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boost电路篇1

关 键 词 开关电源；有源功率因数校正；单周期控制

中图分类号：TM46 文献标识码：A 文章编号：1671—7597（2013）022-040-1

开关电源广泛的应用于工业、通信、电力、军事、生活等各个领域。随着越来越多的开关电源接入电网，其对电网的谐波危害日益严重，严重影响了电网的安全运行，降低电源的使用效率。采用有源功率因数校正技术（Active Power Factor Correction，APFC），实现开关电源的“绿色化”，降低电源对电网的谐波污染是电源接入电网的必要前提。

采用单周期控制的有源功率因数校正技术，能够将输入电流的波形校正为与输入电压同相的正弦波，提高整个系统的功率因数，降低电源对电网的谐波污染。

1 单周期控制的APFC技术

APFC技术的基本原理为在不可控整流桥与滤波电容之间加入一个合适的功率变换电路，常用的为BOOST变换电路或者BUCK电路，通过控制变换电路中开关管的通断，来控制电感电流的大小，进而控制交流侧输入电流的大小，将输入电流校正成为与输入电压同相的正弦波。

采用单周期控制技术，通过设置输出滤波电容大小，可以使得输出电压基本保持不变。图1为采用单周期控制的Boost型APFC电路的原理框图。

2 关键参数设计

电路的实验条件如下：额定功率250 W，输入单相交流电压120 V～250 V，频率50 Hz，输出直流电压400 V，开关频率50 KHz。以下为电源中关键参数的设计。

2.1 升压电感设计

在BOOST电路中，升压电感主要起到储能作用。在Ton期间，L上的电压为Ui，电流增量为 ，在Toff期间，L上的电压为Uo-Ui，电流减少量为IL（-），其中：

2.2 输出滤波电容设计

输出电容的选择应考虑以下因素：输出电压的大小及纹波值等效串联电阻的大小，容许温升等众多因素。此外，在输入交流电断电的情况下，电容容量足够大以保证一定的放电维持时间。在这些需要考虑的因素中，电容维持放电的时间需要的电容值最大，即电容只要满足放电时间，就能满足其他的要求。

考虑到电解电容存在ESR的作用，因此采用多只电解电容并联使用。

3 仿真实验分析

使用MATLAB/Simulink对上述设计的电源电路进行仿真分析，对电路参数进行优化与改进，可以看出，由于BOOST变换器前端采用不控整流加大电容滤波电路设计，只有当电源电压绝对值高于电容电压时二极管才能导通，从而有电流流过，其他时间二极管截止，电容放电，输入电流为零。因此，当输入电流为尖峰状，其中含有大量的奇次谐波，且与输入电压不同相，此时电源对电网造成严重的谐波污染，且电源的功率因数很低。而采用单周期控制技术，迫使输入电流跟随输入电压变化，使二者均为正弦波，且二者同相位，输入电流中含有的谐波大多为幅值较小的高次谐波，低次谐波的含量很少，大大减少了电源对电网的谐波污染，电源的功率因数可以达到0.99以上，提高了电能的利用率。

4 结论

基于单周期控制技术，对BOOST型APFC电路的关键参数进行了设计，并使用MATLAB/SIMULINK完成了电路的仿真实验。实验结果表明，采用单周期控制的有源功率因数校正技术，可以有效的将开关电源中输入电流的波形校正为与输入电压同相的正弦波，大大减少了电源对电网的谐波污染，提高了系统的功率因数。电路具有响应快、控制效果好、容易实现等优点，具备很强的实用性。

参考文献

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boost电路篇2

【关键词】移动电源；同步Boost；ASIC设计；MCU

1.引言

随着iphone、ipad带动的全球智能手机、平板的风靡一时，人手一部智能手机已经不再是遥远的梦想，手机与平板是人们外出的必备物品，除了兼具通信、拍照、电脑功能之外，这些数码设备同是也是一种时尚体现，对轻巧纤薄的完美外形之极致追求与电池的续航能力成为一对矛盾。为了追求完美，iphone、ipad更是设计出一体化用户不可拆卸机身，电池无法拆卸，于是移动电源成为了数码后备电源的必须品，其市场需求随着智能设备的发展迅速扩大。

2.方案分析

2.1 技术规格与方案比较

当前适用于手机平板的主流移动电源的规格为：

（1）具有锂电池充放电管理功能；

（2）5V/500mA/1A/2A输出。

其中，锂电池充放电管理由“保护IC+ASIC或MCU”实现，5V/500mA/1A/2A输出由锂电池Boost升压加反馈控制实现。在移动电压的方案中，最关键的指标和技术难点是Boost升压输出的效率，因为锂电池充电电源一般来自220V市电充电器，不需要特别强调效率，而Boost升压是将电池的电能输出给手机、平板，充电效率特别重要。以10000mA时的移动电源为例，90%的效率与70%效率的Boost充电电路，输出电能相差2000mAh，从用户体验来看，效率低的移动电源发热严重，安全隐患也较大。Boost电路主要有两种，一种为二极管续流Boost，电路相对简单，一种为同步Boost，电路相对复杂，对控制时序的精度要求高，过去几年由于需求旺盛，为了快速出货，大量方案均采用二极管续流的Boost方案，价格战非常剧烈，因此，高端厂家开始转移到同步Boost方案。

2.2 专用MCU的同步Boost方案

移动电源专用MCU HT45F4M的方案是当前市场广泛采用的同步Boost方案，具有电路简洁，效率高的特点，原厂提供的技术指标为：静态耗电小于10uA，实测放电转换效率最高超过91%（5V/700mA输出时）。锂电池保护机制：过流过压过温保护。其同步Boost的原理图与二极管续流Boost对比如图1所示。

图1 HT45F4M同步Boost与通用MCU二极管续流Boost对比

由图1所致可见，HT45F4M与通用MCU相比，主要特点是内置互补式的PWM输出功能，通过OUTL、OUTH的PWM互补时序，分别控制NMOS、PMOS的通断，从而实现同步Boost。我们实测过该方案的成品，效率与厂家提供的指标基本一致，与二极管Boost方案相比，1A以上大电流工作时，其功率器件发热量低，效果差别明显，性能良好。

3.互补式PWM的IC设计实现

由于HT45F4M与通用MCU的主要差异是互补式的PWM输出，如果设计一颗实现互补式PWM输出的ASIC，适当选择具有PWM输出功能的通用MCU搭配，也可以实现类似HT45F4M的功能。这种IC设计+通用MCU的方案可以广泛利用现有的大量MCU资源，更具灵活性，成本也有竞争力。

