升压电源偏磁抑制技巧透析

箝位电容C在开关管S1关断的瞬间,储存绕组L1漏感的部分能量,因而开关管S1上的尖峰电压较小;在开关管S2导通时,电容C的能量释放到负载,没有能量损耗。提高工作效率。推挽正激电路采用了无损吸收技术,在抑制尖峰电压的同时,箝位电容也参与能量的转换,提高了能量转换效率。抑制磁芯偏磁。在推挽正激电路中,箝位电容C上的电压是浮动的,任何磁芯瞬态双向不对称磁化因素都会导致VC值在原有基础上适度变化,从而迫使磁芯稳态时双向磁化对称。具体过程如下:假设绕组L1出现磁饱和时,流过L1的电流IL1增大,储存在L1漏感中的能量增大,当开关管S1关断时,L1漏感中多余的能量就会通过低阻抗回路L1-C-DS2转移给箝位电容C,此时电容电压为VC1;下半个周期中,L2绕组由于漏感中的能量较少,电容电压VC2相对较低,由于VC1>VC2,开关管S2导通时,对绕组L1的去磁效果比S1导通时对绕组L2的去磁效果明显,从而使L1绕组退出饱和状态。减小输入电流脉动。电容C在S1、S2都不导通时保持了从电源吸收能量的电流Iav,使得输入电流的波动为KIo/2,而在推挽电路中,输入电流波动为KIo,因此,在同等功率输出情况下,推挽正激电路的电流脉动仅为推挽电路的一半,降低了对输入电网的电磁干扰。箝位电容的变化同时影响开关器件的电压应力和对偏磁的抑制能力。从减小开关器件的电压应力方面考虑,电容C的值越大越好,这样箝位电容C等效为恒压源,从而将开关器件关断电源嵌位在2Vin,箝位电容C的电压波动近似为零,失去了对偏磁的抑制作用;反之,若电容C的值很小,一个工作周期内存储、释放的能量很小,当任意开关器件导通时,已不能认为电源和箝位电容C并联向副边传输能量,此时的工作模态与推挽电路接近,电容C的电压波动非常大,开关器件的关断电压已经远大于2Vin。因此,设计时应该综合考虑开关器件的电压应力和对偏磁的抑制能力来确定ΔVC,然后确定电容C的大小。通常最大负载情况下,ΔVC=10%Vin,此时箝位电容C的值为(式略)式中:Po为额定输出负载;d为工作占空比;TS为工作周期;Vin为输入电压。电流内环控制要想使磁芯工作在理想状态,即磁链的摆动范围关于原点对称,必须检测推挽变压器一次侧的磁化电流。在实际电路中,采集磁化电流是非常困难的,一般采集推挽电路2支路的实际电流,采用电流型控制模式,使得2支路的电流相等。目前,电流控制模式可分为峰值电流PWM控制模式、平均电流PWM控制模式、滞环电流PWM控制模式以及相加PWM控制模式等[5]。其中,峰值电流PWM控制系统稳定性好,响应速度快,实现容易,且能够限制电路中的峰值电流,因此在研制升压电源时,采用了峰值电流控制模式的电流控制内环。峰值电流PWM控制原理图中,通过在变压器支路上的电流取样环采集开关管的电流信号,该信号经过调理之后直接和(叠加前)三角波进行叠加,叠加后的三角波形和电压反馈信号进行比较,得到占空比受开关管峰值电流控制的脉冲信号,以此驱动开关管。当偏磁现象发生时,推挽变压器某一支路上的电流急剧增加,与之相对应的开关管占空比减小,因此该支路对应的伏-秒值减小,偏磁现象减弱并最终得到抑制。优化电路布局在电力电子电路中,电路布局的好坏直接决定装置的体积和质量,甚至影响正常工作。在电力电子突飞猛进发展的今天,拓扑结构并没有出现更大的变化,设计的重点已转移到工艺布局,以此来突破提高开关频率的瓶颈[6]。

驱动电路设计

在设计驱动电路时,每个开关管的栅极各串联了一个小电阻,构成了非直接耦合电路(图略),同时,在PCB电路板上,驱动电路的信号端和接地端采用分层大面积布局方法,从而可以保证开通和关断过程,使驱动信号的延时尽量小,减小由于驱动信号宽度不对称而导致的偏磁现象。主电路布局升压电源调试实践证明:主电路布局对电路的稳定工作有关键的影响。原理样机研制时,直接采用导线和推挽变压器相连接,导线粗细、空间位置、缠绕等不同,推挽变压器发出不同的“吱吱”声(偏磁现象的直观反映)。为尽可能使2支路参数一致,在主电路布线时采用了以下3种方法。1)开关器件选型。功率开关器件由于制造工艺的不同,参数的一致性较差,在一定程度上会影响2个支路的对称,包括开关器件的压降、开关速度等。2)推挽变压器绕制。在推挽电路中,变压器的绕制工艺较为复杂。为保证变压器一次侧的2个绕组的一致性,在满足变压器最大输出功率的设计前提下,一次侧绕制匝数要尽量地少。在满足绕制窗口面积的前提下,导线的直径要尽量地大,绕制工艺要求较高时,则采用铜皮绕制。3)电路走线。在高频大电流工作状态下,导线电阻、寄生电感和寄生电容的影响已不能忽略不计[7]。PCB板走线的基本原则是:线路尽可能地短和宽,推挽电路的2支路长度尽量同等且每个支路的环绕面积最小。本文中,在主电路PCB线路上均覆了2mm厚的铜板,减小了开关管之间由于大电流所产生的压降。

实验结果

分别为负载电流Io=12A和Io=2A时,箝位电容C的电压波形。可以看出:负载电流较大时,箝位电容C上的电压波动也比较大,较利于推挽变压器的偏磁抑制。这也说明:箝位电容参与了能量转换,而且输出功率越大,箝位电容参与的能量转换越多,有利于减轻输入电源的功率负担和电压波动。为原理样机开关管电压波形,图7为工程样机开关管电压波形。原理样机研制时,主电路布局较为随意,导致功率开关器件关断时,两端电压波形出现了高频振荡,这种高频振荡一方面不利于电磁干扰的抑制,另一方面也为偏磁现象的产生带来不利影响。电路布局优化改进后,电压波形的高频振荡明显减小,从而达到有效抑制偏磁的目的。

结论

通过试验验证了这3种方法的可行性和有效性,对提高推挽拓扑结构的可靠性有重要的作用。为彻底消除开关功率器件电压尖峰及提高装置的功率密度,需要在推挽拓扑结构中引入软开关功率变换技术,由于文中所提及的3种抑制偏磁的方法具有一定的使用局限性,因而其偏磁抑制方法需在此基础上加以改进,这有待于进一步的研究。