临界导电模式有源功率因数校正器的设计

摘 要:为了使临界导电模式功率因数达到0.99以上,在比较3种导电模式优缺点的基础上,讨论一种宽电压输入范围,固定升压输出150 W,工作于临界导电模式的APFC系统的设计方法。它以功率因数控制芯片MC33262为核心,给出实际的设计方案和主要参数的计算结果等。通过实际设计电路的实验结果表明,所设计的有源功率因数校正器能在95～250 V的宽电压输入范围内得到非常稳定的400 V直流电压输出,并使功率因数达到要求,总谐波畸变降低至6%。

关键词:临界导电模式;功率因数校正;Boost变换器;MC33262

中图分类号:TN86文献标识码:B

文章编号:1004-373X(2009)12-124-03

Design of Active Power Factor Correction Based on CRM

CUI Jing,CHAI Guilan

(Xi′an Railway Vocational and Technical College,Xi′an,710014,China)

Abstract:In order to make power factor reach 0.99 above,comparing the advantages and disadvantages of three conduction modes,the design of a wide voltage input range,fixed boost output of 150 W active power faction system which works in critical conduction mode focus on the power factor control chip MC33262 are discussed,and practical design project,calculate result of the main parameters are presented.The result of testing shows that the designed for active power factor correction in 95~250 V voltage input range of width can give a very stable 400 V DC voltage output,and makes power factor nearly perfect,the harmonic distortion reduces to 6%.

Keywords:critical conduction mode;power factor correction circuit;Boost converter;MC33262

APFC 技术按照电感电流是否连续,可分为断续导电模式(DCM)、连续导电模式(CCM)和介于两者之间的临界导电模式(CRM)。CCM模式适合于较大功率输出,控制较复杂,且存在二极管反向恢复的问题。DCM模式的输入电流和输出电压的纹波比较大,因而开关损耗比较大,同时对负载有一定的影响。CRM模式既没有断续导电模式那么大的器件应力,也不存在连续导电模式所具有的二极管反向恢复问题,且输入平均电流与输入电压成线性关系。在中小功率(300 W以下)场合,采用临界导电模式的功率因数校正具有比较大的优势[1]。文中推出的APFC系统采用美国摩托罗拉公司生产的MC33262专用集成控制芯片,并使其工作于临界导电模式(CRM)[2]。

1 基于MC33262的APFC原理简介

用于实现APFC变换器的拓扑电路有Boost变换器、反激变换器和Boost-Buck变换器等,但由于Boost电路具有:有输入电感,可减小对输入滤波的要求;开关器件的电压不超过输出电压值;容易驱动等特殊优点,因此其应用最为广泛,这里的设计主要基于Boost变换器[3,4]。

目前,用于实现临界导电模式的控制芯片有很多,由MC33262构成的采用Boost变换器的APFC电路。MC33262原理框图如图1所示。

图1 MC33262原理框图

由图1可见,MC33262内部集成有误差放大器(EMP)、零电流检测器(ZCD)、欠压锁定环节(UVLO)、过压比较器(OVC)、电流取样比较器(OIC)、乘法器(MULT)、锁存器(RS)、快速启动电路等。这些电路组成Q1的控制电路和各种保护电路。下面结合图2和图1介绍采用MC33262设计的有源功率因数校正电路的工作过程[5,6]。

在图1中,5脚是零电流检测输入端,接在变压器二次侧,因而检测到的是电感电流,即外电源流入负载的电流。当电感电流为零时,ZCD的输出翻转,将内部的RS触发器置“1”,7脚输出高电平,使Q1导通。外电源通过桥式整流,使变压器一次侧和Q1导通,电流流过变压器一次侧,将电能储存于电感中。当电感电流增大到一定值时,Q1又关断,这也是通过RS触发器进行控制的。1脚接PFC输出电压的分压,该电压经EMP放大后,与由3脚输入的电压分压值在MULT中相乘,MULT的输出与由4脚输入的Q1的电流比较。当输入Q1的电流值大于MULT输出的电流值时,OIC输出电平翻转,将RS触发器置“0”,该电平由7脚输出,关断Q1。因此,MULT的输出电流即通过Q1的电流的门限值,该门限值随输入电压的变化而近似呈正弦规律变化。当Q1关断后,变压器一次侧的电流逐渐减小,当此电流接近零时,又导致ZCD的输出翻转,将RS触发器置“1”,Q1导通,重复以上过程。

图2 MC33262芯片在APFC中的实际应用

当负载突然关断、启动或输出端出现浪涌时,会出现输出电压过高的情况,这时OVC会发挥保护作用。此时,过压保护器的输出电平发生翻转,将RS触发器置“0”,关断Q1。器件内设定的比较器门限电压为1.08 V。欠压锁定的作用在于监控电源正极电压。当8脚的电压Vcc低于下限值时,UVLO输出低电平,7脚也输出低电平,关断Q1。定时器的作用是在电感电流下降到零时启动Q1。