3.1 结构框图与时序图

互补式的PWM的结构框图与时序图如图2所示，由通用MCU产生PWM输出，输入ASIC，经延时时间插入电路，产生互补式的PWM输出，此PWM输出为PWMp，PWMn两路，PWMp控制P-MOS，PWMn控制N-MOS。这两个MOS管在充电时，用于控制充电电流；在放电时可用于控制放电电压。充电时，PMOS导通的时间越长，充电功率越大。放电时，NMOS导通的时间越长，放电功率越大。

图2 互补式的PWM的结构框图与时序图

3.2 ASIC的设计与仿真分析

我们使用Candence IDE设计仿真了一颗ASIC，实现图2所示的互补输出，由MCU提供PWM信号，通过延时和组合逻辑实现图2所示的PWM互补输出时序。图3所示为PWM与PWMn时序的仿真结果，图中电压峰值低者为来自MCU的PWM信号，电压峰值高者为PWMn信号，PWMn下降沿与PWM的上升沿几乎重叠，PWMn上升沿滞后于PWM的下升沿。时序上与图2所示一致。

图3 PWM与PWMn信号的仿真时序

图4所示为PWMn与PWMp时序的仿真结果，也是设计互补PWM输出最终需要的结果。PWMp的低电平信号被“包围在”PWMn的低电平信号中，也实现了图2所示的时序关系。这意味着“PMOS仅在NMOS关断期间开通”，因为在同步Boost的电路结构中，PMOS是低电平开通，NMOS是低电平关断。

图4 PWMn与PWMp的仿真时序

图4所示的波形同时表明，ASIC的设计实现了当NMOS关断的时候，PMOS滞后DT1时间开通，当PMOS关断DT2时间后，NMOS开通，这意味着“NMOS仅在PMOS关断期间开通”。可见，PMOS与NMOS都在对方关断后导通，两个管不会同时导通。当NMOS导通时，电能转化为电感线圈的磁场能，当NMOS关断后，磁场能转化为电能，与电池电压叠加，通过PMOS管输出，于是，电路实现了同步Boost升压功能。

3.3 开关损耗

当NMOS关断后，在PMOS管还未导通的DT1时间内，Boost电压通过其PMOS管的体二极管输出，因体二极管的压降较大，这会带来功率损耗，但由于MOS管开关时间在几十纳秒以内，因此在整个导通周期内损耗不大。恰当设计ASIC的延时时间，通过ASIC的Option Pin脚使延时时间长度可变，并选择合适的MOS管，即可使DT时间略大于PMOS管的开关时间，保证两个MOS管不会同时导通，并减少开关损耗。

与肖特基二极管相比，由于PMOS的导通电阻低，管压降小，从而提高了效率，理论上肖特基的压降约为0.3V，在5V/1A输出时，肖特基上浪费的功率约为0.3V*1A=0.3w，约为输出功率的6%，这样，若不计MOS管的导通电阻与开关损耗，理论上同步Boost效率比二极管续流高约6%，常用的低压功率NOS管如8205A或P2804NVG在1A电流时导通电阻只有几十毫欧，开关时间只有几十纳秒，所以实测结果显示同步Boost方案的效率提高明显，功率器件发热较低，与理论分析相符。

3.4 竞争力与成本

除了肖特基外，电感，导线，电路板走线都会发热，因此输出电流500mA以上时，二极管Boost的移动电源很难做到90%以上的效率，而同步Boost较容易达到，对于大容量移动电源而言，两种方案因效率产生的电池成本差别非常大，并且同步Boost移动电源本身因发热而产生的温度上升幅度很小，因此，容量越高、电流越大的移动电源，在技术指标、成本和用户体验三个方面，非同步Boost方案越缺乏竞争力。由于不同MOS管的开关导通时间不同，ASIC的延时时间可以通过增加或减少延时门的数量来调节。经测算，在0.5um工艺下，不计Pad时，Layout的面积小于0.4mm^2，成本很低。

4.MCU选型及软件流程说明

使用通用MCU的PWM驱动Boost升压，实现移动电源方案，在MCU选型时，其PWM的输出频率最好在100KHz以上，否则需要很大的电感和滤波电容，MCU应当有8bit以上的AD能力。我们分析过HOLTEK、海尔、义隆、Sonix、芯睿等消费电子常用的MCU资料，均有可以达到这一要求的通用MCU型号。

移动电源软件流程主要包含三部分：主循环，充电管理，放电管理等。我们分别使用过台湾Holtek的HT46R066、海尔的HR6P71、芯睿的MK7A22P三种MCU，实现了由MCU的PWM驱动的移动电源方案，以下流程经实际验证是可行的。

4.1 主循环

外部电源接入时，进行充电管理；外部负载接入时，进行放电管理。按键按下时进行LED电量显示，按键长按时打开手电筒功能。在整个充放电过程中进行温度检测保护，在整个充电过程中保持LED输出。放电时若超过10秒无按键，则进入到低功耗模式，关闭LED。

4.2 充电管理

充电管理主要功能为：当电池电压小于3V时，进行涓流（1/10C）充电；当电池电压在3V-4.2V时进行恒流充电。当电池电压大于4.2V时，进行恒压充电直至充电电流小于1/10C，此刻认为电池充满，用于电量显示的LED全亮。

4.3 放电管理

放电管理主要流程为，产生PWM信号驱动Boost升压，由MCU的AD Pin检测输出电压，当输出电压低于5V或高于时，改变PWM的占空比，控制Boost升压的幅度，实现恒压。通过串联在输出电路上的电阻，检测电阻压降的AD值，改变PWM占空比，实现恒流输出和限流保护。如果MCU的AD位数小于10位，也可采用软件算法限流，实际测试可用，但控制电流的精度较低。

5.结语

相对二极管续流的非同步Boost方案，同步Boost的移动电源具有效率高的突出优点，理论及实测都充分证明这一优点，因此它将会成为消费电子市场中移动电源的主流方案。本文提出了一种IC设计结合通用MCU实现的同步Boost方案，并进行IC设计仿真，达到预期结果。与专用IC相比，可充分利有现有MCU资源，方案选择灵活、成本也具有竞争力，相信这种形式的方案将在市场占有其一席之地。

参考文献

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[5]MK7A22P.PDF.台湾芯睿半导体有限公司，2007-12-03.

