移相控制芯片UC3879在金属热处理感应加热电源中的应用

摘要:本课题主要以串联谐振型感应加热电源为研究对象,通过移相谐振全桥软开关控制器UC3879对逆变侧电源设计了零电压全桥移相控制电路。获得了与理论相吻合的PWM移相波形,实现了输出波形0°-180°范围的移相;通过实验分析,验证了参数设计的正确性,揭示了元件参数对移相控制的影响规律,并对振荡参数、死区时间等重要参数进行了优化设计。

Abstract: In this thesis,the series resonant induction heating power supply is mainly discussed. Adopting phase-shifting control chip UC3879,fu11-bridge zero-voltage-switching control circuit is designed in this paper. The phase-shifting PWM waveform,which is consistent with theoretical analysis,is obtained,and phase-shitting range from 0° to 180° degree is realized. Correctness of parameter design is verified through experimental analysis. Influence regularity of component on phase-shifting control is put forward. and some important parameters are optimized such as oscillation parameters and delay time.

关键词:感应加热;移相调功;软开关电源;UC3879;优化设计

Key words: induction heating;PS-PWM;FB-ZVS-PWM;UC3879;optimal design

中图分类号:TM924.5 文献标识码:A文章编号:1006-4311(2010)24-0214-03

0引言

感应加热技术是一种先进的加热技术,它具有传统加热方法所不具备的优点如:加热效率高、速度快、可控性好及易于实现自动化等,被广泛用于金属透热、热处理和焊接等工业生产过程中,成为了国民经济和社会生活中不可或缺的技术手段。随着感应热处理生产线自动化控制程度及对电源可靠性要求的提高,感应加热电源正向数字化、智能化控制方向发展。UC3879是一种能进行相位调制的PWM集成芯片,通过移相的开关方式改变半桥电路驱动脉冲电压,来控制全桥逆变器的开关管,从而改变其逆变器输出功率。普通PWM集成芯片(如SC3525)构成电源的开关频率与开关损耗成正函数关系,即其开关频率越高效率越低,而UC3879可在恒频脉宽调制时结合谐振过程实现高效率高性能的零电压开关,因而由其构成的全桥电路使开关电源微型化向前跨了一大步。

1全桥移零电压开关原理

感应加热电源逆变部分多采用零电压全桥移相变换电路拓扑结构,不仅能够获得较大的功率输出,且有利于与频率有关的器件如电感、电容的优化设计。其对PWM控制加以改进,采用方波移相控制以实现在功率器件切换段软开关换流。在全桥变换电路中,4个开关管在恒定的频率下持续运行,通过调节桥臂驱动脉冲的相位来调整功率输出。谐振产生在前后桥臂的2个功率开关切换的微小延迟时间(死区)内。谐振控制方式的全桥变换电路目前正是研究的热点。

感应加热典运逆变主电路采用H型全桥相移零电压开关结构,移相芯片选用UC3879,驱动部分采用日前较为成热的IR2110专用驱动芯片。软开关技术的应用在较大程度上解决了功率开关损耗过大的问题,并降低功率器件du/du和di/dt减少电磁干扰(EMI)和射频干扰((RFI),降低了逆变器的重量,频率提高,减小了电路中电感、电容的体积,输出纹波的降低,提高了功率密度和系统动态性能。

感应加热电源主电路主要分为整流,滤波,逆变三个部分。其中逆变侧部分Q1~Q4为功率MOSFET开关管,分为超前桥臂(左半桥)和滞后桥臂(右半桥)。电路零电压开关依靠功率开关管反并联的二极管(VD1～VD4)的导通实现功率器件零电压开通,通过功率管谐振电容C的充电过程实现功率器件的零电压关断。在全桥相移零压开关变换器中,开关管的导通关断时间恒定。导通顺序为Q1-Q4-Q2-Q3同一桥臂的开关管为反相导通。对角管导通具有相移,从而使共同导通时间随相移的变化而变化。由于开关管存在关断时间,同一桥臂的2个开关管导通关断时,需要一定的延时时间(死区时间),以防止直通,保证开关管的安全;同时为保证开关管的零压开通,需要分别设定合适的领先臂与滞后臂的延时时间。Q1,Q2,Q3,Q4分别由UC3879输出的移相脉冲OUTA.OUTB.OUTC.OUTD控制。

