基于变频装置驱动的电机共模电压的抑制分析

【摘要】近年来，电子元器件的使用频率增多，也相继引发了一系列的问题，而这以工模杂讯最具影响力。在这种背景下，本文旨在分析变频器驱动电机在电机端所产生的共模电压和共模电流问题，并构建起新的架构进行抑制方法研究。本文首先探讨了共模电压的影响及目前的抑制策略，进而给出了新的框架，并进行了详尽分析。

【关键词】变频装置;驱动;电机;共模电压;抑制

一、引言

现代变频器大都采用脉冲宽度调变变流器，使其具备可控速度范围广泛、低速运转平滑及同时供多部电机并联使用的优点。而开关元件制造技术的迅速发展除了提高其本身的容量外，开关时间也逐渐降低，开关状态转换时的电压变化率提高，因而引起许多不利影响。综合看来，这些影响包括如下几个方面：一是通过定子和转子间的离散电容在电机轴心与地面之间感应额外的轴承电压，造成对电机轴承的放电，导致轴承凹陷，进而损害轴承;二是产生高频对地泄漏电流，引发接地故障;三是电机线圈引发电压暂态，破坏电机绕组的层间绝缘，该现象在长引线时更严重。从过往处理手段来看，所采用的策略包括在变频器主架构与控制策略的改善及传输线抑制策略。然而，前者牵扯到变频器的架构，在体积和成本上均大幅增加，后者则由于加入主被动式滤波器，增加了功率消耗，且抑制效果往往须和功率消耗加以取舍，在性能上仍有改进之处。本文拟对应用PWM变频器的电机驱动系统的输出共模dv/dt杂讯所引发的问题做详细研究，并提出混合型滤波器架构。

二、共模电压的影响

（一）对电机轴承和转子的影响

变频器输出侧的共模电压会在轴承上产生电流，其可能存在的路径有三条：

1.当轴承油封劣化时，由电机本身与轴承间存在的离散电容放电现象而引起轴承电流;

2.由共模电压的高dv/dt变化率造成的轴承电流;

3.由共模电流磁通引起的轴承电流。

（二）对接地电机的影响

一般而言，中性点不接电的好处是接地故障通常会存在接地电流较小的现象，但缺点则为中性点此时是电容接地，当系统有暂态过程电压时，容易导致中性点电压飘逸，尤其是雷击突波进入电源线或系统有弧光接地故障时，容易引起中性点电压突升，甚至使线对地电压上升到平时的几倍以上。然而，直接接地系统的特性则正好和它相反，因而一般均采用高阻抗接地以确保优缺点之间的平衡，而变频器输出端所产生的高共模电流即会使这种接地系统的接地故障指示器错误动作。

三、目前的抑制策略

（一）变频器控制策略研究

一是三阶波宽调变。三阶波宽调频器每一臂的四个开关可以产生三种输出状态，共可组合33=27个状态。这27个状态形成十九种电压空间向量，其中包括十八种非零向量与一种电压向量。由于三阶变频器输出电压的dv/dt变化量比传统二阶变频器低，因而这种架构本身即可降低共模电压。

在内围电压向量方面有两组电压向量有同等效果，但所产生的共模电压却不相同，所以在进行切换策略时可舍弃这一些电压及零向量电压，这样可降低共模电压。另一种降低共模电压量的方法是先由三角波和三相电压做比较得出Vma、Vmb、Vmc，再使其两两相减得出出发控制信号：

Vmab=Vma-Vmb

Vmbc=Vmb-Vmc

Vmca=Vmc-Vma

然后控制变频器输出电压使其切换顺序所得的波形的Vm1、Vm2、Vm3与Vmab、Vmbc、Vmca。

代入中可得：

这样便可消除共模电压。

二是四臂变频器共模电压。该方法的抑制效果方程式可表述如下：

其中：

该控制策略须知道传输线和电机的阻抗参数，同时需额外的被动式滤波器使其可抑制二阶波宽调变所产生的共模电压。

（二）传输线抑制策略研究

一是主动式共模电压滤波器。主动式共模电压消除器的基本原理是借助简单的电路来产生一个与共模电压大小相同而且极性相反的补偿电压，以消除PWM变流器侧的共模电压。

二是传统被动式RLC滤波器。在变频器输出侧加装被动式RLC滤波器也是可行的策略。一般情况下，所要求的RLC值的选择可根据载子切换频率的一半而定做设计，其方程式为：