作者简介：

李文胜，广州松田职业学院讲师，主要研究方向：嵌入式系统、IC设计。

boost电路篇3

[关键词]DC-DC Boost变换器 混沌 混沌现象

[中图分类号]TN624[文献标识码]A[文章编号]1007-9416(2010)03-0118-02

1 引言

电流控制型DC-DC Boost变换器是电力电子系统中非线性现象研究的一个重要对象,具有规则的倍周期分岔结构,它能产生多种分岔形式,切分岔是其中的一种特殊分岔。开关变换器因切分岔而引发了阵发混沌,切分岔所引发的阵发混沌是混沌内部的变化产生危机所出现的动力学行为,是由于混沌吸引子与不稳定轨道产生碰撞而引起的,阵发混沌的出现使得系统的非线性动力学特性变得更加复杂。

2 电路结构和工作原理

电流模式控制DC-DC Boost变换器是以电流为控制对象的一种DC-DC Boost变换器,其电路原理图如图1(a)所示。主电路拓扑结构分别包含一个电感L、电容C、开关管S、二极管D和负载电阻R。

根据开关管S的状态的不同,DC-DC Boost变换器的电路拓扑也发生变化,假定变换器工作于连续导通模式,则有2种电路拓扑分别对应开关管S的2个状态,其微分方程描述为:

(1)

式中x为状态矢量,即x=[iL,Vo]T,系数矩阵分别为:

(2)

假定初始时刻电感电流iL小于参考电流Iref时,比较器输出低电平,当时钟脉冲到来时,触发器输出高电平,使开关S闭合,二极管D反向偏置截止,输入电压源直接加在电感上,电感电流线性增加,电能以磁能的形式存储在电感线圈中,同时电容放电,直至电感电流iL等于参考电流Iref,此时比较器的输出为高电平,触发器翻转输出低电平,使开关S关断,二极管D导通,电容充电,电感电流下降,直到下一个时钟脉冲CP来临,触发RS触发器使开关S闭合,D截止,电感电流又开始线性增加,变换器完成一个周期的相位切换。工作过程中电感电流及电容电压的波形如图1(b)所示。

3 Boost变换器由稳定到混沌的仿真分析

3.1 仿真模型的建立

下面从变换器的两个工作拓扑结构(S闭合时、S关断时)状态下,合并式(1)中的两个状态方程,推导出电流控制DC-DC Boost变换器的精确离散数学模型。

3.2 仿真结果分析

在上述建模的方法下,取电路参数为:Vin=10V;L=1mH;C=12μF;R=20Ω;Iref=0.5A-5.5A,CP是频率f为10kHz的脉冲波。分别取Iref为1A,2A,2.5A,3.5A,对Boost电路进行仿真,可得到状态变量在相空间中的轨迹图,由图可以看到,系统运行于不同的周期轨道或混沌轨道的情况。在单周期、倍周期和四周期状态下,周期轨道是固定,此时时域波形表现出相应的周期性,单倍周期、2倍周期相轨迹图不作介绍,4倍周期如图2(a)所示。当参考电流为3.5A时,即Boost变换器处于混沌状态时,此时时域波形因失去周期性的规律而表现得杂乱无章,变换器的相轨迹由一定区域内随机分布,永无封闭的轨线构成,如图2(b)所示。

4 结语

电流模式控制DC-DC Boost变换器是一种强非线性开关系统,可以产生多种非线性现象,如倍周期分岔、混沌等。在上述参数选择的情况下,通过仿真揭示了Boost变换器随着分岔参数Iref的变化,表现于相轨迹图中从稳定走向混沌的过程。

[参考文献]

[1] 李胜男,张浩,马西奎,李明.Buck-Boost DC/DC变换器中的边界碰撞分岔现象的实验研究[J].西安交通大学学报.2006,(4),27-30.

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boost电路篇4

关键词： 无刷直流电机； 换相转矩脉动； Buck?Boost； 占空比

中图分类号： TN911?34； TM301 文献标识码： A 文章编号： 1004?373X（2016）20?0167?04

Abstract： To reduce the high commutation torque ripple of the permanent?magnet brushless DC motor （BLDCM）， the method based on Buck?Boost converter to suppress commutation torque ripple of BLDCM is proposed. The cause of producing commutation torque ripple is analyzed. The topology circuit diagram for adding a Buck?Boost converter in front of the motor′s three?phase inverter and the principles for adjusting the DC bus voltage are given， so as to achieve the purposes of same current change rate of opening phase and closing phase， and suppression of the commutation torque. The simulation results show that the method can suppress the commutation torque ripple of the permanent?magnet brushless DC motor effectively.

Keywords： brushless DC motor； commutation torque ripple； Buck?Boost； duty cycle

0 引 言

永磁无刷直流电机（BLDCM）由于结构简单、功率密度高、控制方法简单等显著优点，广泛应用于航天航空、军事、工业、民用电器等各个方面。BLDCM的结构决定了内部气隙磁密沿空间呈梯形波分布，定子绕组感应电势波形为梯形，理想换相时相电流为矩形波。由于电机定子齿槽对磁场分布影响，绕组存在电感使电流换相时绕组电流不能突变，导致电机在换相时产生转矩脉动，这也是BLDCM相比于永磁同步电机（PMSM）的一个弱点，因此BLDCM往往被用于对转矩脉动要求不太高的调速系统中。人们一直在研究抑制BLDCM转矩脉动的方法，期望减小换相转矩脉动使其得到更广泛的应用。为此，众多文献都对永磁无刷直流电机换相转矩脉动的抑制进行了大量的研究，文献[1?2]都采用换相电流预测且辅以PWM 调制的方法，控制开通相的电流上升斜率和关断相的电流下降斜率相等，从而减小换相转矩脉动的。文献[3]通过在每两拍之间插入一小段缓冲区，使切入电流提前切入，要切出的电流延迟切出，并通过选取合适的PWM占空比以减小换相转矩脉动。文献[4?6]均基于不同的PWM调制算法，使开通相和关断相的电流变化斜率相等，保证非换相相电流恒定，但以上方法通常都会造成换相时间的延长。文献[7?9]采用了前置BUCK、准Z源网络、双向Buck?Boost变换器电路，通过调节直流母线电压的方式减小转矩脉动。本文针对无刷直流电机的转矩脉动问题，在驱动三相逆变桥的输入端加前级 Buck?Boost 变换器，应用时根据转速变化情况选择直流Buck?Boost 变换器输出或是电压源输出采用PWM调制方式进行调速控制。通过Matlab/Simulink对该方法进行仿真，仿真结果验证了该方法的可行性。

1 BLDCM转矩脉动产生原因

[ea]随时间变化公式为[deadt=-6VPωrπ]，因为[ea]的变化无法控制，若想得到[dTedt=0]，则必须有[ia=diadt=0]，[dibdt=dicdt]；但由于实际换相中由于二极管续流作用，非导通相出现电流拖尾现象。文献[10]指出，拖尾现象不仅使输出功率增大，而且会引起电机转矩脉动。