2 系统主要技术指标的设计

根据需要,设计了一个150 W PFC系统,其信号流程及信号波形如图3所示。其主要参数为:交流输入电压范围为175~265 V;最大输出功率为150 W,若Boost电路的提升电压为400 V,则额定直流电流为375 mA;若转换效率为η=90%,则额定输入功率Pin=Po/η=167 W;最小开关频率选为fmin=25 kHz;输入偏移因子IDF=0.98;最大纹波峰-峰值为8 V [8]。

图3 信号流程及信号波形图

3 电路主要参数的计算

3.1 电感L的计算

最低工作频率条件下所需的电感值可通过式(1)求得:

L=V2in(Vout-Vin)/4fminPinVout(1)

式中:Vin为稳压输入峰值电压最大值;Pin为输入功率最大值;fmin为开关频率最小值。将主要参数代入式(1)得:

L=544 μH

在该设计中取L=550 μH。

3.2 输入滤波电容的设计

输入滤波电容的主要作用是滤除输入端的高频噪音,其容量很小。但如果其取值太小,很难较好地滤除输入的高频噪音,另一方面其取值又不能太大,否则会引起较大的输入电压偏移[8,9]。

3.2.1 输入滤波电容的下限值

输入滤波电容的下限值由输入滤波电容的最大纹波电压决定,可用式(2)计算:

Cin(min)=2LP2inVout/V3in(Vout-Vin)ΔVCin(max)(2)

式中:ΔVCin(max)为滤波电容的最大纹波电压,一般情况下,该值可取小于最低输入电压峰值的5%。将主要参数代入式(2)得:

Cin(min)=0.50 μF

3.2.2 输入滤波电容的下限值

输入滤波电容的上限值由输入偏移因子IDF决定,可用下式计算:

Cin(max)=(2Pin/ωV2in)tan[cos-1(IDF)](3)

将主要参数代入式(3)得:

Cin(max)=1.5 μF

因此,输入滤波电容的容量取值应满足0.50 μF≤Cin≤1.5 μF这个条件,且还需考虑该电容的电压应力,其耐压VCin(max)应大于输入电压峰值。考虑到一定的裕量,可按最大输入电压峰值的1.5倍来选,即VCin(max)≥1.5 Vin(max)(562 V)。实际设计时选择容量为0.56 μF,耐压值为630 V的电容器。

3.3 输出滤波电容的设计

输出滤波电容的选择由输出过压保护点VOVP、输出功率Po和最大输出纹波电压VOP-P决定。根据最大纹波电压表达式Vr(max)=Io/2ωCo=Io/4πfACCo,可得出输出电容的表达式为:

Co=Io/4πfACVr(max)=149 μF

输出电容的选择不但要考虑容值,还要考虑电压应力,由于电路的响应速度较慢,当负载突然变轻时,可能会引起输出电压的过冲现象,考虑到一定裕量,它的耐压可按大于输出过压保护点1.1VOVP来选取。在该电路设计中选择Co=220 μF,耐压为450 V的电解电容。

3.4 功率开关管和输出二极管的选择

功率开关管与输出二极管的电流应力和电压应力都相同,下面分别计算两者的电流应力和电压应力。开关管和二极管的最大峰值电流:

iSP(max)=iDP(max)=4Pin/Vin(min)

将Pin=Po/η=167 W,Vin(min)=1752 V代入上式得iSP(max)=iDP(max)=2.7 A。

开关管和输出二极管的电压应力需考虑输出过压保护点,因此其最大电压为:

VSP(max)=VDP(max)=Vo(max)=440 V(4)

在该电路设计中,选择功率场效应管IRF840作为开关管,其耐压为500 V,最大电流为8 A;选择快速恢复二极管MUR1560作为输出二极管,其耐压为600 V,最大电流为15 A。

4 实验与结论

实验结果(见图4~图7)显示该AC/ DC变换器在较宽广的输入电压范围下获得高度稳定的直流电压400 V输出;纹波峰-峰值在8 V以下;输出额定功率达150 W;满载下效率η= 95%;功率因数λ≥0.99;输入电流总谐波畸变D

图4 交流输入电压为120 V

时的电压和电流波形

图5 交流输入电压为220 V时的电压和电流波形

图6 交流输入电压为240 V

时的电压和电流波形

图7 半个工频周期内电感电流波形

5 结 语

由MC33262 构成的功率因数校正电路结构简单,电路元器件少,电路的体积和成本下降,提高了系统的可靠性。目前,这种APFC 技术已经在开关电源、电子镇流器等诸多领域得到了应用[10]。 该APFC 电路采用峰值电流控制方式,属于准连续电流模式,MOSFET开关频率很高,这对EMI 滤波电路的设计有较高的要求。不过该系列芯片与其他采用连续模式的APFC芯片相比有着较高的性价比,值得做进一步完善研究。

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