极化阵列在TD-SCDMA干扰抑制中的应用研究

【摘要】从极化阵列的角度出发,文章针对TD-SCDMA的时隙干扰提出了一种新的干扰抑制方法,给出了TD-SCDMA极化阵列模型,详细分析了极化阵列干扰抑制原理,并通过仿真分析波达估计图验证了新方法的有效性和优越性。

【关键词】TD-SCDMA 时隙干扰 极化阵列 波达估计图

TD-SCDMA系统中,上下行之间有一切换点,如果基站无法保证切换点在同一时刻,如相邻帧同步发生偏差,或相邻小区上下行时隙比例不一致等[1],会造成系统中同时存在上下行链路的情况,将引入新的MS-MS和BS-BS等干扰,造成严重的干扰。

TD-SCDMA时隙干扰时,干扰和信号在时域、频域和空域的特征都很接近,很难用之前的方法进行干扰抑制。为此,本文将提出一种新的解决方法。

1 极化阵列

TD智能天线主要利用空域滤波,根据信号到达角的不同抑制与信号传播方向不同的干扰,而当干扰方向与目标信号方向相同时空域滤波也无能为力。2G移动通信系统采用频域滤波,根据信号和干扰频率差别滤除干扰。由于频域资源有限,很难在频域找到一个寂静的频道,而极化滤波则不受这些限制。但极化滤波需要以造价昂贵的全极化雷达系统为硬件基础,受全极化天线测量系统发展缓慢的制约,几十年来有关的理论和技术研究没有取得实质性进展。随着人们对电磁波极化特性认识的日益加深,近十几年来极化捷变、分集技术和极化阵列逐渐发展,使得利用极化技术抑制干扰成为可能[2~4]。

阵列信号是现代信号处理的一个重要分支,其本质是利用空间分散排列的传感器阵列和多通道接收来获取信号的时域和空域等多维信息,以达到监测信号和提取其参数的目的。常见阵列是由标量传感器组成的标量传感器阵列,能够估计信号的功率、频率、时间延迟和到达方向,但是不能估计信号的极化状态[5]。而极化阵列是指对电磁信号极化信息敏感的阵列,相比普通阵列具有更强的抑制干扰、增强信号的能力。TD-SCDMA天线阵列仅有空域滤波能力[6],当干扰信号和期望信号空间到达角接近时,阵列滤波性能急剧下降[7~8]。如将TD-SCDMA天线作为极化阵列进行发展,不仅可以利用期望信号和干扰信号空间到达角的差异在空域滤波,而且还可以利用其极化状态的差异在极化域滤波。

2 TD-SCDMA极化阵列模型

图1是TD-SCDMA常用双极化天线阵列示意图,天线由4个正交偶极子对构成均匀线阵。本文根据TD-SCDMA特点,以N个正交偶极子组成的均匀线阵为分析对象,每阵元的两个正交偶极子分别沿X轴和Y轴方向排列,各个阵元沿Y轴均匀排列,间距d为半波长,结构如图2所示。

假定极化波在空间沿波数向量K的方向传播,TD阵列由N个阵元构成,阵列为均匀线阵,TD阵元均匀排列在Y轴上,阵元间隔为d。第n个阵元的坐标为(0,(n-1)d,0),电磁波空间到达角为(θ,φ),则阵列波数矢量为:

定义空间相移因子为:

且第一个阵元接收的信号为:

z1(t)=sp(t)

则第n个阵元接收的信号为:

zn(t)=qn-1sp(t)(2)

以下为矢量形式:

为矩阵的Kronecker积。

可以看到,极化阵列的信号矢量变为极化矢量与空间矢量的Kronecker积,改变信号的到达角和信号的极化状态,使得信号导向矢量在6N维空间扫描,形成阵列响应向量的集合。

令,假定在期望信号的传播空间存在M个干扰信号,根据阵列接收模型,得阵列接收矢量信号x(t)为:

(4)

其中:

S=[s1 s2 … sM]为阵列的信号矢量矩阵,

s(t)=[s1(t) s2(t) … sM(t)]T为信号时域波形矢量,

I=[i1 i2 … iM]为干扰信号矢量矩阵,

i(t)=[i1(t) i2(t) … iM(t)]T为干扰信号时域波形向量。

3极化阵列干扰抑制分析

图中,H端和V端代表任意两个正交的单极化通道。从图3可以看到,与以往TD-SCDMA天线阵列最终输出加权合成信号不同,极化阵列可接收的信号除了TD-SCDMA的空域信号外,还有极化信息,即极化阵列是对极化域和空域的联合处理,其实质是将一维空域滤波技术扩展应用到空间-极化二维域。

由图3及前述得,阵列输出信号:

y(t)=wTx(t)(5)

其中:加权矢量w∈C2N×1为2N维复矢量。

可得:

yH(t)=[x1H(t) … xnH(t)][w1 … wn]T(6)

yV(t)=[x1V(t) … xnV(t)][w1 … wn]T (7)

最优加权矢量与信号处理准则有着直接的联系,不同的准则决定了不同的权矢量,相应阵列的滤波性能也不一致。由于TD的时隙干扰中,基站干扰为强干扰,如何抑制干扰是首要目标,故本文以下针对干扰抑制展开。

阵列噪声为独立白噪声,输出噪声功率恒定,令权矢量模长为1,信噪比最大的目标对应于期望信号功率最大,问题描述如下:

式中,w为权矢量,I为干扰,s为信号。

干扰矢量张成干扰子空间:〈I〉=span{I},其正交补空间为〈I〉,则信号矢量可以进行如下唯一分解:

s=PIs+PIs(9)

式中,PI=I(IHI)-1IH为s到干扰子空间的投影矩阵,

PI=E2N-PI=E2N-I(IHI)-1IH为s到干扰正交补空间的投影矩阵。

由于IHw=0,得:w∈〈I〉,即:

wHPIs=0 (10)

可得:

wHssHw=wH(PIs+PIs)(PIs+PIs)Hw

= wH(PIs)(PIs)Hw+wH(PIs)(PIs)Hw

= wH(PIs)(PIs)Hw (11)

根据柯西-许瓦兹不等式得:

wH(PIs)(PIs)Hw=|〈w,PIs〉|2≤

||w||2||PIs||2=||PIs||2=sHPIs(12)

等式成立的充要条件为权矢量与信号矢量在干扰正交补空间的投影矢量平行,即:

wpot=μPIs

=μ[E2N-I(IHI)-1IH]s (13)

SNRMAX=ASNR|||s||2-sHI(IHI)-1IHs|(14)

由于TD-SCDMA的时隙干扰,其主要组成为基站干扰,可作为1维空间,此时,到干扰子空间的正交补空间的投影矩阵为:

4 仿真结果

仿真实验中,阵元排列为实际中多用的等距线阵,沿X轴以d=λ/2等间距布放,阵元个数M=8,信噪比SNR=10dB。两个相干信号分别从方位角10°、30°方向入射到直线阵上,假设10°波束的信号极化矢量与干扰子空间的正交补空间平行,而30°波束与其夹角为60°,其余条件相同。波达估计算法使用 MUSIC[9]算法。