Carlson在文献[11]中有如下结论（假设从A相换到B相过程中）：在低速运行时，[Udc4Em]，[ia]下降的速度比[ib]上升的快；当[Udc=4Em]时，[ia]下降的速度恰好等于[ib]上升的速度，即两相电流变化速率相等且方向相反，此时换相转矩脉动最小。由此可知，保持直流侧电压[Udc=4Em]不变时，转矩脉动最小。反电动势正比于转子角速度，即[Em=Keωr]，其中[Ke]为电势常数，[ωr]为转子电角速度。[Udc]通常保持不变，但当电机速度发生变化时，反电动势[Em]随之改变，因此很难确保[Udc=4Em]。

2 抑制转矩脉动策略

在无刷直流电机调速系统中，通常使用调节PWM波的占空比的方式进行调速，其硬件结构简单，软件实现成熟，但工作频率有上限，且在高速时有局限；变母线电压策略虽然硬件复杂，但大大降低了逆变器开关管的通断次数，在高速运转时有优势，且稳定性更好。传统的变换器拓扑结构为电流控制，电动机产生的反电动势不能超过电机母线的60%～80%，Buck?Boost变换器为升降压式变换器，可将电机直流母线电压调节范围扩大为电源电压的0～2倍。

2.1 Buck?Boost变换器控制原理

基于Buck?Boost变换器调制直流母线电压的电路拓扑图如图2 所示。

在该拓扑中，三相逆变器前侧并联了一个Buck?Boost直流变换器及开关器件，形成了可选择直接导通三相逆变器或是经过Buck?Boost直流变换器再导通的两种方式。根据无刷直流电机内部的霍尔信号获得换相时刻，在换相前判断[K1]和[K2]的通断，根据实际情况通过合理的开关通、断及通断时间的控制来达到有效抑制转矩脉动的目的。[K1]闭合[K2]断开时，选择电源电压作为三相逆变器的电源；[K1]断开[K2]闭合时，选择Buck?Boost直流变换器输出电压作为三相逆变器的电源。Buck?Boost变换器输出电压极性与输入电压相反， MOSFET开关管[Q]采用PWM控制方式，占空比为[D]。当[Q]导通时，电源电压[US]到了电感[L]两侧，电感开始储能，二极管截止，负载由电容[C]供电；当[Q]关断时，二极管导通，电感能量向负载和电容[C]转移。稳态工作时，[Q]导通期间电感电流的增长量等于[Q]关断期间的减小量，则当[K1]断开[K2]闭合时，Buck?Boost直流变换器的输入电源电压与输出端电压可推导出关系式如下：

2.2 基于Buck?Boost调制母线电压

由于Buck?Boost变换器电路中有储能元件电容和电感，充放电时间取决于时间常数，当速度变化明显时，响应速度低于PWM调速。无刷直流电机的调速系统常常在给定速度参量的基础上，使电机跟随给定值进行控制，为了良好跟随性能，通常采用闭环控制方式。在系统设定阈值[eΔ]，当给定转速与电机转速的误差[eeΔ]时，切换成PWM调速方式。此时无刷直流电机的调速系统流程图如图3所示。

3 仿真实验结果

在Matlab/Simulink 环境下，搭建基于Buck?Boost变换器的无刷直流电机驱动部分仿真系统，三相无刷直流电机仿真模型的参数如下：额定电压[UN=48 V]；额定转速[nN=1 500 r/min]；额定转矩[TN=0.5 N?m]；相电阻[R=0.36 Ω]；电枢电感[L=0.16 mH]；转动惯量[J=0.000 6 kg?m2]；极对数[p=2]。仿真系统速度环采用PI控制算法，比例系数取10，积分系数取0.8。为验证基于Buck?Boost变换器调制直流母线的电压以削弱换相转矩脉动的有效性，分别对传统控制模型和基于Buck?Boost调制时模型进行了仿真，实验转速为[1 500 r/min]。实验仿真图如图4～图7所示。

从上述仿真可以看到，采用Buck?Boost变换器调制直流母线电压的方法对于减小换相时转矩脉动有显著地效果，从图4、图5可知，传统控制模型换相时关断相与开通相电流变化速率不同，而基于Buck?Boost调制换相电流的开通相和关断相电流变换率趋于相同，从而减小了换相转矩脉动。由图6、图7可知，基于Buck?Boost调制时转矩脉动确实明显小于传统控制模型的转矩脉动。

4 结 语

本文介绍了基于Buck?Boost变换器调制无刷直流电机直流母线电压抑制换相电磁转矩脉动的方法。分析了该方法的调制原理及方法，仿真结果验证了采用调制直流母线电压方法及抑制电磁转矩的有效性。

参考文献

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boost电路篇5

【关键词】光伏；Boost变换器；最大功率点跟踪；模糊控制

1.引言

在高速发展的社会经济条件下，人们对能源与资源的需求越来越大，目前人们已将目光转向可再生能源的开发与利用。而光伏发电是一种得到公认的高技术含量、较长远的发展前途的新能源技术[1]。太阳能是取之不尽、用之不竭的，并且不会产生废弃物，是一种理想的清洁能源。然而，众所周知，光伏电池的输出特性具有明显的非线性特征，只能在某一特定的电压下才能输出最大功率，而这一电压受很多因素影响[2]。为此需要对最大功率点进行实时跟踪和控制，确保光伏电池组件输出最大功率，这是当前研究的热点。

目前最大功率点跟踪（Maximum Power Point Tracking，MPPT）工程上常采用：固定电压法、扰动观察法和增量电导法等[3]。固定电压法控制相对简单，但其跟踪方式并未考虑温度对光伏电池开路电压的影响，造成大量能量的损失。而扰动观察法跟电导增量法转换效率相对高一点，是目前工程上应用较多的方法，只是在这两种方法中，MPPT电路功率开关器件的占空比调节裕量为定值：当较大时，跟踪最大功率的速度较快，但是在最大功率点附近容易出现较大的振荡，从而造成较多能量的损失；当较小时，最大功率点附近的振荡明显减弱，但是系统对外界的响应速度会减慢[4]。单级式光伏并网发电系统在同一逆变器环节中既要实现光伏最大功率点跟踪，又要完成逆变器并网所需的频率相位的调整，和输出功率大小等控制策略的实现，从而导致控制量耦合，容易相互冲突，难以兼顾[5]。

本文针对以上情况，设计了一套两级式光伏并网发电系统。该系统前级采用Boost变换器，并采用模糊控制器实现了MPPT，模糊控制器具有自适应性好，鲁棒性强的优点；在后级，用全桥电路作逆变器，采用适当的控制实现了并网电流的输出。这样各级变换电路的控制目标清楚明确，可减少相互影响。