2全桥移零电压移相控制电路设计

2.1 UC3879工作原理。

UC3879是Unitrode公司新推出的专用集成移相控制芯片,开关频率可达300kHz满足高频感应加热电源对高频逆变的要求,同时具有逐脉冲限电流控制、欠电压锁定、软起动等提高稳定性的辅助功能。UC3879主要由脉宽调制信号产生电路、移相指令形成电路和辅助电路三大部分构成。脉宽调制部分要由同步振荡器、误差放大器、锯齿波发生器以及锁存器等构成。同步振荡器的工作频率由定时电容CT和定时电阻RT决定。RT电阻决定CT电容的充电电流,而放电电流由芯片内部规为10mA。UC3879提供两级过电流保护功能,分别由独立的电流限制电路组成。在CS输入端,电路允许最大电流取样信号范围为0-2.5V,峰值电流模式下,保护电路可实现逐脉冲限电流和关断型限流两级保护。CS端瞬时电流取样信号低于2V门槛电压时,过电流保护电路不起作用,直至电压超过门槛电压,输出脉冲被终止,此为一级保护电路,可避免功率器件承受连续的电流冲击;当CS端电流取样信号瞬时值超过2.5V时,UC3879自动进行一次全周期软起动,以保护器件受到严重损坏,若过电流状况没有得到改变,芯片自动进入中断模式。

目前UC3879控制模式分为电压型控制和电流型控制两种模式。UC3879工作于电压控制模式时,调整输出依靠增益带宽为10 MHz的误差放大器来实现。误差放大器同向输入端内接2.5V基准电压,其反相输入和输出端可用于反馈和补偿。误差放大器的输出用于控制高速PWM电路,该信号与芯片的RAMP输入进行比较(其波形为锯齿波,电压范围为:0.2-2.9V),形成振荡器时钟频率同步且占空比己调制的方波输出信号,参与调节两桥臂相位关系的移相过程。

2.2 移相控制电路设计。

软开关逆变电源控制系统需保证相位互补的两路驱动脉冲之间有稳定可控的死区时间和0°～180°范围的移相角,以保证功率开关管的可靠运行和输出功率的调节。根据波形变换要求,采用移相控制芯片UC3879设计的电路如图1所示。

UC3879是整个感应加热电源逆变控制电路的核心。芯片的Pin3和Pin2外接的是给定和反馈信号,与芯片内部运算放大器形成补偿网络;Pin14、Pin18外接频率设定电路,通过调节精密电位器R8可设定所需要的脉冲频率;Pin5、Pin 15外接驱动脉冲死区时间设定电路;Pin7、Pin8、Pin 12、Pin 13输出4路脉冲,CS为保护电路的控制端,外接保护信号;SS为软起动电路控制端,配置合适的电容,就能实现软起动功能,减小起动电流冲击。

设计中采用电压型控制模式(Pin 14与Pin 19相连),斜坡信号由振荡器外接电容两端的三角波电压提供,并产生PWM方波,由PWM方波再去控制输出的4路脉冲的相移。其优点是用于与误差信号比较的三角波稳定,产生的PWM方波的脉冲宽度只与误差信号有关,便于设定最小相移角,满足零电压开关所需要的时间条件。

2.2.1 震荡参数设计。

在全桥相移软开关电路拓扑中,由于振荡器输出信号经过D触发器二分频之后,输出相位互补的方波信号,故振荡器的频率fclock是逆变频率f的2倍。根据软开关逆变电源的设计,逆变频率f选定为100 kHz,定时电容CT和定时电阻RT共同决定了同步振荡器的工作频率。其公式为:

fclock=(1)

RT=(2)

式中CT为定时电容;RT为定时电阻;DLin为所需要的线性变化的占空比的上限值。确定fclcok后,先由式(2)求出RT,再由式(1)求出CT,RT的取值范围为2.5～100KΩ。

2.2.2 移相角的参数设计。

依据UC3879的工作原理,工作于电压控制模式时,误差放大器的输出COMP端与同向输入端EA-之间的反馈电阻网络可实现输出脉冲的移相。反馈电阻R1*R2以及输入电压是影响移相角的主要因素,由于芯片内部电路参数的缺乏,暂时尚无任何文献推导出反馈电阻、输入电压与移相角的确切公式,而硬开关电压型PWM控制集成芯片SG3525实现的功能与UC3879相仿,故可以参照SG3525电路的电压反馈参数,设计移相角参数。图中,R1*选用精密电位器,R2选用固定电阻。

2.2.3 死去时间参数设计。

死区时间为A和B或C和D输出脉冲之间的时间间隔,能有效避免同一桥臂的2只功率开关管直通。UC3879提供了可独立调节OUTA与OUTB输出及OUTC与OUTD输出的延迟时间(死区时间)。死区时间td由下式给出。

td=(1-2Dmax)(3)

式中T为时钟周期,Dmax为A和B(或C和D)导通的最大占空比。死区时间因为芯片的型号不同而不同,对于UC3879,

td=0.89×10-10・RDELAY(S),(4)

式中RDELAY为Pin5或Pin15与地之间接入的时间延迟电阻。独立调节Pin5和Pin15的时延电阻,就可以分别设置OUTA与OUTB及OUTC与OUTD的死区时间。

