信息速率和信道速率之间，再增加中间速率，用于编解码和成解帧的部分处理。比较二者实现假设的物理层信号帧结构的时序知，新方法可进一步减少调制解调器的时延。且帧结构中每帧包含的码组越多，调制和解调的时延越小;选用的中间速率越小，即越接近信息速率，解调的时延也越小。实际应用至某卫星话音业务中，与传统方法相比，新方法减少了1/3的调制解调器时延。

作者：雷俊 罗荣华 邱文静 秦红祥