2.两级式光伏并网发电原理

采用的两级式光伏并网发电主电路及控制原理框图如图1所示。

图1中，光伏器件输出送给Boost电路，该Boost电路主要是实现两个功能：其一是实现最大功率点跟踪控制，通过调节电路功率管的占空比来实现光伏阵列与其所带外部负载阻抗之间的动态匹配，从而使光伏阵列始终工作在最大功率点附近；其二起到升压作用。将系统较低的光伏阵列的输出电压经Boost升压，以满足后级逆变器工作所需的电压要求，从而向电网输出功率。

图1的控制部分，采样光伏组件的输出电压和输出电流，经过MPPT算法得出光伏电池电压给定，与采样调理后的输入电压经过PI调节器调节后与三角载波交截从而得到Boost开关管的PWM驱动信号。

电路中采样Boost输出电压即全桥电路的输入电压跟给定电压经过PI调节器调节后得出并入电网的电流幅值，再与锁相环电路信号相乘算出并网电流的给定信号，经过PI调节器调节后的反馈信号与三角载波交截，经双极性调制得到逆变桥的驱动信号。

3.最大功率点跟踪的实现

光伏并网发电系统中，最大功率点的控制用模糊控制器设计。据光伏电池特性推导出控制规则，用DSP可以方便地实现。

3.1 有关电池的输出功率Pout与占空比D的关系

将太阳能光伏电池光照特性写成数学表达式（1）所示：

式中：—光照产生的电流；—内部二极管的反向饱和电流；、—光伏电池正常工作时的电流和电压；—内部二极管的特性因子；—波尔兹曼常量；—电荷；—电池温度；、—光伏电池内部的串、并联电阻。

由于并联内阻很大，串联内阻很小，这里假设对他们进行忽略处理。因此，光伏电池的输出电压如（2）所示：

光伏电池的输出电流的表达式如（3）所示：

3.2 确定模糊控制器的结构

MPPT控制设计，其关键是模糊控制器的设计。选用双输入单输出模糊控制器[6]，如图4所示。

图4 二维空间模糊控制器

模糊控制器的第时刻输入量，为第时刻的功率变化量和功率变化率；第时刻的输出量为第时刻的占空比改变量，大小在[0，1]间变化。其中功率变化量，功率变化率用代替计算。

3.3 确定输入模糊子集、输出模糊子集及他们的论域

的模糊集为E，的模糊集为EC，的模糊集为U。将语言变量E和U定义为7个模糊子集，EC定义为6个模糊子集，即：

3.4 隶属函数的确定

模糊子集的隶属函数形状较尖，表明模糊集合具有较高的分辨率和灵敏度。故选择三角形作为隶属函数的形状E和EC的隶属函数见图5和3.5 模糊控制规则

由功率值的变化量及其对占空比的变化量来决定下一开关周期的占空比变化量。根据对光伏电池的输出功率与占空比之间的特性分析，考虑到外界环境因素（如日照强度等）对光伏电池输出功率的额外作用，对实际仿真进行调整得到最终控制规则表，如表1所示。

3.6 解模糊方法

4.仿真与实验

根据两级式光伏并网发电系统的原理框图，搭建了一个由光伏电池模块，Boost变换器模块，模糊控制器模块，全桥逆变器模块，全桥逆变器控制电路模块等作为子系统构成的两级式光伏并网发电的仿真模型，如图8所示。参数是：配置光伏组件的开路电压是243伏，最大功率输出点电压是192V，最大输出功率为1500W，电网电压是220Vac/50Hz。

模糊控制器子系统仿真模型如图9所示。

使用仿真软件MATLAB 7.8.0，采用ode15s算法进行建模仿真，仿真条件是：设置仿真时间为2s，在1s时，给光生电流一个从5A到10A的阶跃，用来模拟光照强度的突变，表明用模糊控制器获得了较快的跟踪速度。图10是并网输出电流及电网电压波形，光伏电池输出功率仿真波形如图11。图10中，表示输出电压，表示输出电流，系统能很好很快地实现最大功率点跟踪，并且能很稳定地并网运行。

控制芯片选用TI公司的TMS320F2808DSP芯片，设计了一套1500W的两级式光伏并网发电系统，稳定工作时，网侧的实验波形如图12所示。

5.结论

本文针对光伏电池的特性，将之与Boo-st电路相结合，设计了MPPT的模糊控制器。该方法在外界环境变化剧烈的情况下，可以快速地使光伏电池以最大功率输出，具有较高的控制精度和稳定性，逆变器的输出电流能始终保持与电网电压同步，并网发电运行可靠。

参考文献

[1]张国荣，项若轩.光伏电池最大功率点跟踪方法的研究[J].能源工程，2009（1）：13-16.

[2]Cheon Kyu Kim，Young Seok Kim，MPPT control method of the seaflow energy generation by using fuzzy controller in a boost converter[C].International Conference on Electrical Machines and Systems（ICEMS 2008），Wuhan，2008，Oct.17-20，2672-2675.

[3]方宇，魏腾飞，谢勇，邢岩.应用在UPS中的耦合电感型Boost电路分析[J].电力电子技术，2009，43（12）：76-78.

[4]Chiu C S，Ouyang Y L，Chiang T S，et al，Maximum Power Control of PV Systems via a T-S Fuzzy Model-based Approach[C].2010 5th IEEE Conference on Industrial Electronics and Applicationsis，2010，2198-2203.

[5]Kim Y H，Kim J G，Ji Y H，et al，Flyback Inverter using Voltage Sensorless MPPTfor AC Module Systems[C].The 2010 International Power Electronics Conference，2010，948-953.

boost电路篇6

关键词：PFC；谐波；电流控制

中图分类号：TP391 文献标识码：A 文章编号：1009-3044（2016）11-0235-03

Abstract： When supply voltage containing harmonics， the input current will be distorted in the PFC circuit of aero computer based on the common method， which affects the function of power factor correction. To against this problem， a strategy is proposed. By regulating the reference without harmonics， input current performs as sine wave. Comparing with the traditional scheme， the recommended strategy effectively suppresses the source disturbances and decreases the distortion of the input current. Simulation results in Matlab testify the validity.