其中，fc为设计所想获得的频率，fsw为载子切换频率。

（三）提高电机本身绝缘度

其中包含会影响内部阻抗的因素，如温度、油的粘性、绝缘物质的绝缘强度和厚度等。

四、本文提出的架构

本文所提出的架构目的在于同时消除共模与差模电压。整体架构含共模与差模两种类型滤波器，其理论推导过程如下。

（一）差模滤波器设计

若电机端的线对线电压Vt为入射电压V+和反射电压V-的之和，如VT=V++V-所示，则这个电压将通过三相桥式二极管出现在本文所提的差模滤波器的齐纳二极管两端。而流进Rz、Cz滤波器的电流iT则为入射电流i+和反射电流i-的和，如iT=i++i-。

由于通常电机的特性阻抗远大于到电机引线的突波阻抗与所并联的滤波器阻抗，因此i+、i-可由下式估算而得：

，

Zo为传输线阻抗，上述两式导入iT=i++i-可得：

再继续带入VT=V++V-中，并忽略齐纳二极体的离散电容效应可得下式，也即：

其中，tp为电流到达电机端的历时时间，由于V+是一个大小为Vdc的平坦方波，其微分项可视为零，因而上式等号两端微分后可得下式，也即：

解这一方程式，可得：

其中，Vz为电容Cz的电压初值。进一步代入式：

中，可得：

一般选定Rz=Zo，这样可将上式转化为：

上式说明电机端电压大小收到电容Cz的电压初值影响，而该初值在此是被齐纳电压规范的，故齐纳电压可有不同突波电压抑制效果。

（二）共模滤波器设计

所提共模滤波器的共模等效电路的转移函数推到如下：

其中，Zc代表电机离散电容等效电路阻抗，Zm代表电机绕组等效电路，Zcmth代整体共模等效电路阻抗，其中L=0.1mH、Rm=4.5欧姆、Lm=50mH、C1=5nF、C2=1nF、Rj=1欧姆、L1=50mH。当R值渐渐增加时，其共模电压和共模电流衰减率的曲线平缓，代表越高频的电压和共模电流量增加了，而滤波器的接地电流峰值越下降，代表整个电流量减少了。由此分析可知，R值的变化对共模电流和滤波器接地电流造成不同形态的结果，选取适当的R值可达到接地电流，且不致于失去抑制电机共模电流的效果。

进而可分析差模等效电路，转移函数推到如下：

上式Zihh代表整体差模等效电路阻抗。

五、小结

本研究总结整理所得的优劣比较如下：

一是在变频器主架构方面，三阶式架构较好且选择适当策略可降低甚至消除共模电压与差模电压，进而解决其延伸的问题，但成本和控制策略均比较复杂。

二是四臂式转换器由于要控制额外一臂，且仍然需要LC滤波器辅助，在成本和设备上都比较复杂。

三是结合整流器与变流器的控制方式，由于不需要其他辅助设备，是可行的解决方案。

四是各种主动式的滤波器架构，须配合良好设计，否则效果不明显，其电路复杂度也因需求不同耳边。

五是纯粹抑制电机轴承共模电压、共模电流可使用被动式LC滤波器架构，但由于滤波器本身的接地电流过大，实用上较不可用。

六是若结合抑制共模接地电流和差模电压可使用LC滤波器加三颗R2电路，但缺点是体积和消耗功率大。

七是利用本研究提出的混合架构可同时兼具共模与差模效果，且消耗功率较小。

参考文献

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