2.2.4 保护电路设计。

对于逆变电源控制系统,负载的频繁变化、干扰导致的误动作,使逆变桥发生直通或高频变压器磁心瞬态饱和等情况都能够导致功率开关器件过电流。为了保证其安全运行,设计了互锁保护电路和过电流保护电路。互锁保护电路如图3所示。在领先桥臂Q2输出端和滞后桥臂Q4输出端分别接入霍尔电流传感器,进行电流采样。当Q2流过电流时,传感器将采样电流转换成对应的电压信号经过整流输入到电压比较器LM339的反相输入端,比较器同相端接入一给定电压。比较器的输出信号和PWM信号作为74LS08(与门)的2个输入端,74LS08输出信号接入Q1和Q4的驱动模块IR2110.当Q2有电流流过,反相输入大于同相输入给定值时,比较器LM339输出低电平。同时74LS08输出低电平。驱动模块IR2110不工作,Q1和Q4处于关断状态,对角功率开关管被锁定。若Q2无电流流过,则在PWM信号驱动下Q1和Q4导通。同理,Q4有无电流流过时,其工作原理与之相同。

过电流信号输入到UC3879的CS端,以实现逐脉冲限流和关断型限流两级过电流保护,并控制PWM信号输出。过电流信号取自于IR2110驱动电路。当IR2110的过电流检测端(6脚)检测到MOSFET的集射极电压大于7.5V时,则认为有过电流状况发生,IR2110的过电流信号输出端(5脚)输出低电平信号报警。过电流信号输入到UC3879的CS端,迫使UC3879终止PWM输出,从而关断MOSFET,同时申请单片机中断,调用中断服务程序。

3实验调试与分析

针对所设计的控制电路,使用示波器对所设计电路进行了波形测试。图3为主电路上电时IR2110输出的同一桥臂开关管Q1、Q2的驱动电压波形,为互补导通。图4为控制电路输出的两路带死区的PWM信号波形,为了防止同一桥臂上下两个开关管的直通,两路PWM控制信号经过死区电路产生0.2us的死区时间,死区时间略大于MOSFET的关断时间,前后桥臂的脉宽可单独调节。图5为移相角为90°时的PWM移相信号波形。实验表明,通过调节2脚和3脚之间的电压反馈信号,可以得到不同移相角的驱动脉冲。通过试验和联机调试,结果表明控制电路各部分工作正常。

从图5中可知,独立调节延迟时间td,使领先桥臂和滞后桥臂具有不同的td,能够实现PWM移相波形占空比的调节,当移相角为定值,分别调节前后两臂td,就能够调节对开关管共同导通的时间,从而调节电源功率输出;分析图5波形得知,输出脉冲的移相通过调节2脚与3脚之间接入的电阻反馈网络实现。当R1增大时,移相角逐渐较小,当R1达到某一临界值时,移相角φ=∞,继续调节电阻大于临界值后,移相角小再变化;当R1减小时,移相角逐步增大,当R1=0,移相角φ=180°。同时,测试表明:移相角跟随输入电压变化,当Uin大于某一临界值时,无法实现φ=180°的移相波形。

4参数优化设计

4.1 震荡参数优化设计。

依据振荡参数设计过程,综合考虑开关器件、高频变压器以及电源的动态特性等因素,选定逆变频率f和占空比后,先确定RT参数值,再根据RT确定参数CT。实际应用时,由于定时电容CT难以灵活调节,可以先选定一合适定时电容CT,RT选用精密电位器,通过调节RT就可以获得100kHz的逆变频率。

另外,为了减少干扰,抑制工作电压波动,获得良好的移相脉冲波形,在VIN管脚和PWRGND管脚之间应并联合适的滤波电容。

4.2 死区时间参数优化设计。

死区时间精度由接入延迟端电阻的漏电流来决定。实际电流值取决于负载条件并随之变化,因此逆变电源工作时,延迟时间会动态的发生变化。若使用霍尔电流传感器,对负载侧电流采样,实时反馈至UC3879,动态的调节领先桥臂与滞后桥臂共同导通的最大占空比,就可根据负载的变化自动将延迟时间做相应的调整。死区时间过大,将使领先桥臂与滞后桥臂共同导通的时间减小,从而导致逆变电源的输出功率减小,因而,死区时间不宜过大,保证同一桥臂的上管和下管安全运行即可。

5结论

5.1 采用UC3879设计了零电压全桥移相控制电路,获得了与理论分析相吻合的移相脉冲波形,实现了输出脉冲波形0°-180°范围的移相;

5.2 在感应加热逆变电路中,实现了功率开关器件在零电压条件下导通和关断,降低了开关损耗和电压应力,提高了电源的可靠性;

5.3 通过实验测试和分析,揭示了元件参数对移相控制的影响规律,并对参数进行了优化设计。

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