Key words： PFC； harmonic； current control

为减小无功和谐波，交流供电的机载计算机电源常采用功率因数校正（Power Factor Correction， PFC）技术来提高电流正弦度[1，2]。在单相交流系统中，用boost电路实现PFC最为常见[3]-[5]。boost电路结构相对简单，控制芯片成熟，供电电压正弦度较好时，PFC-效果良好[5]。然而随着电子设备的增加，机载计算机交流供电网络中的谐波含量也会随之上升。传统boost型PFC电路中，由于输入电流指令与交流电压波形基本一致，则交流电压含有谐波时，输入电流也会含有相同成分谐波，使交流电网中的谐波情况进一步恶化。因此需要一种能够抑制谐波扰动的PFC策略，来保证输入电流的正弦度。

1电网含有谐波时传统boost型 PFC的问题

Boost型PFC的电路如图1（a）所示（|Vs|为输入交流电压绝对值）[3]。为了实现PFC及输出稳压功能，需采用输出电压外环、电感电流内环的双闭环控制，并在电压误差信号中乘以整流后输入电压信号|Vs|作为电流指令Iref，如图1（b）所示。

从图1（b）中可知，将交流电源电压Vs引入电流指令中使电流可跟踪电压波形。当Vs为正弦波时，电流也为同相位正弦波，从而实现PFC功能，采用如UC1854等集成芯片的控制电路即采用此方法。但是当Vs含谐波时，该传统方法中电流指令被引入谐波，使输出电流正弦度下降，影响PFC功能。由于低次谐波频率与基波接近，通常的低通滤波难以抑制Vs谐波的影响。且滤波器常引入相移，造成电流相位滞后，进一步降低功率因数。

2 抑制谐波扰动的策略

2.1 谐波扰动抑制方法

通过上文分析可知，以boost电路实现PFC的传统方案之所以在Vs含谐波时电流正弦度降低，是由于Vs的谐波成分被引入电流环的指令中。这一方面在以如UC3854、UCC28051等PFC模拟控制芯片的应用电路中表现得尤为直接。为解决该问题，本文提出一种可抑制扰动的策略，利用锁相和数字芯片生成同相位的电源电压信号，使电流指令无谐波成分，达到提高交流侧电流正弦度的目的。该控制策略框图如图2所示。

2.2 控制系统设计

为得到图2中的|Vs|*，需要包含两个步骤：首先是通过锁相得到Vs的频率和相位信息，之后是根据该频率和相位信息生成新的正弦半波信号|Vs|*。其中锁相和|Vs|*的生成需要单片机或其他数字芯片的辅助。

锁相可采用工程上常用的方法，将正弦波先调理成方波，再由数字处理器获得周期和相位信息。由于含有谐波的交流电压信号仍呈现正弦变化，其过零点与不含谐波信号相同，因此该锁相方法在含有谐波的环境中仍具有良好的适应性。

锁相和数字电路的信号采样会造成信号延时，从而影响图2中|Vs|*相位的准确性。为补偿该相位误差，可采用在延时一周期基础上实现相位超前的方法。若数字处理器中正弦表为离散量，N为单个周期总点数，n为当前时间离散变量，则有：

[sin（2πnN）=sin（2πn-NN）] （1）

若希望在处理器中进行k拍的超前补偿，可采用如下实现形式：

[Vsin[n]=A?sin（2πn-N+kN）] （2）

其中A为幅值，如此一来，可以用查正弦表的方法解决延时问题。采用该方法不仅可实现相位补偿，还可根据需要改变指令电流的相位，从而根据需求控制功率因数角，实现一定程度的无功控制。

本文系统中，电压电流闭环采用PI控制，这种方法也与普通模拟控制芯片的情况一致。以400W电路验证本文策略，其中Vs为115V（rms）、400Hz，并含有3、5、7次谐波，Ud参考为300V，直流侧电容C为330μF，负载电阻RL为225Ω，直流电压环PI控制器中比例、积分系数分别为0.5和0.015，电流环比例、积分系数为1.3和0.001（或仅用比例即可），系统开关频率100kHz。

3 仿真验证

图3（a）为采用图1所示传统策略的仿真结果，其中输入电压、负载电阻、PI参数等条件均与2.2中所述相同。图3（a）中Vs（各图中相同）和电流I的FFT分别如图3（c）和图3（d）所示。从图3（a）中可以看出，传统方法在供电电压含谐波扰动时，难以保证输入电流正弦度，THDI大于10%。

图3（b）为采用本文策略的电压电流波形，其电流I的FFT见图3（e）。从电流波形及FFT分析可知，采用该策略良好的抑制的供电谐波的扰动，输入电流正弦度良好，从而验证了本文策略的有效性。

4 结论

当供电电压含谐波时，基于传统boost策略的PFC电路输入电流谐波含量增大，难以实现PFC功能。分析得出，输入电压的谐波会影响电流指令，造成电流畸变。针对该问题提出一种策略，利用数字芯片生成正弦信号，并结合锁相和周期延时厚度额超前来实现相位补偿，有效抑制了谐波扰动。理论分析和仿真结果证明了本文方法的有效性。

参考文献：

[1] 张爱国，邹晓渔，倪靖猛，等.模块化机载400 Hz单位功率因数整流电源[J].电力电子技术，2011，45（10）：34-36.

[2] 石健将，杨永飞，王文杰，等.数字控制400Hz三相四线高功率因数PWM整流器研究[J].电工技术学报，2012，27（5）：113-148.

[3] 宋久旭，高小龙，杨志龙. 单周期控制Boost PFC 变换器参数设计与仿真验证[J].电脑知识与技术，2015，10（11）：228-230.

[4] 张天弋，林才辉. 基于数字控制的功率因数校正技术的研究[J].计算机仿真，2009，26（2）：264-268.

boost电路篇7

关键词：三相整流器；控制策略；功率因数；畸变率

中图分类号：TM461文献标识码：A文章编号：16749944（2016）02017204

1引言

整流器是民用与工业领域中常见的电气装置，整流器的电路结构有二极管不控整流、晶闸管相控整流，这种电路结构简单、成本低廉、输出效率高，但会向电网注入大量的谐波，影响电网电能质量[1]，通常会附加无源滤波器进行滤波，可这种措施往往不能满足预期要求。从电能质量角度考虑，PWM整流器具有低谐波畸变率和高功率因数，但其成本高、可靠性低、输出效率低等特点[4]。目前研究整流器在追求单位功率因数、低谐波畸变率的同时，还要适用于中、高压电气等级，电路结构简洁、体积小、重量轻、低成本、高功率密度。将三相二极管不控整流串接对称BOOST电路即三相单开关整流器（Single Switch Three-Phase Rectifier，SSTPR）和三相单向PWM整流电路在直流母线与电网间简单并联[2～4]。这种混合整流器既可以实现不控整流的低频运行、承载较大功率的功能，又可以调节PWM整流器工作于高频、低功率状态下[4]，集中体现了两种整流器的优点：鲁棒性、简洁性、高效性、高功率密度。本文的研究混合整流器工作原理的基础上，重点阐述电压电流双闭环控制方法，满足直流侧输出电压动态性能、稳态精度，及交流侧电流跟踪控制精度。通过搭建三相三电平混合整流器系统仿真模型，验证了控制策略的可行性，电网电流畸变率及功率因数显著提高。

2混合整流器工作原理

三相单向混合整流器拓扑结构有多种包括VIENNA三开关型[2]、VIENNA六开关型、T型等。本文研究以六开关型为主，如图1所示。由两类整流器在直流母线电容与三相电网间并联而成，分别为三相单开关BOOST整流器和三相单向PWM整流器电路。直流母线串联的两对称电容中点电位为三电平单向PWM整流器中点电位。

三相单开关BOOST整流器中的升压开关管主要负责直流母线电压的控制及该整流器输入电流波形控制。开关管导通时，直流母线上两个电感充电，负载电压、电流主要由输出电容放电提供；当开关管断开时，输出端电容充电，并提供负载电压、电流。在一个开关周期中，电容充电电量大于电容放电电量时，输出电压会升高；当电容充、放电电量相同时，输出电压稳定。

单向PWM整流器主要用于控制整流器输入电流大小、方向，每一相可以视为关于直流侧中点对称的BOOST电路，上桥臂工作在电源电压为正半周，下桥臂工作在电源电压为负半周。以图2中混合整流器并联VIENNA六开关整流器a相为例，阐述其工作原理，其工作模态如图2所示。当电网电压ua为正时，若此时交流侧电感电流小于给定电流时，控制a相上桥臂开关管导通，如图2（a）所示；若大于给定电流，a相上桥臂开关管关断，图2（b）所示；当电网电压ua为负时，若交流侧电感电流小于给定电流时，控制a相下桥臂开关管关断，图2（c）所示，若大于给定电流，开关管导通图2（d）所示。通过调节开关管的通断及占空比，控制电流跟踪给定电流的变化。与单开关BOOST整流电路并联的VIENNA型、T型整流电路工作原理类似。

3混合整流器控制方法

从电路结构分析中我们知道，混合整流器直流母线电压主要由三相单开关BOOST整流器中的功率开关管控制。而并联的三相单向PWM电路以利用直流侧电压控制网侧电流波形，其工作中会影响直流母线电容电压大小，及三电平电路结构中上、下端电容电压的平衡。考虑到直流母线电压的动态响应性能、稳定性及稳压精度等方面的要求，采用双闭环即电压外环和电流内环的控制方法，设计了电流内环滞环跟踪控制；电压外环PI控制方式[5]，电压外环控制量作为电流内环给定量。双闭环控制不但可提高输出电压的抗扰性，还可调整两种并联整流器输出功率的比例关系。双闭环控制结构框图如图3所示。

KU、TU为电压外环PI调节器参数，K2三相单开关整流器功率分配系数，iref为电流波形参考量，KSTSS+1为整流器功率器件开关响应传函，Kd1Td1S+1、Kd2Td2S+1分别为电压、电流反馈回路信号采集中低通滤波传函。

混合整流器中并联的三相单向PWM整流器，输出电压有三种电位+Vdc/2、零、-Vdc/2，可定义为电压输出状态“1”，“0”，“-1”，代表了输出电压为直流母线的正极、中点、负极，三相电压状态量按相序组合表示为电压矢量。每一相输出的电位由该开关管状态决定。对于某一相桥臂而言，开关S导通，整流器输出电压钳位于直流母线中点；当开关S关断时，输出电压为直流母线+Vdc/2或-Vdc/2，具体是正电压还是负电压取决于电流方向。

滞环跟踪控制是非线性控制方法，当电流偏差超越+h或-h时，其中h为滞环宽度，功率开关管按照一定的逻辑关系进行切换，强迫电流误差减小，达到跟踪指令电流的效果。环宽h选取需权衡电感及开关频率，h越小，开关频率越高，电流跟踪精度越高，但往往受到功率开关频率限制而不能过高。针对单向PWM整流器电流控制采用滞环跟踪比较方法，当电流方向不同时，滞环比较器开关逻辑也不一样，功率开关工作逻辑为：

4仿真实验结果

为了证明混合整流器控制方法的可行性，在Matlab/Simulink仿真环境下，搭建了VIENNA六开关型三电平混合整流器拓扑结构的电路模型，并加入控制算法，对系统进行了仿真。仿真参数为：电源线电压为，直流母线电压输出，直流母线串联电容C1=C2=4700uF，单向PWM整流输入端电感L=2.6mH，单开关三相整流器中串接电感Lb=0.5mH，开关频率fpwm=50k，最大输出功率Pmax=10kW

系合成出的电流波形如图8所示，畸变率较低的正弦电流。图9为对图8波形的谐波电流进行FFT分析与畸变率测试结果，畸变率为2.1%。混合整流器电压电流同相位、同频率，为单位功率因数，如图10所示。

6结语

本文分析了混合整流器电路结构，对两种并联整流器在整个系统中所起的作用、功能进行了分析，并针对各功能的实现提出了控制策略。提出了采用电压外环和电流内环的双闭环控制方法，实现了直流母线电压控制及交流侧输入电流波形正弦化的目标。通过Matlab/Simulink仿真平台搭建了混合整流器控制系统模型，仿真结果证明了混合整流器控制系统具有良好的动态性能和稳态性能，网侧电流畸变率显著降低，实现单位功率因数，直流母线输出电压纹波小的特点。

参考文献：

[1]张崇巍，张兴.PWM整流器及其控制[M].北京：机械工业出版社，2003：112～133.

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[4]T.B.Soeiro，J.W.Kolar.Analysis of highefficiencythreephase twoand threelevel unidirectional hybrid rectifiers[J].IEEE Trans：Ind.Electron，2013（60）：3589～3601.

boost电路篇8

自己做一个太阳能充电器有什么好处?我认为最大的好处就是节能!想象

Y，如果每个iPhone／iPodTouch／iPad都用太阳能充电而不是消耗市电，我们可以节省多少能源?大致估算一下平均电池容量，这大概相当于每年少向大气排放75965吨二氧化碳。当然，这还没有把其他可以使用这个充电器的iPod、手机、PDA和各种USB设备计算在内。一个小小的太阳能电池充电器看匕去并不能改变什么，但成百上千的这类设备加总在一起，却可以节约大量的能源(图1～图3)!

言归正传，首先让我们先来看一下我准备自己DIY的这个太阳能充电器吧，它有一些相当不错的特性：

支持用太阳能充电

体积小，仅与iPod Touch相当

可承载大容量电池――3.7V

可用作车载充电器，可通过USB和圆头插座充电，接受输入电压范围3.7V～7V

充电后取下太阳能电池就是一个不错的紧凑型USB电源

我做的这个充电器还有一个妙用：取下太阳能电池后用魔术贴把它固定在挎包或背包里，再接入一个可以卡在包上的更大的太阳能电池(别怀疑，淘宝上有大量可以挂在双肩包或驴行包上使用的太阳能充电电池，图4)，就可以以更快的速度充电。我自己也做了一下实际测试，用一个6W250mAh容量的太阳能电池就可以产生足够在5.5个小时内充满iPhone，或4个小时内充满iPod Touch的电量。

这个充电器做起来很容易――准备好材料之后我只花了大概一个钟头。下面就请按照我所说的步骤，来给自己做一个吧!

Step 1：准备工具和材料

如图5，工具都在下方，从左到右依次为：万用表、多功能“瑞士军刀”(简易工具箱)、透明胶带和铁皮剪；

所需材料如图5顶部所示，从左到右依次为：一块3.7V／2000mAh的太阳能充电电池(平时接受太阳能电池充电，应急时提供能源为iPhone／iPad充电)

在网上购买的MintyBoost套件(这是用于破解苹果自定义的USB充电数据返回电压检测的电路板，许多网店或其官网均有销售。)

尼龙搭扣魔术贴、网购的单电池锂聚合物充电电路板、一个金属材料盒子(可用某些装口香糖或薄荷糖的铁盒代替，用于安装电路、

两片剪成小方块的透明胶、一个JST连接头(二针电源插头)和一块3.7V／2000mAh的锂聚合物电池

另外还需要焊接电路板的烙铁和焊锡丝(如图6所示，虽然我们只需焊接一个地方)。除去工具，所有需要购买的材料成本价格约130元人民币。

在具体动手之前，必须先强调：

1.切割铁盒子时一定要非常小心，因为它的边缘确实很锋利，需要先打磨平滑。

2.制作虽然很简单，但仍然需要承担―定的风险。在组装和焊接时请务必遵照安全要求小心操作，错误的连接可能会毁掉你想要充电的电子设备。

3.锂离子或锂聚合物电池需要与所购的充电电路板配套，最好购买成套的产品。

4.最重要的，在动手之前请先完整地阅读一遍本文，并先准备好所有工具和材料。

Step 2制作Minty BOOSt输出端电路

首先介绍一下这个项目的关键组件――Minty Boost套件。苹果公司对USB充电器的两条数据引脚(D＋／D－)上做了小手脚，为排斥非官方充电器，苹果公司定义了除非这两条数据引脚侦测并回传到待充电的iPhone／iPod的电压值为2.8W2V，或者是2W2V，才会让iPhone／iPod产品顺利充电，前者主要适用于一些供电量大的电源，譬如电源插座，它们可以提供1A左右的快速充电电流；后者则供一些官方授权的第三方小型充电器使用，其电流大小约在500mA左右，一般电脑的USB端口也使用这种充电模式。

以上的一系列分析正是由Minty Boost计划的发起人和发明者Ladyada在经过一系列复杂的实验和测试后作出的。通过一番拆电阻和检测电阻值之后，她还确定了官方授权的第三方充电器中控制回传电压的相应电阻的阻值，并在换上合适的电阻测试之后，成功地用两节AA电池复制了第二种充电模式(2V／2V、500mA)的充电效果。

Ladyada发起了Minty Boost计划，将她所有的研究成果和Minty Boost便携充电器的制作方法、材料和电路结构图放到了她的个人网站(省略／make／mintyboost／index.省略提供准备好的Minty Boost套装(全套约19.5美元，所有材料一应俱全)，你只需要将其组装起来即可。当然你也可以只购买电路板而自行购买其它组件，这样只须花费5美元。

考虑到大多数读者并非电子电路爱好者，我们的重点也不是讨论Minty Boost套件的原理和构成。因此笔者选择了购买Minty Boost套件，并按照说明制作，这样确实非常简单，即使生手也能独立完成。

首先，我们需要把JST两针连接头焊到Mintv Boo st PCB上去(图7)，这个小小的连接器将把MintyBoost电路连接到锂聚合物电池充电电路板上，请务必确认你接对了电极(图8)!

其次，通过连接电池组(确认电池组有电流)和充电器电路来测试Minty Boost。注意Minty Boost应连接充电器电路板上标有SYS的连接器，锂聚合物电池连接标有BAT的连接器(图9)。

Step 3制作外壳

请大家注意MintyBoost PCB上USB接口的位置，接下来我们需要根据它来确定外壳上开口的位置和大小(图10)。

最后用准备好的双面胶把电路板粘到盒子内侧底部，注意一定不能让电路板的底部接触盒子的金属内表面，以免因短路而烧毁。可事先用一些泡沫纸或透明胶做绝缘处理(图11)。

Step 4组装电池和充电电路

现在用同样的方法在铁盒的另一端剪开一个口，放入充电电路板并用双面胶把充电电路板固定在内侧底部。把电池和MintyBoost PCB重新连接到充电电路板。确保两个电路板的下方都没有直接接触盒子底部(图12、图13)。

Step 5组装太阳能电池

连接太阳能电池有很多不同的方法。第一种是把连接器线头剪短，把管式两极圆插头直接充电电路上的圆口插座里(图14)。

第二种方法是用另一个JST两针连接头代替原有连接器，并插到充电电路上标有5V的第三个连接插座里。制作时我手头正好没有多余的JST连接头，所以就在充电电路5V线路上有两个开放销的地方焊上了一个没用的两芯插头(图15、图16)。

使用第二种方法肯定显得更干净利落，锡盒旁边没有一个伸出来的大管式插头，更加美观。

Step 6完工

现在用一些2英寸宽的尼龙搭扣魔术贴把太阳能电池粘到盒子顶上。我在太阳能电池组外面还缠了一层透明胶带来帮助保护。然后电池组就在两个电路板上面安置好了――配合得近乎完美(图17)。

现在把你的增强版太阳能iPhone充电器放到太阳下充电吧!在充电器电路板上你应该能看到一个红色LED小灯亮起来。一旦充满电你就可以连上iPod／iPhone／USB，以驱动设备来使用了(图18、图19)!

写在最后：常见问题和说明

下面是一些经常有人问到的问题，一并列出来以供大家参考。

问：锂聚合物电池是否会充电过度?

答：不会，充电器会自动切换到涓流充电然后关闭。

问：是否会完全耗尽锂聚合物电池的电量并造成损坏?

答：不会，电池本身带有低电压切断保护，防止电量被完全耗尽。低压切断阈值大概是2.8V左右。

问：锂聚合物电池充电器的输入电压范围是最低3.7V到最高7V。如果我想为了更快的充电而使用输出电压更高的太阳能电池呢?

答：要使用输出电压大于7V的太阳能电池，你需要一个稳压器来降低电压到充电电路板可以接受的范围。另外的办法就是使用6V／250mA的太阳能板。它能够保持锂聚合物电池充电电路板的输入电流和输入电压范围。记住你还可以平行加上一个较小的太阳能电池来增加可用电流，两个串联的5V／100mA太阳能电池可以输出5V／200mA电流。

问：这对iPod和iPhone以外的USB设备同样适用吗?